JPS6156526A - 反響信号打消装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は、衛屋通信や拡声電話において、通話品質の劣
化要因となる反響ｇＩ夛を打消す反響打消し装置に関す
る。

〔発明の技術的背景〕

衛屋違信等に１話いては、回線の遅延時間が地上回線に
比べてはるか１こ長いため、自分の送話信号がしばらく
遅れて受話信号に混入して聞こ、える現象が岨こり、し
ばしば通話の障害となる。そのため、従来より、第７図
ｔζ示す様にエコー・キャンセラーを、衛星回線と地上
回線との結合点に挿入して、これを防いでいる。

また、拡声電話においては、スピーカから出た音が壁１
人間等で反射してマイクに拾われ、この音響結合が、ハ
ウリングの原因になったり、残響として通話品質の劣ｆ
ヒにつながる。そのため、従来より、第８図に示す様に
エコー・キャンセラーを、スピーカー、マイク間に挿入
して、これを防いでいる。

第７図、第８図において、エコーφキャンセラー１０１
は、受話４ぎ号ｘ　（ｔ）が反響信号ｙ　（ｔ）となる
反響゛路特性を％　Ｘ（’）ｔ　）’（ｔ）により学習
し、自装面内上反響路特注に近似した擬似反響路特性を
持つフィルタを合成し、これにより、擬似反響信号Δ ７　（ｔ）を生成し、近端話者の真の送信信号ｎ　（ｔ
）と、△ 反響信号ｙ　（ｔ）よりなる送信信号ｚ（ｔｌからｙ　
（ｔ）を減Ｉｎ器１０２で差し引く事により、反響信号
を打消す。

このエコー・キャンセラーは、一般的ζこ第９図に示す
様に、ディジタル・フィルタ（Ｄ　Ｆ　）３０１゜反響
路推定回路（ＥＳＴ）３０２、減Ｗ、器３０４、同時通
話検出回路（ＤＴＤ）３０３から成る。ＤＦ３０１はに
サンプル時点で、 （但し、Ｔは転置行列である。） なるＮ個の係数を持つ非巡回形ディジタルフィルタでＥ
ＳＴ３０２は、サンプリングされｒ：　ｘ　（ｋ）、　
ｙＧｃ）なる演算を繰り返し、順次、修正項、Ａ（ｋ）
を加えてゆく事により、ＤＦを真の反響路特性に近づけ
てゆく。

（２）式の＃（ｋ）の算出は、種々の方式があるが、例
えば、学習同定法と呼ばれる方式では、サンプリングさ
れた受信信号の系列。

Ｘ（ｋ）−（Ｘ（ｋ）、　（ｋ−１）　、−、ｘ（ｋ−
Ｎ＋１））　・・・・・・ｆ３１と減算器３０４で求め
た残差信号 により 但しＩＩＸ（ｋｌ　ＩＩ　−Ｘ（ｋ）　Ｘ（ｋ）°なる
演算を行う。

以上の各回路により反響路推定が進み、最終的には △ ｙ（ｋ）−ｙＱｃ） となり、（４）式によりｅ（ロ）−ｎ　（ｋ）となる事
により。

反響信号が打消されるが、学習同定法を含む、多くの推
定方式は、送信信号が存在する時、すなわ△ ちｎ（転）〜０の時は、ＨｌＯｃ）の逐次推定が乱れる
場合がある。そのため、従来より、同時フｉｎ話検出回
路３０３を設け、近端話者が送話中へ（Ｋ′−、Ｏにし
て。

これを防いでいる。

〔背景技術の問題点〕

上記のダブルトーク検出回路は第１Ｏ図に示す様に、一
般に、受話信号Ｘ　Ｉｋ）、送話信号ｚ　（ｋ）の、平
均電圧比、平均電力比、ピーク電圧比、ピーク電力比２
等のレベル比による検出が行なわれており、これは１反
響路が利得を有さないため、送話信号２（ト）中の反響
信号ｙ（６）のレベルは、受話信号Ｘ（ト）のレベルを
越える事がなく、ダブルトーク時のみ送話信号ｏ　ｋ）
が加わる事により、このレベル比が逆転する性質を利用
している。

この方式は、簡単なハードで央現できるため現在、広く
用いられているが、平均匝を用いる場合、ダブルトーク
発生から検出迄時間がかかり、また、ピーク値を用いる
場合も、ｘ（ｋ）のピーク値以上の口（ｋ）が来て、は
じめてダブルトークを検出できる。

したがって、いずれの方式も、ダブルトーク発生から検
出まで、時間を要し、この開に、工；−・キャンセラー
の反響路推定動作が乱れ、この乱れが、ダブルトーク終
了後も、しばらく残り、反響信号の打消能力が低下する
ため大きな問題であった。

この様な問題点を改善する方式として、第１１図ζこ示
す様に、送話信号２（２））に替えて、エコー・キャン
セラーの残差信号ｅ　ｆｋｌを用いる方式が考えられて
いる。この場合、エコー・キャンセラーの反響路推定が
終了しているとすれば、ｅｆｋ）において、反響１ｇ号
ｙ　（ｋ）は、すでに打消されているため。

エコー・キャンセラーの打消＠ＧｄＢ　％、シキい値を
下げる場が町ＨＢになり、ダブルトーク信号１１１ｋｌ
の小さいレベルでも検出可能となり、この分検出時間も
短くすり、エコー・キャンセラーの反響路推定動作の乱
れも少なくなる。

しかし、この方式は、しきい値が低いため、反響路変動
が起こり、打消能力が低下する小によりｅ（ト）のレベ
ルが増加する場合にも、ダブルトークと誤判定してしま
い、゛′必要な反響路推定動作が行なわれなくなるとい
う重大な欠点を有していた。

〔発明の目的〕

本発明は、上述の問題点を改善するためになされたもの
で、ダブルトークを高速に検出し、かつ反響路変動時の
誤演出が防止された反響４１号打消装置を提供すること
を目的とする。

〔発明の概要〕

本発明は、残差信号ｅσ（）と受信・１ｇ号ｘ　（ｋ）
のレベル比 （ｘ（樽のレベルノ プルトークであると判定するダブルトーク検出回路ｌこ
おいて、 ｋサンプル時点のしきい値−ＫＴ（６）を、ダブルトー
ク検出結果に従い、以下の様に移動する事を特徴として
いる。

（１）ダブルトーク判定時 ＡＴ（ｋ＋１．）−ＡＴ（ｋ）−δＵ ■）ダブルトーク判定以外の受話時 ＡＴ（ｋ−）−１）諺ＡＴ眞）＋δＤ （３）その他 ＡＴ（ｋ＋１）−ＡＴ（財） 〔発明の効果〕 この発明によれば、ダブルトーク検出のためしきい値を
低く設定でき、更に、このしきい値を可変とすることに
より、反・とσ時変動時には反響路推定動作が正常に動
作することが可能となる。

〔発明の実施例〕

次に、この発明の詳細な説明する。この説明に先立ち、
まずこの発明の主要；π理を説明する。

上記〔発明の概要〕に示した操作の趣旨は、残差信号ｅ
　（ｋｌを用いる従来方式において、反響路変動時にも
％　ｅ　ｋ）のレベルが増大してダブルトークを誤判定
する欠点を改善する事にあり、上記のような信号のレベ
ル比でダブルトーク判定をする場合において反響時変４
９時には、ダブルトーク時に比較して、はるかに畏１時
間ダブルトーク判定が継続する性質をト１１用している
。

以下、第２図に示すダブルトークおよび反響路変動のモ
デルを用いて説明する。

同図において％ＰＡＳＳＡ６０３．ＰＡ８ＳＢ６０４は
、それぞれ％特性の異なる反響路で、スイッチ６０５を
切換える事により反響路が変動する。

またノイズ源６０９は、ダブルトーク信号を発生するも
ので、スイッチ６０８がオンの時、加算器６０７により
、反響信号ｙ　（ｋ）に加えられる。

ここで本発明のダブルトークディテェクタ６０１は、受
話信号ｘ（ｋ）と、残差信号ｅ　（ｋ）を入力し、ダブ
ルトーク判定時にエコー・キャンセラー６０２の反響路
推定動作を禁止する信号ＩＮＨを出力する。

さて、本発明、のダブルトークディテェクタ６０１は、
第１図に示す様に、構成される。同図において、受話信
号ｘ　（ｋ）　、残差信号ｅ　ｋ）は、レベル検出回路
７０２，７０３で、レベル検出（平均電圧、平均′電力
、ピーク電圧、又は、ピーク電力の検出］され、対数回
路７０５，７０６で対数領域の値Ｌ　ｅ　（ｋｌ’　。

Ｌｘ（ｋｌに変換される。

減算器７０８はＬｘ＆）−ＡＴ（ｋ）を行う事により、
ダブルトーク検出のしきい値をＳ動させる。この減ｎ器
７０８の出力およびＬ（ｅＨｔ判定回＆５７０９に入力
される。この回路７０９においてはＬｅＱｃ）：２（Ｌ
ｘ（ト）−ＡＴ伽）ノ　を満たすか否かの判定がなされ
、満たされる時に、ダブルトークと判定し、ＩＮＨ信号
として「１」を出力する。このＩＮＨ信号によってエコ
ーφキャンセラーの反響路推定が禁止、される。したが
りてＡＴに）が大きい程しきい値が下がり、ｅ（６）の
小さいレベルに対してもダブルトークと判定できる。よ
って検出精度および検出速度が増す。

上記のようにしきい値を移動させるための構成トシテ、
Ａ′ｒ、メモリ７１Ｏ１加算器７１６．修正量メモリ７
１２，７１３，７１４　を設け、スイッチ７１７の選択
により、しきい値を逐次修正して、適正値に設定する。

この修正量は、ダブルトーク判定結果であるＩＮＨ信号
に従い、スイッチ７１７を切換える。

すなわち （１）ダブルトー２時（ＩＮＨ−ｒｔＪの時）・・・修
正量として、−δＵ（δｕ〉０）として、Ａ’ｒｔＮを
減少させる事により、しきい値を上げ、ダブルトークと
判定しにくい方向に移動させる。よって。

スイッチ７１７のＡを選択する。

Ｑ）非ダブルトーク時（ＩＮ）（−１’−ｏＪの時ン・
・・修正量として、＋δ＋Ｄ（δＤ〉０）として人Ｔ［
有］）を増加させる事により、しきい値を下げ、ダブル
トークと判足し易い方向に移動させる。よりてスイッチ
７１７の８８通択する。

以上の操作により、ダブルトーク・ディチェフタのしき
い値ＡＴ（ト）は、適正値に保たれるが、更に動作を確
夫にするために、反響信号ｙ（６）をレベル検出回路７
０１．対数回路７０４を通して得られるＬ　０１と、ｘ
（ｋ）のレベルであるＬ　（ｙ）を、比較器７０７に入
力して、Ｌ（ｙ）〉Ｌ（ｘ）を検出し、Ｃ（１３時に、
スイッチ７１７において、０８通択する事により、修正
量として、＋δＨＤ（但し、＋δ）ｆＤは、＋δＨより
も、かなり大きな値フを供給し、しきい値を大巾に下げ
る事により、ダブルトーク判定を、容易にする事もでき
る。

なお、送話時、ならびに無通話時Ｉこは比較器７１５に
より、スイッチ７１８をＢｇＦｌに倒すこと（こよりＡ
　Ｔ　（ｋ）の修正を禁止する。

第３図は、第２図におけるエコー・キャンセラーのＡ　
Ｔ　（ｋ）の変「ヒと、ダブルトーク検出結果を。

概略的に示したものであるが、以下、両図をもとに、＃
作を説明する。

ここで、エコーｅキャンセラーの収東速就は、５　ｄＢ
／　ｓｅｃ　、−δＤ、＋δＵの修正量ｔｘ、いずれも
４　ｄＢ／ｓｅｃ　（０，０００５ｄＢ／ｓａｍｐｌｅ
　、　８　ｋＨｚサンプル時ンとし入力信号Ｘ　（ｋｌ
およびダブルトーク信号０（６）は−１０ｄＢｍ程度の
白色雑音とする。

する。また、第６図において、スイッチ６０３は［９１
略ＡｖＡに、スイッチ６０８はオフでダブルトーク信号
は無しとする。

この時、最初の約８秒間は、ＡＴ）Ａなので、ＩＮＨ−
ｒｌＪになり１反響路推定は禁止され、この分、収束は
遅くなる。しかし、この間、ダブルトーク検出がｒｌＪ
となっているため、ＡＴは除々ζζ減少し、８秒目で、
ＡＴ−Ａとなり、そのＩＡ　Ｔ　（Ａ　ト逆転する８に
より、ＩＮＨ−ｒＯＪとなり反響路推定が始まる。よっ
て、エコー・キャンセラーの打消能力が増す事により、
人は増加する。と同時に、ダブルトーク検出がｒＯＪで
あるため、ＡＴは増加に転する。しかし、ここで、人の
増加は、６　ｄ　Ｂ／ｓ　ｅ　ｃ　、　ＡＴの増加は４
　ｄＢ／ｓｅｃであるため、Ａ’ｌ’は増加するにもか
かわらず、収束が終了する迄、ＩＮＨ−１”ＯＪとなる
。一度、収束が始まると、最終迄、続行する。そして、
約７秒の収束の後、ＡＴは、エコー・キャンセラーの打
消能力の最大値であるＡ−３５ｄＢ前後で撮動し、それ
により、ＩＮＨも「０」と「１」を、くり返す。

次に、第３図（ｂ）は、反響路変動のレリで％′＠６図
のモデル１こおいて、反響路Ａ→Ｂへの切替えで生シ、
実際の回線用エコー・キャンセラーでは、回線の変化で
生じ、更ζこ、音響用エコー・キャンセラーでは、人物
の移動等により引き弓こされる。

４３１ｇ　（ｂ）において、最初、エコー−キャンセラ
ーは反響路Ａで収束しているものとし、スイッチ６０８
はオフ、すなわち、ダブルトークは無しとし、Ａは約３
５　ｄＢを得ているとする。またＡＴも、約３５ｄＢｌ
ｌＩ？＆でｊ辰動しているとする。その後、約６秒の時
点で、第２図のスイッチ６０５が切替り、反響路Ｂに切
替わりたとする。

この時、第３図り）ｔこ示す様に、エコｍ−キャンセラ
ーの打消能力が低下するため、人が大巾に低下し、同図
（ａｌの時と同様に、Ａ＜ＡＴとなり、ダブルトークと
誤判定する事（こよりＩＮＨ−ｒＯＪとなり？Ａ動作状
態となる。

従来方法では、このまま、反＃路推定が行われる事なく
、限りなく、この状態が続いたか、本方式においては、
同図（闇と同様、除々に、ＡＴが減少する事により、こ
の例では、約８秒後にＡＴ（人となり、再び収束が始ま
る。

ｆｉｌに、ダブルトークの場合を第８図（Ｃ）に従い、
１　　説明する。同図において１．最初、エコー・キャ
ンセラーは、第２因における反響路Ａで収束しているも
のとし、スイッチ６０８はオフでダブルトークなしとし
、Ａは約３５ｄＢを得ているとする。

またＡＴも同図（ｂ）と同様、約３５ｄＢ前後で振動し
ているとする。

その後、約６秒の時点で、第２図のスイッチ６０８がオ
ンとなり、ダブルトークが発生したとする。

この時、（ｂｌ同様Ａく人でとなり、ＩＮＨ厘「ｌ」と
なる事で、ニー−・キャンセラーの反響路推定が禁止さ
れる。

この場合も（ｂ）同様ＡＴは減少し始めるが、一般にダ
ブルトークが、８秒以上続く事は実際には非常に少ない
と考えられる。

本例は、ダブルトークが８秒で終了するとしているがこ
の様に８秒以内にダブルトークが終了すれば、ダブルト
ーク時に、ＡＴ＜Ａとなる事がなく、ダブルトーク時に
反響路推定を行う事がない。

ヨつてエコー・キャンセラーの打消量劣化を防ぐ事がで
きる。

第４図に本発明の実施例を示し、以下、詳細に説明する
。同図において、入力信号Ｘ（ｋ）、反響信号ｙｒｋ）
ｅ残差信号ｅ（ｋ）は、１３ｋＨｚ　　でサンプリング
されたにサンプル目の信号で、語長１５　ｂｉｔとする
。但し、Ｘ（財）くｌ、ｅσｃ）く１．ｙ（６）くｌと
すこれら各信号は、それぞれピーク値ｉ（出回路９０１
〜９０３　　でピークｆ直が検出され、語長１６ｂｉ、
ｔの信号ｘ　ｍａｘ　（Ｉｃ）　、　ｙ　ｍａｘ　Ｑｃ
）　、　ｅ　ｍａｘ　ｌｃ）となり、２乗回路９０４〜
９０６で、３２ｂｉｔのレベル検出信号ｘ　ｍａｘ　”
（３）、ｙｍａｘ”叫、ｅｍａｘ冨（転）を得る。

このうち、ｘｍａ３：（ｋ）とｅｍａｘ”（ｋ）は、プ
ライオリティエンコーダ回路９０７，９０８で、ＬｘＧ
ｃ）＝　ｌ　３２＋ＩＮ　Ｔ（ｌｏｇ　！　（Ｘ　”ｍ
ａｘ＋にυ月Ｌｅ（ｋ）−ｌ　３２＋ＩＮ　Ｔ（ｌａｐ
　！　（ｅ　”ｍ５ｉｘ（ｋ）、））１（但しＩＮＴ（
ｘ）はＸを越えない整数ンなる処理を受け、Ｏ〜３２の
整数である対数領域のレベル検出信号Ｌ　ｘ　ｋ）　、
　Ｌ　ｅ　（ｋ）となる。

一方、しきい値Ａ　Ｔ　（ｋｌは、Ｏ〜３２の整数を蓄
留するＡＴメモＩＪ　９０９に蓄えており、加算器９１
０にて、サンプル毎に、以下の様に修正を受ける。

α）通常のダブルトーク時 比較器９１２により、ダブルトークと判定されＩＮＨ＝
ｒｌＪＫなった時は、スイッチ９１４がＢを選択し、比
較器９１２のＡ側の入力Ｉ４を選択し、これをもって修
正量とする０この修正量は、シフト回路９１５でＡＴメ
モリの出力をシフトしているため、実際の修正量は−２
−１６・Ｌｅ■／ｓａｍｐｌｅとなシ、ダブルトーク判
定が続く限シ、人での値は減少する。

ここで、修正量ＫＬａ鱒を用いたものは、ダブルトーク
信号のレベルが低い時に、ＡＴの減少速度が一定であれ
ば、短時間でＡＴ＜Ａなる状態に移行し、ＩＮＨ＝　ｒ
ＯＪとなシ適応動作が始まるのを防ぐためであり、レベ
ルＬｅ（ｋ）Ｋ比例した修正量を用いて、これを防いで
いる。

なお、定常的なノイズ等でエコーキャンセラーの打消能
力が常に減少している系の場合、以上のような構成によ
っては、適応動作禁止が充分でない恐れがある。そこで
、第戎図に示されるようにピーク値検出回路９２３、減
算器９２４，９２５を用いて、ある程度近い過去のＡＴ
の最大値と、現在の打消量の差をもって修正量とすれば
、以上のような問題も解決され、約８秒の適応動作禁止
が保証される。

（２）非ダブルトーク時 比較器９１２により、非ダブルトークと判定され、ＩＮ
Ｈ−「ＯＪになった時は、スイッチ９１４がＡを選択し
、一定値＋δＤ（δＤ〉０）を選択し、これをもって、
修正量とする。

したがって、受話時の非ダブルトーク時には、ＡＴの値
は、＋δｎ／ｓａｍｐｌｅずつ増加する。この修正量は
、シフト回路９１５でＡＴメモリ９０９の出力をシフト
しているため実際には２−１６・δＤ／ｓａｍｐｌｅと
なる。

（３）高レベルダブルトーク時 反響信号ｙ■のレベルが、受話信号Ｘ　（ｋ）のレベル
よシ大きくなる高レベルのダブルトーク時には比較器９
１６の出力によシスイッチ９１３がＢ側を選択し、一定
値＋δＨＤ（＞＞＋δＤ）を選択し、これをもって修正
量とする。これは、明らかにダブルトークと判定できる
場合には、大きな修正量を用い、急速にＫＴを増加させ
、ダブルトーク判定を容易にするための操作である。し
たがって、通常は、スイッチ９１３はＡ側を選択してい
る。

以上の修正は、全て受話器に行い、比較器９１１におい
て、受話信号ｘ（ｋ）のレベルが、しき゛い値ＸＴよシ
小さい時には、非受話時であると判定し、スイッチ９１
７がＡ側を選択する事によシ、修正は行わない。この様
にして得たＡ’ｒは、シフト回路９１５で×２　の演算
を行なった後、減算器９１８でＬＸＧＩ）から差し引く
。よって比較判定のしきい値が移動されることになる。

なお、リミッタ回路９１９は、減算器９１８の出力をＯ
〜諺の間の値に制限するもので、また、リミッタ回路９
２０は、ＡＴの値を０〜３２の間に制限するものである
。

以上が、実施例全体の説明である。次に、本発明の主要
回路である、ピーク値検出回路９０１〜９０３と、プラ
イオリティエンコーダ９０７について、その具体的構成
例を示す。

第５図は、ピーク値検出回路の一例である入力信号ｘＱ
ｃ）は、最大値検出回路１００ＩＫ入力し、メモリ１０
０２　Ｋ蓄えである１サンプル前の信号ｘｍａｘ（ｋ−
１）を乗算器１００３で１−２−’Ｃｒは例えば１０１
！度の値とする）倍する事により微少量減少させた値と
の間で比較を行い、大きい方の値をもって出力する。し
たがって、遠い過去の値など重みが減少するが、近似的
に、ある程度近い過去の最大値を検出できる。

また、プライオリティエンコーダ回路は、例えば第６図
の様に構成される。同図〈おいて、入力信号ｘｍπ（ｋ
）は、ロードパルスでシフトレジスタ１１０１にロード
される。そして、同時に、バイナリカウンタ１１０４が
リセットされ、ＲＳプリッププロップ１１０２がセット
される事によシ、アンドゲート１１０３を介して、クロ
ックがシフトレジスタ１１０１　Ｋ供給され、ｘ２ｍａ
ｘ（ｋ）がＭＳＢ側から順次出力され、最初に「１」が
出る迄シフトが繰シ返される。そして、シフト出力よシ
「１」が出ると、この信号が几／Ｓフリップフロップ１
１０２のリセット端子に加わる事によシ、出力Ｑが「０
」Ｋなシ、アントゲ−）１１０３のゲートが閉じる。

よってシフトレジスタ１１０１およびカウンタ１１０４
に供給されていたクロックが止まる。これに伴いバイナ
リカウンタ１１０４のカウント動作が止ま）プライオリ
ティエンコーダ出力Ｌｘ（ｋ）を得る。

以上、本発明の実施例を、ディジタル回路で構成した例
を用いて説明したが１本発明は、アナログ回路、ディジ
タ”ル信号処理用プロセッサのソフト等で実現できるの
は明らかである。また、ピーク値検出回路は、平均値検
出等の覆々のレベル検出回路によシ構成可能であ）、全
て本実施例と同様の効果を得る。

また、以上の実施例では反響推定の禁止時間を８秒とし
たが、約３秒程度に短縮したとしても、夾用土特に支障
はなく、推定開始を速くすることが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の原理図、第２図はダブルトークを示
すモデルを示す図、第３図は本発明の動作説明図、第４
図は本発明の実施例、第５図はピーク値検出回路例を示
す図、第６図はプライオリティエンコーダ回路例を示す
図、第７図は衛星用エコー・キャンセラーの応用を示し
た図、第８図は拡声電話用エコー・キャンセラーの応用
を示した図、第９図はエコー・キャンセラーの構成図。 １０３・・・ハイブリットコイル、１０４・・・電話線
、２０１．２０２・・・アンプ、　２０３・・・スピー
カー、２０４・・・マイク、　４０１．４０２，５Ｑ１
．５０２・・・レベル検出回路４０３．５０３・・・比
較器、　５０４・・・アンプ、７１２．７１３，７１４
，９２１，９２２・・・修正量レジスタ。 代理人　弁理士　　則　近　憲　佑 （ほか１名） 第　　１　図 第２図 第　　３　図 時用（ｓｅｃ） 第３図 （ｂン 時用（Ｓｅｃ） （Ｃ） 第　　５　図 第　　６　図 第７図 第　　８　図 第１０図 第　１１図

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）受信信号と、この受信信号の反響信号が加わった
   送信信号により逐次反響路特性を推定し、これにより得
   た推定反響路特性に基づき擬似反響信号を生成し、送信
   信号がら差し引く事により、反響信号を打消した残差信
   号を生成する反響信号打消し装置において、 受信信号および残差信号のレベルの比を算出し、この比
   が、しきい値を超える事により、ダブルトークと判定し
   、前記反響路推定動作を、禁止するダブルトークディテ
   ェクタを有し、 前記ダブルトーク検出結果がダブルトークの時は、前記
   しきい値を上げ、非ダブルトーク時には、前記しきい値
   を下げることを特徴とする反響信号打消装置。
2. （２）受信信号および残差信号の比として、前記受信信
   号及び残差信号の平均電圧、平均電力、ピーク電圧、ピ
   ーク電力等を計算して得られるレベルの比を用いること
   を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の反響信号打消
   装置。