JPS61501954A - ディジタル無線チャンネルのための相互ポ−ラリゼ−ション干渉除去法 - Google Patents

Abstract

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Description

【発明の詳細な説明】 ディジタル無線チャンネルのための 相互ポーラリゼーション干渉除去法 技術的背景 本発明は、ディジタル無線チャンネルにおける相互ポーラリゼーション干渉除去 の技法に関係するものであり、特に、除去器と等化器を直列に構成した干渉除去 法に関する。除去器の回路をなす初段の判定器が、おのおの受信したポーラライ ズされた信号の主ローブの評価値を与え、そして、その評価値を適切に重みづけ をした後に、おのおののポーラライズされた信号より、干渉している主ローブを 取りのぞく。そして、等化器は、インターシンボルおよびクロスレイル干渉を、 おのおのの受信信号において緩和するために用いる。

背景技術 直交ボーライズされたチャンネルを介した周波数再使用により地球的規模のある いは衛星無線通信路の帯域効率は、２倍に増大することが可能になる。

こうしたシステムは、同じ帯域で且つ同じキャリア周波数で２種の異なった情報 を持つ信号を伝送し、それぞれの信号の伝送のために、別々の直交ポーラリゼー ションを用いている。しかしながら、理想的でない、アンテナや伝送媒体では２ つの信号の相互結合及び相互ボーラリゼーション干渉が生じる。そのような技術 が用いられるとさ、伝送や受信の際に生じたポーラライズされた信号の各々の相 互ポーラリゼージヨン要素は無線システムに要求される、許され得るレベルに保 たれるべきである。

適切な相互ポーラリゼーション除去を得るためにさまざまな技法が工夫されてき た。そうしたひとつの技法は、各々のポーラライズされた信号とともに別々のパ イロット信号を送るものでおる。各々のパイロット信号は受信器で検知され、そ れぞれ、フィードバック又はフィードフォワード制御装置のいずれかで制御信号 を生成し、相互ポーラリゼーション要素を減少させるために用いられる。

他の技法は、適応的フィードバック型の相互ポーラリゼーション除去器であり、 その技法は、受信した双方のポーラライズされた信号から、訂正された制御信号 を生成する。そして、各々受信した双方のポーラライズされた信号の中の相互ポ ーラライズ信号を変換し、除去するものでおる。

もうひとつの変換的フィードバック装置では、ベースバンドの処理がデータ判定 回路に用いられて、制御信号を生成する。その信号は、各々の受信さ、れた双方 のポーラライズされた信号の中の相互ボーラリゼーション要素を除去するために 、工Ｆ訂正網に用いられる。

しかしながら在来の技術の問題点は、現在の相互ポーラリゼーション除去装蓋エ リも簡単な装置を提供することにあり、Ｍ−ＱＡＭ信号の双ボーラリゼーション モードの伝送のために適応的に相互ポーラリゼーション干渉を消去しその一方で 分散的な減・衰（フェージング）が関係しているとき単ポーラリゼーションシス テムに等しい特性を達成できるような装置を提供することである。

発明の概要 在来技術における前述の問題点は、本発明によって解消される。この発明は、デ ィジタル無線チャンネルにおける相互ポーラリゼーション除去の技法に関係して おり、特に除去器（キャンセラー）と等化器が直列に構成された相互ポーラリゼ ーション干渉除去装置を特徴としている。除去器の予備評価回路が各々受信され たポーラライズされた信号の主ローブの評価値を与え、適切にその評価値に重み づけをしたのち、逆にポーラライズされた信号から、干渉している主ローブを取 りのぞく。等化器はそれからインターシンボルおよびクロスレイル干渉を各各の 受信信号から緩和するために用いられる。

図面の簡単な説明 図を参照するに第１図は本発明による相互ポーラリゼーション除去装置のブロッ ク図である。第２図は典型的な双−ポーラライズシステムの伝送器のブロック図 である。第３図は典型的な１６−ＱＡＭ信号の時間領域パルス応答を図示したも ので、中央の切れ目の減衰１０ｄＢで、主ポーラリゼーション伝送路に用いられ る。第４図は典型的な１６−ＱＡＭ信号の時間領域パルス応答を図示したもので 、１１　ＭＨｚオフセット減衰７．５ｄＢ　の深さで、主ポーラリゼーション伝 送路に用いられる。第５図は図中のパラメータによる双−ポーラライズされた１ ６ＱＡＭ無線信号の特性曲線を図示したものでちる。第６図、第７図は除去器な し、単タップ除去器、にょる双−ポーラリゼーション１６−ＱＡＭ無線システム の除去器の特性、および単ポーラリゼーションシステムの特性を図示したもので 、図中のパラメータで、伝送器の局部発信器が同期している場合でしかも、主ポ ーラリゼーションの最小位相減衰の場合のものでろる。第８図と第９図は、非除 去率タップ除去器に関する双ポーラライズされた１６−ＱＡＭ無線システム及び 送信機での非同期局部発振器及び主ボーラライゼーション信号の最少位相フェー ジングの場合に関する所定のパラメータを有する単ポーラライゼーションシステ ムにおける除去性能を示している図である。第１０図と第１１図は双ポーラライ ズされた１６−ＱＡＭ無線システムの除去器の特性を図示したもので、順に図６ ．７０曲線を生成するために用いられるもので、伝送器の局部発振器が非同期の 場合である。

図１２．１３は順に図８．９の曲線を生成するために用いられる双ポーラライズ された６　４−Ｑ　ＡＭ無線システムの除去器の特性を図示したもので伝送器の 局部発振器が非同期の場合である。

詳細な説明 本発明に従って、相互ポーラリゼーション除去の方法を説明する。これは、例え ば視界内、地球的規模の無線への適用といった：うなときに経験される分散的な 減衰チャンネルのＭ−ＱＡＭ信号の双ポーラライズ動作に用いられる。当除去器 はベースバンドで作動するよう設計されており、単ポーラリゼーションシステム の特性に迫るほど双ボーラリゼーション特性を改善する。後述する除去装置の説 明にあるＬうに、この設計は相互結合した信号は、フラットなあるいは分散的な 減衰と関係していて、その信号のパワー損失は、システムの出力時間を実際減少 させるという観測事実に基づいている。

第１図は不発明による相互ポーラリゼーション除去装置のブロック図であす、除 去装置部１ｏと等化器装置１１の直列になった装置を含む。最初に、独立した除 去器および等化器１０．１１を形づくる要素について述べ、本発明の除去器とそ の動作のはっきりした理解を与えるために本発明の相互ポーラリゼーション除去 器の設計の奥にある考え方を述べる。

第２図に図示されたものは、典型的な双ポーラリゼーションシステムの伝送装置 である。図に見るように、伝送装置には、３コの主要な局部発振器の組がラリ、 それは双ボーラリゼーションシステムのモデル化において重要な役割を演する。

それらはすなわち、ベースバンド列にクロック時間を与えるのに用いられる局部 発振器４０゜変調器にキャリア信号を与えるＩＰ局部発振器４１、そしてマイク ロ波変換器の発振器４２である。ベースバンドにおける除去において、もしもマ イクロ波局部発振器４２が同期していれば、装置はより簡単になるが、それは必 要なことではない。ＩＦ局部発振器４１もまた伝送器において、同期している必 要はない。

しかしながら、同期性がないと、ベースバンド相互ポーラリゼーション除去を行 なう前に倍の受信回路部が必要となる。従って、同期、非同期のＩＦ局部発振器 を持っている双方の場合について考察を行う。最後に、ベースバンド　シーケン ス　タイミング発振器４０もまた同期していてもいなくてもよい。非同期のＩＦ およびタイミング局部発振器４１．４０の一般的な場合、発振器の周波数の変動 と周波数の差にぶる現象は、通常、ＩＦ局部発振器４１に対してはＯから２πの 値をとる規格化され、一様分散した位相、およびタイミング局部発振器に対して は、０からＴｓ　までの値をとる規格化され、一様分散した時間偏移としてモデ ル化される。それら２ツの定義されたランダムパラメータは、２ツのポーラリゼ ーションのうちの１つに重ねられる。第１の場合として、２ツの伝送路間の遅延 を０≦τｍ＜Ｔｓ、在来のポーラリゼーションの位相偏移を０≦θｍ≦２πと仮 定するすなわち非同期なＩＦ、タイミング局部発振器の場合である。もうひとつ の場合では１ｍ−０、θｍ＝ｏを仮定する。すなわち、同期的な発振器の場合で ある。そして、全体のシステムの特性を調べる。これらは２ツの極端な場合であ り、伝送器の局部発振器の同期性が果たす役割について、充分な洞察を与えるだ ろう、ということを注意されたい。最適なタイミングにおける主ボーラリゼーシ ョン信号（Ｌ＝Ｉ　）の変調器および復調器との間の最適な位相はΦ■　として 導入する。強力な主ポーラリゼーション信号にとって、相互に結合した信号が無 秩序であるゆえに、Φ１恍不発明の前段の受信回路の一部をなす主ポーラリゼー ション復調器に二ってもう一方のポーラライズされた信号に重ねられる。多重チ ャンネルの分散の特性は４ツのパルス応答の重ねられせによって完全に記述でき る。

それらのパルス応答は、おのおの独立に、適当な伝送符号の状態によって重みづ けられる。伝送される符号のＫｔｈのパルス応答は次のものである。

Ｕ５１−Ｊ（ｐ（ｔ−ＫＴ　）　ｃｏｓ（φＩ）　（１）＋ρｔｐ　（ｔ　ＫＴ 、−τｒ）　ｃｏｓ（（ω。−ωｏ■）τ■＋π＋φＩ〕）。

ＴＪ、Ｉ−ａＩ（ｐ（ｔ　−ＫＴ、）　５ｉｎ（φ■）　（２）＋ρＩｐ（ｔ− ＫＴ３−ｒｌ）　５ｉｎ（（ω。ＧＪＯＩ　）　Ｔ　Ｉ＋　Ｋ＋φ■〕）。

Ｕｉ　、ｎ　−”　Ｉ（’　ｐ（ｔ−ＫＴ　ｓ　ｒ譜ｃｏｓ　（φ工＋θ−）＋ 　（３）ρ■Ｉｐ（ｔ　ＫＴ　、−ｔ　Ｉ　Ｉ−τｒｒｌ）ＣＯｓ〔（ω。−ω ０ＩＩ）τＩＩ＋π＋φ１＋６））　。

Ｕ４．Ｈ−ａＨ（ｐ（ｔ　ＫＴ、−１ｍ）ｓｉｎ（φＩ＋θ譜＋　（４）、ｌ、 ＩＩｐ（ｔ−ＫＴ３−τＩＩゴｍ）　５ｉｎ（（ω。−ωｏＩｌ）　τＩＩ十π ＋φ■＋θ□〕）。

ここにＩ、ＩＩ　は頭に主および相互にポーラライズされた伝送路を示す。ＫＴ 、はに−０，１，２、・・・・・・に対応する連続する時間列であり、Ｔｓ　は １ホンの周期である。

ナイキスト型フィルターのイン・パルス応答はｐ（ｔ）　で示され、ω　は名目 上のキャリア周波数でちる。パラメータ１′ｉ・ρｉ・ω・、τ・、（ｔ−Ｉ、 ＩＩ）はフラット減衰しＯｆ　１ ベル、減衰する切れ目の深さ、減衰する切れ目の位置、主および相互にポーララ イズされた２本の伝送路のフエルチパス減衰モデルの２本の伝送路間の相対的な 遅延でろる。等式（１）、（２）は順に主ポーラリゼーション信号の受信したイ ンフェーズ部において、主ボーラリゼーション伝送器による乱れたイン・フェー ズおよび２次の混和信号を示す。そして、等式（３）、（４）は相互にポーララ イズした干渉によって送信される信号を示す。

干渉している相互結合した信号の減衰特性を定義するパラメータを導入するため に、各々の干渉の減衰の様子をその分散減衰の状態を表わすトリプレットに関係 づける。このトリプレットを示す。

Ｇ） ここに、ａ、ａ　は順に相互に混釈した信号、生温Ｉ　Ｉ 号のフラット減衰レベルを表わす。トリプレットの中でρ１□は分散的減衰の切 れ目の深さでアリ、ΔｆＯＩＩは減衰の切れ目の位置を示し、これは、相互ポー ラライズされた伝送路のキャリア周波数に関係づけられる。図示するために、式 （１）から（４）を図３．４に示し、そして、τ−〇θ−０．（−２０，０，０ ）減衰の干渉、主ポーラリゼーシヨン伝送路の２ツの異なる減衰妬ついて示しで ある。第３図には、中心・の切れ目１０　ｄＢ　のものが、主ポーラリゼーショ ン信号に適用された場合における、前記のパルス応答が図示されている。主ボー ラリゼーション信号の減衰によるものは中心に切れ目があり、θ−０、Ｕ、Ｉお 工びＵ、１□　は共に零であることに注意すべきである。

第４図は７．５ｄＢの深さの１１　ＭＨｚオフセット減衰によるもので、主ボー ラリゼーション伝送路に用いられ、たとえ干渉がフラットな減衰を有していると しても、位相φＩ　がそれに重なっているためＵｉＩＩお：びＵ９□１は非零の ナイキスト形のパルスであり、その相対的な位置はまた主ボーラリゼーシ甲ン信 号によって重ねあわされる位相とタイミングによって決定される。主ポーラリゼ ーション信号（ｉ−■）の切れ目の減衰の深さく　ｄＢ　）と相対的な切れ目の 減衰の位置（ＭＨｚ　）との軌・跡が１０−３の確からしさて図５に示されてい る。すなわち−２０１ｌｏｇ−ρ、１対ΔｆＯＩ　の様子である。ここにρ■　 は主ポーラリゼーション伝送路の分散的減衰の深さでちり、Δｆｏ■　はキャリ ア周波数に関係する減衰の深さの位置を示す。曲線に沿って選ばれた数点におい て、平均の信号対干渉の比率が書かれている。参考として単ポーラリゼーション １６−ＱＡＭシステムの特性、すなわちａＩＩ”ｏ　の様子が図示され１１′と 印されている。第５図において異なる減衰の干渉によるｖ′２′から１４′まで 印づけられた曲線を比較すると、システムの出力時間は、干渉信号が緩やかに分 散しているか否かによって、干渉・のパワーの総計に依存するという前述の事実 が明らかになる。例えば等しい２０ｄＢ　のフラットなパワーのレベルとＯＭＴ （ｚの切れ目のオフセットを持つ曲線１４′と１２′を比較すると、曲線″２′ は５　ｄＢ　の帯域内の切れ目をもち、その結果帯域内に切れ目を持たない曲線 ″４′の減衰エリもより少ない出力時間となることが明らかになる。一方で曲線 １２′に示されるように、より大きいパワーのロスはたとえ、曲線１２′に対す るインターシンボル干渉が曲線′４“に対するインターシンボル干渉にまさって いたとしても、出力を減少させている。曲線１２′と１３′を考察すると、デー タは理想的なフラットなパワーのレベルと減衰の切れ目の深さに依存している。

そしてこの減衰の切れ目は、ＯＭＨｚ（中央の切れ目）から１１　ＭＨｚ　（帯 域の端近く）をうごく。切れ目が中心にある減衰は、切れ目にオフセットのかか った減衰よりも出力が小さい。というのは、ＯＭＨｚにおける、減衰していない 信号のスペクトルエネルギーが１１　ＭＨｚ近くにおけるスペクトルエネルギー よりもずっと多いためである。さらに曲線″３′と、１２′の関係では再び干渉 において、信号のパワーの総計が減少し、そのスペクトルエネルギーが結果とし て、出力時間をおくらせている。全てこれら図示された曲線は、６０ｄＢ信号対 雑音比（ＳＮＲ）、２２．５−Ｍハウドの符号伝送率τ−０，４５、ロールオフ で１．６−　Ｑ　Ａ　Ｍ無線システムのもとで書かれたものである。

干渉のパワーは、直接に相互結合された信号パワーのスペクトル密度領域に関係 づけられることがわかった。

こうして、双ポーラリゼーション動作においては、双チャンネルで伝送されるク ロスにポーラライズされた信号では干渉信号のパワースペクトル密度分布の領域 を減少することにより、主および相互結合した信号密度の間の重複領域を減少さ せ、結果として、干渉のパワーの減少を導く。従って、そのような動作を行なう ことのできる相互ボーラリゼーション干渉除去装置は、双ポーラライズされたシ ステムの特性を改善するであろう。ナイキスト形のパルスの主ローブの標本点は 、その周波数スペクトルの領域に比例することもまたわかった。そうした発見に 基づいて、本発明の除去装置は、相互に混和された干渉の主ローブを消去するこ とによって、双ポーラライズされたシステムの特性を改善することを得た。

今、第１図の装置にもどろう。前にも述べたように、本発明の相互ボーラリゼー ション除去装置は除去装置１０と等化器１１を含む。受信器において、第１、第 ２の在来のポーラライズされた信号がベースバンドに復調され、それらは順に図 示する必要から、線形に垂直および水平のポーラライズされた信号にポーラライ ズされるものと今後考える。そして、その信号は入力ライン１２．１３より順に 復調器より受信される。復調された垂直ポーラライズされた入力信号は、遅延器 ［１４および主ローブ評価器１５０入力として与えられる。評価器１５は入力信 号を処理して、最初受信した干渉している相互ポーラライズされた信号のＭ−Ｑ ＡＭ出力の粗い変形を与える。評価器１５からの出力は、判定器回路１６および 差分器回路１７へ送られる。判定器１６は本質的には検出器、スライサでありそ れはＭ−ＱＡＭ入力符号のレベルを表わす出力信号を生成する。判定器回路１６ の入力と出力の差は、差分器回路１７で判定され、その違いを表す誤差制御信号 を生成する。その信号は評価器１５に送り戻される。評価器１５はこの誤差信号 を用いて、それを横切るタップを更新し、そのしつかりした評価値を出力に送る 。評価器１５はマルチタップトランスパーサル等化器と判定回路１６を含み、差 分器回路１７は今述べたような機能をもち、良く知られた技術による装置のいく つか適当なもので構成することができる。判定回路１６の出力はまた変換器１８ を通しても送られる。その変換器は判定器回路１６からの信号に除去器の係数あ るいは重みづけの係数を乗する。そして、回路１６からの出力信号のレベルを補 正する。変換器は例えばアキュムレータと乗算器回路を直列にすることで構成で き、適切に除去器の係数値を変化させ、受信信号の状態の変化に対応する。変換 器１８からの補正した信号はその後減算器１９で復調された水平方向にポーララ イズされた主入力信号を遅延したものから減算される。すなわち、評価器１５、 判定回路１６、差分回路１γ、適応化回路１８は以下の機能を果たす。すなわち 、主伝送路のパルス応答の主ローブの初段の評価を行う。そして次に適切に重み づけされた前述の主ローブの信号の評価値を生成する。

その主ローブは減算器１９において、遅延器２０によって適切に遅延された伝送 路１３による垂直方向にポーラライズされた入力信号より減算されたものであり 、そして、遅延された水平方向にポーラライズされた信号から、主ローブの干渉 分を消去する。復調した水平方向にポーラライズされた入力信号はライン１３： り受信し、同様に主ローブ評価器２１、判定回路２２、差分回路および変換器２ ４で処理される。そして、主伝送路からのパルス応答の主成分の評価値を与え、 そして適切に重みづけられた前述の主ローブの評価信号を生成する。その主ロー ブは減算装置２５によって、遅延器１４で適切に遅延された垂直方向にポーララ イズされた入力受信信号から減算されたものである。減算器２５．１９がらの出 力信器部１１は減算器２５．１９の出力と順につながっているシステム等化器３ ０，３４から構成されているのが示されている。出力等化器３０，３４の出力は 順に判定器回路３１．３２に結合しており、そのおのおのは、判定器回路１６． ２２で説明した方式で機能する。そして、ＱＡＭ符号のＭレベルの判定を行う判 定回路３１の入力と出力の差は差分回路３２で判定され、誤差制御信号を表すも のを生成する。この信号はシステム等化器３ｏにフィードバックされる。システ ム等化器３０はこの誤差制御信号を用いて、適切な等化のためにシステム等化器 を適切に補正する。同様に判定回路３５からの入力および出力は差分回路３６で 用いられ、適切な誤差制御信号を生成し、システム等化器３４に送り戻され、シ ステム等化器３４に用いられることに二って等化を適切に補正する。等化器部１ １の機能はインクシンボルおよびクロスレイル干渉を緩和することである。差分 回路３２と３６の出力もまたそれぞれ、変換器１８．２４に送り戻され、変換し て適切な重みづけを助け、それは、それぞれ変換器１Ｂ、２４に用いられる。そ してそれぞれの判定回路１６．２２の出力へとむかう。付は加えると、ローブ評 価器１６お工び２２のタップ係数は（ａ）　それぞれ判定回路１６−１７．２２ −２３からの初段の誤差制御信号から待ってくる場合（ｂ）　より良い特性を得 るためにそれぞれ最終段の判定、差分回路３１−３２．３５−３６から点線で示 すように取りだす場合がある。遅いチャネル時間の場合は最終的な誤差信号を、 評価器１５．２１によるタップ係数の評価に用いることができる。θ−０お工び τ□＝０の場合、すなわち、２ツの、ポーラリゼーションシーケンスタイミング と第２図におけるＩＦ局部発振器４０．４１が同期している場合、１６ＱＡＭ無 線に対する典型的な除去器特性を第６．７図に示し、６４−ＱＡＭ無線の特性を 前に示したような分散的な減衰の場合に第８．９図に示す。

同期している場合には、相互に結合した干渉している主ローブの標本点の実部お ↓び虚部を除去する、単一の複素判定フィードバックタップを用いると、槃ポー ラリゼーションシステムの特性に実際近い双ボーラリゼーション動作における特 性を得６゜前述した通り、同期している場合には、単一複素タップだけが干渉の 主ローブを取りのぞくことができる。というのは、干渉の主ローブは常にめる符 号の主ローブと一致しているからでおる。

第６図、第７図において、曲線の全ては、６０ｄＢの信号対雑音比（ＳＮＲ）、 ２２．５−Ｍボー符号伝送率、丁−０，４５０−ルオフフ、１．６−ＱＡＭ無線 についてのものでおる。そしで、第８図、第９図では６４−ＱＡＭ無線の特性が ６６ｃｌＢ　Ｓ　Ｎ　Ｒ，１，５Ｍボー符号伝送率、τ−０，４５０−ルオフフ のもとで得られ′Ｃいる。しかしながら各々の場合には、主ボーラリゼ・−ジョ ン信号の等化は含まわていないことにｔ主意１．なくてはならない。

非同期の伝送器の局部発振器４０の場合では、第１０−１３図に単一お↓び２タ ツプ除去器の特性を図示する。

この測定条件は各々、図６−９の条件によるが、異なるｒｍ＼　θ□の値が非同 期の場合を与える。第１０−１３図の各々の場合には、相互ポーラリゼーション 除去器を通す前の特性が、一番上の曲線に示され、除去器の単段、２段の様子が 順に印を付けられている。そして一番下の曲線は、単ポーラリゼーションの１６ ．６４ＱＡＭ無Ｍシステムの特性を示す。第１０−１３図のそれぞれでは、主ボ ーラリゼーション信号の等化は除外されている。

どちらの場合にも、２段複素タップを用いた除去器を通したのちの双ボーラリゼ ーションの出力特性は、単ボーラリゼーションのシステムの特性とたいへん近い 。もしも伝送器においてタイミング発振器４０が同期していなくても、干渉によ る主ローブの位置は１ボーの周期までの時間内でめるボーラリゼーションの主ロ ーブと関係して取りのぞかれる。さらに２段除去器は全ての時間において、干渉 する主ローブを本質的に除去することを保証している。もちろん、これはタイミ ング発振器４０の周波数偏移が変換するループが除去タップ係数を更新する速さ と比較して、充分小さい時にのみ言えることで６７：１．タイミング発振器に用 いられる水晶発振器は数百万周期はんのわずかだけ偏移するだけなのでこのこと は伺ら間頓にない。非同期の場合に用いらｉする２段除去器の構造は、第１図に 見られるものと同様で［Ｆ］るが、第２の複タップが、初段のめと（変換器回路 １Ｂ）に間に１ボーの間隔の遅延器をはさんでつながれることだけが異なる。前 述の議論は、初段で主ポーラリゼーション信号の最少位相減衰にむすびついてい た。本発明の消去器を非最小位相減衰のもとで評価した場合、消去器の特性は実 際には減衰の型によらないことがわかるでちろう。

ＦＩＧ、　３ ／／）σＳ１し准Ｖ電５ ランに１しｌザ弓 Ｆ／σ５ ＦＩＧ、７ ＦＩＧ、　９ ｒ−０，４５，■、、−１／（１５闘ｂａｕｄｌ、ＳＮＲ・６６ｄＢτｍ”＋θ 、−０ ＦＩＧ、　１０ １−ｉｃ；、　１ｉ ＦＩＧ　、　１２ ＦＩＧ、１３ 国際調査報告

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. １．第１と第２の直交ポーラライズされたベースバンドのデイジタル入力信号を 受信することのできる、それぞれ第１と第２の入力端子、及び 第１と第２の出力端子から成る相互ポーラリゼーシヨン干渉除去装置において； 該第１と第２の入力端子に接続されて受信した該第１、第２の直交ポーラライズ されたベースバンド入力信号に応答し、それらから該第１と第２の入力信号それ ぞれのパルス応答の主ローブの第１、第２の評価値の決定を行ない、そして第１ と第２の評価値から該第２と第１の除去器の入力信号として送られる適切な位相 と振幅をもつ第１と第２の除去出力を生成して第２と第１の除去器出力信号を得 る除去器手段を含み、直交ポーラライズされた信号の干渉の主ローブは本質的に 除去され、及び該第１と第２の除去装置の出力に応答して、本質的にその中のあ らゆるインタシンボル、およびクロスレイス干渉成分を等化しそして結果の第１ 、第２の除去された信号を、それぞれ該第１、第２の出力端子へ送る等化器を含 むことを特徴とする相互ポーラリゼーシヨン干渉除去装置。
2. ２．請求の範囲第１項に記載の相互ポーラリゼーシヨン干渉除去装置において、 第１、第２の在来のベースバンドデイジタル除去器の入力信号に応答して、それ ぞれ第１と第２の直交ポーラライズされたベースバンドデイジタル除去装置の入 力信号のパルス応答による主ローブを示す第１および第２の出力信号を生成する 主ローブ評価装置、及び第１と第２の評価器の出力信号に応答して、該第１、第 ２の評価器の出力を所定の方法て修正し、第１、第２の出力信号をそれぞれ生成 する適応化手段であつて、適切に遅延されたそれぞれ第２、第１の除去器の入力 信号と結びつけて、本質的に該遅延した除去器の第１と第２の入力信号の直交干 渉しているポーラライズされた信号を除去している適応化手段を含むことを特徴 とする相互ポーラリゼーシヨン干渉除去装置。
3. ３．請求の範囲第２項に記載の相互ポーラリゼーシヨン干渉除去装置において、 評価器と変換器の間に配置された判定器を含み、該判定器は正しい値を、第１、 第２の評価器の出力それぞれのデイジタル符号の正しい値を決定しており、該正 しい値は変換器へ送られ、第１、第２の誤差制御信号を生成しており、そして該 判定器は第１、第２の誤差制御信号を生成し、それは、前述の評価器出力からの 第１、第２の信号によつて決定される誤差をあらわすものであり、そして 該主ローブの評価器は、第１、第２の判定器からの誤差信号に応答し含まれるあ らゆる誤差を減少する方法でそれぞれ第１、第２の出力信号を適応的に訂正する ものであるところの相互ポーラリゼーシヨン干渉除去装置。
4. ４．請求の範囲第２項に記載の相互ポーラリゼーシヨン干渉除去装置において、 該等化器は第１と第２の等化器及び第１と第２の判定手段を含み、 該第１、第２の等化器はそれぞれ第１、第２の除去器の出力信号に応答して、本 質的にあらゆるインタシンボル、およびクロスレイル干渉成分を、該第１、第２ の除去器の出力から除去して、そして、該第１、第２の等化器の出力を該干渉成 分を含まずに生成しており、そして該第１、第２の判定器は、それぞれ第１、第 ２の等化器の第１、第２の出力に応答して、第１、第２等化器の出力それぞれか らのデイジタル符号のそれぞれの訂正した値を決定して、該第１、第２の除去器 出力端子へ送つており、そして第１、第２の等化器の出力の間の誤差を与える第 １、第２の誤差信号と関連の訂正されたデイジタル符号を生成しており、該第１ 、第２の等化器は、第１、第２の誤差信号に応答して、該第１、第２の等化器出 力の誤差を適応的に減少させていることを特徴としている相互ポーラリゼーシヨ ン干渉除去装置。
5. ５．請求の範囲第４項に記載の相互ポーラリゼーシヨン干渉除去装置において、 該変換器は、等化器の中の判定器からの第１、第２の誤差制御信号に応答して、 所定の方法によりそれぞれ該第１、第２の出力信号を修正していることを特徴と する相互ポーラリゼーシヨン干渉除去装置。
6. ６．請求の範囲第５項に記載の相互ポーラリゼーシヨン除去装置において、 該主ローブ評価器が等化器の中の判定器の第１、第２の誤差信号に応答して、含 まれるあらゆる誤差を減少する方法で第１、第２の出力信号を適応的に訂正して いるものである相互ポーラリゼーシヨン除去装置。