JPS6149798B2 - - Google Patents
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- JPS6149798B2 JPS6149798B2 JP14151578A JP14151578A JPS6149798B2 JP S6149798 B2 JPS6149798 B2 JP S6149798B2 JP 14151578 A JP14151578 A JP 14151578A JP 14151578 A JP14151578 A JP 14151578A JP S6149798 B2 JPS6149798 B2 JP S6149798B2
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- circuit
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 32
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 claims description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 9
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 3
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 229910052736 halogen Inorganic materials 0.000 description 2
- QSHDDOUJBYECFT-UHFFFAOYSA-N mercury Chemical compound [Hg] QSHDDOUJBYECFT-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 229910052753 mercury Inorganic materials 0.000 description 2
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 2
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 1
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- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、放電灯点灯回路に関するものであ
る。
る。
本発明の目的とするところは、電源電圧が変動
してもランプ電力が一定になるようにすることに
ある。
してもランプ電力が一定になるようにすることに
ある。
従来、電源より誘導リアクタンスおよび点灯中
に蒸気圧を有する放電灯、例えば、水銀灯、マル
チハロゲン灯を交流制御素子に接続し、ランプ電
圧の分圧整流平滑した電圧で検出する検出回路の
出力と、電源電圧より一定位相進んだ電圧の分圧
値の毎半サイクルの後半の電圧とを比較し、前者
が後者より高くなつた位相でパルスを発生し、こ
のパルスで交流制御素子を制御していた。即ち、
第１図において、１は基準電圧発生回路で、電源
電圧より一定位相進んだ電圧を分圧し、整流した
電圧を発生するもので、電源VsにコンデンサC1
抵抗R1の直列回路と抵抗R1に並列に整流回路BD1
の入力端を接続する。したがつて、整流回路BD1
の出力電圧V1は第２図ｂのように電源Vsに対し
て期間t1−t2（t4−t6）位相が進んだ電圧が得られ
る。２はランプ電圧検出回路で、放電灯ＬAの電
圧をトランスT1で変圧し、整流回路BD2、抵抗R7
を介して抵抗R6、コンデンサC3に接続し、抵抗
R6の両端に第２図ｃのような検出電圧V2を得
る。３は比較回路で、基準電圧とランプ検出電圧
を比較するもので、ランプ検出電圧が基準電圧よ
り高くなるとき（期間t3−t5又はt7−t8）トランジ
スタQ1がオンする。４はゲートパルス発生回路
で、比較回路３のトランジスタQ1がオンする
と、抵抗R4、R5を介して接続されたトランジス
タQ2も第２図ｄのようにオンする。コンデンサ
C2には整流回路BD1の正の端子よりダイオード
D1、抵抗R2を介して充電されているので、トラ
ンジスタQ2がオンするとコンデンサC2の電荷が
トランスT2の１次巻線、抵抗R3、トランジスタ
Q2を介して放電され、トランジスタQ2がオンす
る時刻t3、t7で第２図ｅのようなゲート信号が与
えられて交流制御素子Ｓはオンし、電源Vs、誘
導リアクタンスＬ、放電灯ＬAに電流が流れる。
ここで、点灯中に、電圧の蒸気圧を有する放電
灯、例えば、水銀ランプ、マルチハロゲン灯を点
灯させる場合、始動直後から、定格点灯移行す
る。間、放電灯ＬAのインピーダンスは、始動直
後は、著しく低く、以後、ランプ蒸気圧の上昇と
共に、インピーダンスは、上昇し、定格点灯状態
で一定になる。したがつて、始動過程において、
放電灯ＬAのインピーダンスは低く、ランプ電圧
も小さいので、ランプ電圧を整流平滑した電圧
Vcも小さい。始動から点灯へ移行する間におい
て、ランプ電圧は上昇し、電圧Vcも上昇する。
に蒸気圧を有する放電灯、例えば、水銀灯、マル
チハロゲン灯を交流制御素子に接続し、ランプ電
圧の分圧整流平滑した電圧で検出する検出回路の
出力と、電源電圧より一定位相進んだ電圧の分圧
値の毎半サイクルの後半の電圧とを比較し、前者
が後者より高くなつた位相でパルスを発生し、こ
のパルスで交流制御素子を制御していた。即ち、
第１図において、１は基準電圧発生回路で、電源
電圧より一定位相進んだ電圧を分圧し、整流した
電圧を発生するもので、電源VsにコンデンサC1
抵抗R1の直列回路と抵抗R1に並列に整流回路BD1
の入力端を接続する。したがつて、整流回路BD1
の出力電圧V1は第２図ｂのように電源Vsに対し
て期間t1−t2（t4−t6）位相が進んだ電圧が得られ
る。２はランプ電圧検出回路で、放電灯ＬAの電
圧をトランスT1で変圧し、整流回路BD2、抵抗R7
を介して抵抗R6、コンデンサC3に接続し、抵抗
R6の両端に第２図ｃのような検出電圧V2を得
る。３は比較回路で、基準電圧とランプ検出電圧
を比較するもので、ランプ検出電圧が基準電圧よ
り高くなるとき（期間t3−t5又はt7−t8）トランジ
スタQ1がオンする。４はゲートパルス発生回路
で、比較回路３のトランジスタQ1がオンする
と、抵抗R4、R5を介して接続されたトランジス
タQ2も第２図ｄのようにオンする。コンデンサ
C2には整流回路BD1の正の端子よりダイオード
D1、抵抗R2を介して充電されているので、トラ
ンジスタQ2がオンするとコンデンサC2の電荷が
トランスT2の１次巻線、抵抗R3、トランジスタ
Q2を介して放電され、トランジスタQ2がオンす
る時刻t3、t7で第２図ｅのようなゲート信号が与
えられて交流制御素子Ｓはオンし、電源Vs、誘
導リアクタンスＬ、放電灯ＬAに電流が流れる。
ここで、点灯中に、電圧の蒸気圧を有する放電
灯、例えば、水銀ランプ、マルチハロゲン灯を点
灯させる場合、始動直後から、定格点灯移行す
る。間、放電灯ＬAのインピーダンスは、始動直
後は、著しく低く、以後、ランプ蒸気圧の上昇と
共に、インピーダンスは、上昇し、定格点灯状態
で一定になる。したがつて、始動過程において、
放電灯ＬAのインピーダンスは低く、ランプ電圧
も小さいので、ランプ電圧を整流平滑した電圧
Vcも小さい。始動から点灯へ移行する間におい
て、ランプ電圧は上昇し、電圧Vcも上昇する。
電圧Vcが上昇すると共に、ゲートパルスの位
相が進むことになり、始動過程を制御することが
できる。この回路において、点灯時の電源電圧
Vsが変動すると基準電圧V4も変動する。今、例
えば、Vsが90％、100％、110％に変化すると、
第３図に示すように、基準電圧V1も変化し、ラ
ンプ検出電圧は、ほぼ一定であるので、ゲートパ
ルスはVs90％では、θ１、100％でθ２、110％
でθ３に変化する。これは、電源が高くなると、
スイツチ投入位相が遅れるので電流を減少するよ
うに動作し、電源が低くなると、スイツチ投入位
相角が進むので、電流を増大するように動作るた
めに、電源電圧の変動に対して、ランプ電力変動
を減少させるように動作する。
相が進むことになり、始動過程を制御することが
できる。この回路において、点灯時の電源電圧
Vsが変動すると基準電圧V4も変動する。今、例
えば、Vsが90％、100％、110％に変化すると、
第３図に示すように、基準電圧V1も変化し、ラ
ンプ検出電圧は、ほぼ一定であるので、ゲートパ
ルスはVs90％では、θ１、100％でθ２、110％
でθ３に変化する。これは、電源が高くなると、
スイツチ投入位相が遅れるので電流を減少するよ
うに動作し、電源が低くなると、スイツチ投入位
相角が進むので、電流を増大するように動作るた
めに、電源電圧の変動に対して、ランプ電力変動
を減少させるように動作する。
しかし、第４図のように電源電圧の変動（90％
〜110％）に対してランプ電力変動を定電力性
（例えば±５％）にするためには、イのようにス
イツチ投入位相角を変化する必要があり、第１図
のもののようにロの変化だけでは不充分である。
〜110％）に対してランプ電力変動を定電力性
（例えば±５％）にするためには、イのようにス
イツチ投入位相角を変化する必要があり、第１図
のもののようにロの変化だけでは不充分である。
本発明はかかる点に鑑みてなされたもので、以
下実施例により詳細に説明する。
下実施例により詳細に説明する。
第５図において、１は基準電圧発生回路、２は
ランプ電圧検出回路、３は比較回路、４はゲート
パルス発生回路である。比較回路３によつて基準
電圧とランプ検出電圧とを比較し、基準電圧より
ランプ検出電圧が高くなると、タイマー回路開始
時刻設定回路５をセツトし、タイマー時間設定回
路６の動作を開始させる。すなわち比較回路３か
らは基準電圧とランプ検出電圧との大小関係に対
応して２値化された出力が得られるのであり、基
準電圧がランプ検出電圧以下となるときの比較回
路３の出力値の反転の時点でタイマー時間設定回
路６が限時を開始するのである。一方、電源電圧
変動検出回路７は電源電圧に比例した直流電圧を
出力するのであり、電源電圧の変動巾を検出する
ことになる。タイマー時間設定回路６は電源電圧
変動検出回路７の出力電圧が増加すると限時時間
が増加するように設定されている。このタイマー
時間設定回路６の限時が終了すると、ゲートパル
ス発生回路４によつてゲートパルスが発生し、交
流制御素子Ｓをオンする。
ランプ電圧検出回路、３は比較回路、４はゲート
パルス発生回路である。比較回路３によつて基準
電圧とランプ検出電圧とを比較し、基準電圧より
ランプ検出電圧が高くなると、タイマー回路開始
時刻設定回路５をセツトし、タイマー時間設定回
路６の動作を開始させる。すなわち比較回路３か
らは基準電圧とランプ検出電圧との大小関係に対
応して２値化された出力が得られるのであり、基
準電圧がランプ検出電圧以下となるときの比較回
路３の出力値の反転の時点でタイマー時間設定回
路６が限時を開始するのである。一方、電源電圧
変動検出回路７は電源電圧に比例した直流電圧を
出力するのであり、電源電圧の変動巾を検出する
ことになる。タイマー時間設定回路６は電源電圧
変動検出回路７の出力電圧が増加すると限時時間
が増加するように設定されている。このタイマー
時間設定回路６の限時が終了すると、ゲートパル
ス発生回路４によつてゲートパルスが発生し、交
流制御素子Ｓをオンする。
第６図は第５図の具体回路図、第７図は第６図
の動作説明図である。電源Vsの電圧波形が第７
図ａのとき、基準電圧発生回路１の出力電圧
V1、ランプ電圧検出回路２の出力電圧V2がそれ
ぞれ第７図ｂ，ｃであると、トランジスタQ1、
Q2は第７図ｄのような動作をする。電源電圧変
動検出回路７の出力電圧V3は第７図ｆのよう
に、電源電圧が定格電圧に対して90％のときe1、
100％のときe2、110％e3のように電源電圧変動に
対応して変化する。トランジスタQ2がt3，t9でオ
フとなると、抵抗R0とツエナーダイオードＺと
で得られる一定電圧が、抵抗R4とコンデンサC2
とで構成される時定数回路に印加され、第７図ｅ
の充電曲線が上下に変動しないように充電され
る。
の動作説明図である。電源Vsの電圧波形が第７
図ａのとき、基準電圧発生回路１の出力電圧
V1、ランプ電圧検出回路２の出力電圧V2がそれ
ぞれ第７図ｂ，ｃであると、トランジスタQ1、
Q2は第７図ｄのような動作をする。電源電圧変
動検出回路７の出力電圧V3は第７図ｆのよう
に、電源電圧が定格電圧に対して90％のときe1、
100％のときe2、110％e3のように電源電圧変動に
対応して変化する。トランジスタQ2がt3，t9でオ
フとなると、抵抗R0とツエナーダイオードＺと
で得られる一定電圧が、抵抗R4とコンデンサC2
とで構成される時定数回路に印加され、第７図ｅ
の充電曲線が上下に変動しないように充電され
る。
電源電圧が100％のとき、抵抗R3の電圧よりコ
ンデンサC2の電圧が高くなるt5、t11において、
PUTS2がオンし、コンデンサC2の電荷は
PUTS2、トランスT2の１次巻線を介して放電さ
れ、トランスT2の２次巻線に第７図(g)のような
ゲート信号が表われて交流制御素子Ｓをオンす
る。同様に、電源電圧が90％のときはt4，t10、
110％のときはt6，t12でゲート信号が供給されて
交流制御素子Ｓはオンする。したがつて、時刻
t4，t10の投入位相角θ１、時刻t4、t12の投入位相
θ３は電源電圧の変動分とタイマ回路のR4、C2
の充電時点数の設定によつて変動巾を広くでき、
第４図のイに示すような交流制御素子Ｓの投入位
相角をとることができ、電源電圧変動に対してラ
ンプ電力をほぼ一定にできる。
ンデンサC2の電圧が高くなるt5、t11において、
PUTS2がオンし、コンデンサC2の電荷は
PUTS2、トランスT2の１次巻線を介して放電さ
れ、トランスT2の２次巻線に第７図(g)のような
ゲート信号が表われて交流制御素子Ｓをオンす
る。同様に、電源電圧が90％のときはt4，t10、
110％のときはt6，t12でゲート信号が供給されて
交流制御素子Ｓはオンする。したがつて、時刻
t4，t10の投入位相角θ１、時刻t4、t12の投入位相
θ３は電源電圧の変動分とタイマ回路のR4、C2
の充電時点数の設定によつて変動巾を広くでき、
第４図のイに示すような交流制御素子Ｓの投入位
相角をとることができ、電源電圧変動に対してラ
ンプ電力をほぼ一定にできる。
第８図は本発明の他の実施例で、第６図の
PUTS2に代りユニジヤンクシヨントランジスタ
Q3を使用したもので、第６図のものと同様の動
作をする。第９図は電圧比較回路８を使用し、こ
の電圧比較回路８によりコンデンサC2の両端の
電圧と電源電圧変動検出回路７の出力電圧とを比
較判別し、コンデンサC2の電圧が高くなると、
その出力はハイレベルになり、トランジスタQ4
をオンし、トランジスタQ4のオンによりトラン
スT2に電流が流れ、交流制御素子Ｓにゲートパ
ルスが与えられ、オンする。尚、始動直後から定
格点灯へ移行する過程は従来例と同じであり、放
電灯ＬAのインピーダンスは始動直後は著るしく
低く、以後、ランプ蒸気圧の上昇とともに放電灯
のインピーダンスは上昇し、定格点灯状態で一定
になる。したがつて、始動から点灯へ移行する間
において、ランプ電圧は上昇し、ゲートパルスの
位相が進むことになり、始動過程を制御できる。
又、インダクタンスL1は誘導リアクタンスＬよ
りも大きい値のもので、補助的なものであつてな
くてもよい。
PUTS2に代りユニジヤンクシヨントランジスタ
Q3を使用したもので、第６図のものと同様の動
作をする。第９図は電圧比較回路８を使用し、こ
の電圧比較回路８によりコンデンサC2の両端の
電圧と電源電圧変動検出回路７の出力電圧とを比
較判別し、コンデンサC2の電圧が高くなると、
その出力はハイレベルになり、トランジスタQ4
をオンし、トランジスタQ4のオンによりトラン
スT2に電流が流れ、交流制御素子Ｓにゲートパ
ルスが与えられ、オンする。尚、始動直後から定
格点灯へ移行する過程は従来例と同じであり、放
電灯ＬAのインピーダンスは始動直後は著るしく
低く、以後、ランプ蒸気圧の上昇とともに放電灯
のインピーダンスは上昇し、定格点灯状態で一定
になる。したがつて、始動から点灯へ移行する間
において、ランプ電圧は上昇し、ゲートパルスの
位相が進むことになり、始動過程を制御できる。
又、インダクタンスL1は誘導リアクタンスＬよ
りも大きい値のもので、補助的なものであつてな
くてもよい。
本発明は上述のように、電源電圧とは位相の異
なる基準電圧を発生させる基準電圧発生回路と、
放電灯のランプ電圧に比例した直流であるランプ
検出電圧を発生させるランプ電圧検出回路と、上
記基準電圧とランプ検出電圧とを比較し基準電圧
とランプ検出電圧との大小関係に対応して２値化
された出力が得られる比較回路と、電源電圧に比
例した直流電圧を出力する電源電圧変動検出回路
と、基準電圧がランプ検出電圧以下となるときの
比較回路出力の反転の時点から限時を開始し電源
電圧変動検出回路の出力電圧が増加すると限時時
間が増加するように設定されたタイマー時間設定
回路と、タイマー時間設定回路の限時終了時点で
上記交流制御素子を点弧するゲートパルスを発生
させるゲートパルス発生回路とを具備しているの
で、電源電圧が変動してもランプ電力を定電力性
にすることができるという効果を奏するものであ
る。
なる基準電圧を発生させる基準電圧発生回路と、
放電灯のランプ電圧に比例した直流であるランプ
検出電圧を発生させるランプ電圧検出回路と、上
記基準電圧とランプ検出電圧とを比較し基準電圧
とランプ検出電圧との大小関係に対応して２値化
された出力が得られる比較回路と、電源電圧に比
例した直流電圧を出力する電源電圧変動検出回路
と、基準電圧がランプ検出電圧以下となるときの
比較回路出力の反転の時点から限時を開始し電源
電圧変動検出回路の出力電圧が増加すると限時時
間が増加するように設定されたタイマー時間設定
回路と、タイマー時間設定回路の限時終了時点で
上記交流制御素子を点弧するゲートパルスを発生
させるゲートパルス発生回路とを具備しているの
で、電源電圧が変動してもランプ電力を定電力性
にすることができるという効果を奏するものであ
る。
第１図は従来の放電灯点灯装置の回路図、第２
図ａ〜ｅは同上の電源電圧信号波形図、第３図ａ
〜ｃは同上の電圧が変動したときの要部電圧波形
図、第４図は同上の特性図、第５図は本発明の一
実施例のブロツク回路図、第６図は同上の一実施
例の回路図、第７図ａ〜ｇは同上の要部電圧信号
波形図、第８図および第９図はそれぞれ同上の他
の実施例の回路図である。 １…基準電圧発生回路、２…ランプ電圧検出回
路、３…比較回路、５…タイマー開始時刻設定回
路、６…タイマー時間設定回路、７…電源電圧変
動検出回路、Vs…電源、Ｌ…誘導リアクタン
ス、ＬA…放電灯、Ｓ…交流制御素子。
図ａ〜ｅは同上の電源電圧信号波形図、第３図ａ
〜ｃは同上の電圧が変動したときの要部電圧波形
図、第４図は同上の特性図、第５図は本発明の一
実施例のブロツク回路図、第６図は同上の一実施
例の回路図、第７図ａ〜ｇは同上の要部電圧信号
波形図、第８図および第９図はそれぞれ同上の他
の実施例の回路図である。 １…基準電圧発生回路、２…ランプ電圧検出回
路、３…比較回路、５…タイマー開始時刻設定回
路、６…タイマー時間設定回路、７…電源電圧変
動検出回路、Vs…電源、Ｌ…誘導リアクタン
ス、ＬA…放電灯、Ｓ…交流制御素子。
Claims (1)
- １ 電源と誘導リアクタンスと点灯中に高圧蒸気
圧になる放電灯と交流制御素子とを直列接続して
主回路が形成された放電灯点灯装置において、電
源電圧とは位相の異なる基準電圧を発生させる基
準電圧発生回路と、放電灯のランプ電圧に比例し
た直流であるランプ検出電圧を発生させるランプ
電圧検出回路と、上記基準電圧とランプ検出電圧
とを比較し基準電圧とランプ検出電圧との大小関
係に対応して２値化された出力が得られる比較回
路と、電源電圧に比例した直流電圧を出力する電
源電圧変動検出回路と、基準電圧がランプ検出電
圧以下となるときの比較回路出力の反転の時点か
ら限時を開始し電源電圧変動検出回路の出力電圧
が増加すると限時時間が増加するように設定され
たタイマー時間設定回路と、タイマー時間設定回
路の限時終了時点で上記交流制御素子を点弧する
ゲートパルスを発生させるゲートパルス発生回路
とを具備して成ることを特徴とする放電灯点灯装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14151578A JPS5568090A (en) | 1978-11-15 | 1978-11-15 | Device for firing discharge lamp |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14151578A JPS5568090A (en) | 1978-11-15 | 1978-11-15 | Device for firing discharge lamp |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5568090A JPS5568090A (en) | 1980-05-22 |
| JPS6149798B2 true JPS6149798B2 (ja) | 1986-10-31 |
Family
ID=15293750
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14151578A Granted JPS5568090A (en) | 1978-11-15 | 1978-11-15 | Device for firing discharge lamp |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5568090A (ja) |
-
1978
- 1978-11-15 JP JP14151578A patent/JPS5568090A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5568090A (en) | 1980-05-22 |
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