JPS6158653B2

JPS6158653B2 -

Info

Publication number: JPS6158653B2
Application number: JP52101495A
Authority: JP
Inventors: Shunyure Hansu; Doreeusu Ururitsuhi; Zuingaa Eeritsuhi
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 1976-08-25
Filing date: 1977-08-24
Publication date: 1986-12-12
Also published as: US4140086A; JPS5327735A; GB1588434A; IT1084410B

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、内燃機関へ導びかれる燃料噴射パル
スの持続時間を、また燃料を連続的に噴射する場
合は単位時間当りに導びかれる燃料量を、λ−ゾ
ンデにより動作するλ−閉ループ制御により決定
するための燃料噴射装置であつて、この場合第１
比較器においてλ−ゾンデの出力信号を限界値電
圧と比較するようにし、さらに該第１比較器に後
置接続され該第１比較器の出力信号に応じて交番
する方向に積分する積分器が、送出される燃料量
に補充的に制御する信号を形成するようにした、
燃料噴射装置に関する。

内燃機関の排気ガス通路内にλセンサを使用
し、また閾値比較装置および後続の積分回路によ
つてλセンサの出力信号をさらに処理すること
は、すでに提案されている。しかしながら提案さ
れた回路は、かなり高価であり、かつ多くの回路
部品を必要とし、このことは、回路の動作の確実
さにも不利な作用を及ぼす。

それに対して特許請求の範囲に記載した特徴を
有する本発明による装置によれば、次のような利
点が得られる。すなわちわずかな数の回路素子し
か必要でなく、またセンサは、レベル整合用の別
のトランジスタ等なしで、処理回路の入力端子に
直接接続でき、また種々の積分時間を実現して、
内燃機関の種々の動作状態が支障なく考慮され、
またλシフト回路によつてλセンサ出力電圧に対
して接続される基準電圧を、センサの老化の際に
も信号を支障なく評価できる値にすることができ
る。

本発明の実施例を以下図面によつて説明する。

第１図においてλセンサは１で示されており、
アースに対して正の電位を供給するこのセンサの
出力端子５０は、閾値比較装置５１に接続されて
おり、この閾値比較装置は、センサの出力電圧を
基準電圧、いわゆる閾値電圧と比較し、従つて閾
値比較装置５１の出力信号の切換動作を行うよう
になる。λセンサ１から供給される出力信号の経
過に正確に合わせるため、後に詳細に説明するよ
うに、λセンサに対して接続される閾値電圧は可
変である。

閾値比較装置５１の後に、λシフトを行う回路
５２が接続されており、その際例えば論理状態０
から１へ閾値比較装置の出力信号が変化する際、
後続の回路５２の出力もこの変化にすぐ追従し、
一方逆方向へ、すなわち論理１から０へ変化する
際、所定の遅延時間が生じるように、時限回路に
よつて回路５２は操作される。従つて全体として
λセンサの後に接続された系のスイツチ動作にシ
フトが行われる。

λシフトを行うこの回路５２は、それから積分
回路１１に作用し、この積分回路の出力端子は、
連続的に上昇かつ低下する信号を発生し、この信
号は、発振回路１６の周波数に対してほぼ擬似直
流電圧を見なすことができる。例えば70Hzの周波
数を有しまた比較回路１５において積分器出力信
号に重ねるのこぎり波電圧の形をした振動電圧を
後続の比較回路１５に供給するため、発振回路１
６が設けられている。発振回路１６は、無安定マ
ルチバイブレータとして構成できる。比較回路１
５は、この比較回路に供給された重畳された信号
を方形出力電圧になるように処理し、この出力電
圧のパルスのオン・オフ比が、積分器出力信号の
割合に応じて変化する。それからさらに比較回路
１５の後に出力段５３が接続されており、この出
力段の出力が、制御圧力を制御する弁１７に作用
する。回路部品１６，１５，５３，１７は、連続
噴射する燃料噴射装置において、燃料噴射弁にお
ける噴射圧力に対して尺度になる制御圧力をλセ
ンサ出力信号に応じて制御するために必要であ
る。

さらに第１図の回路は監視回路５４を含み、こ
の監視回路は、閾値比較装置の出力信号を、従つ
てセンサ１の動作準備状態を監視し、かつ一方に
おいて動作準備されていない際導線５５を介して
積分回路１１を相応した開ループ制御に切換え、
かつ制御し、また他方においてこの監視回路は、
接続線５６を介して閾値電圧の相応した制御を行
う。監視回路５４は、監視回路５７にも作用し、
開ループ制御段階の間、監視ランプ３５を、なる
べく運転者に見える範囲に配置された監視ランプ
を制御する。本発明による回路のこれ以上詳細な
点については、以下に第２ａ図、第２ｂ図および
第２ｃ図の説明の際に説明する。

次に第２ａ図、第２ｂ図および第２ｃ図に個々
に示した実施例を詳細に説明し、しかしながらそ
の際本発明の枠からはずれることなく、使われた
個々の回路素子に対して、別の形式ではあるが同
一機能をはたす相応した回路素子を使用してもよ
いことは明らかである。本発明にとつて重要なこ
とは、信号処理に関してそれぞれの回路素子また
は全構成部品によつて得られる作用なのであつ
て、図内にあつて以下に有利な実施例として説明
する部分素子のそれぞれ全く個別的な特性ではな
い。

第１図においてλセンサまたは酸素センサは１
で示されており、このλセンサは、内燃機関の排
気ガス通路内に配置されており、かつ排気ガスの
値から初めの燃料空気混合気の組成を推定するこ
とができる。以下にもつぱらセンサと称するλま
たは酸素センサ１の後に、閾値比較装置２が直接
接続されており、この閾値比較装置は、双演算増
幅器の半分として形成されており、かつアース近
くの電圧をまたはわずかに負の電圧さえも測定で
きるように構成された集積ブロツクから成る。適
当なものとしてNS社またはシグネテイクスから
LM258HまたはSE532Tと称して売られているブ
ロツクを挙げておく。センサ１の出力電圧は、抵
抗Ｒ１０１を介して演算増幅器２の反転入力端子
に直接達し、かつこの演算増幅器によつて非反転
入力端子に供給される基準または閾値電圧と比較
される。公知のようにセンサ１は出力端子からア
ースに対して正の信号を供給し、この信号は、ス
テツプ関数に似ており、かつ所属の内燃機関に供
給された燃料空気混合気が薄い時、ほぼ100〜200
ｍＶの間の値にあり、また濃い混合気で運転され
た時、ほぼ800ｍＶの範囲の出力電圧が、すなわ
ち常に明らかにセンサ電圧の下側限界値以上の正
の電圧が得られる。センサは、これら両方の混合
気組成の間の区別を行い、またセンサ電圧経過の
所定の中心点に合わせて設定された基準電圧を選
べば、閾値電圧比較装置２の出力端子から、例え
ば正の信号（論理１）か、またはアースに近い負
の信号（論理０）が得られる。論理１と論理０と
の間で変化する演算増幅器２のこの出力電圧は、
内燃機関に供給される燃料噴射パルスの最終的な
幅を決めるため燃料噴射装置によつて補充的に評
価されるか、または連続的に噴射する燃料噴射装
置（例えば出願人のいわゆるＫジエトロニツク）
を使用した場合、噴射される燃料の量に対する尺
度である制御圧力を補充的に制御するために評価
される。

センサのその他の特性については、公知なので
説明するには及ばない。必要である限り、以下に
その都度個々の構成群を説明する際に説明する。

演算増幅器２に供給される閾値電圧は、抵抗Ｒ
１０４，Ｒ１０６／Ｒ１０５およびＲ１１２から
成る調節可能な分圧器によつて発生され、その際
接続線５を介して閾値電圧を形成するためさらに
付加的な信号値を供給することができ、この信号
値について後に説明する。まずゾンデ電圧に対し
て接続された閾値電圧が一定であるものと仮定す
る。分圧器は、ツエナダイオードZD１０２によ
つて安定化された電圧に接続されている。このツ
エナダイオードは、直列抵抗Ｒ１０３を介して導
線４に接続されており、この導線は、抵抗Ｒ１０
０およびダイオードＤ１００を介して正の給電電
圧＋Ｕ_Bに接続されている。給電電圧における正
の尖頭値を、ツエナダイオードZD１０１によつ
てあらかじめ決められかつICにとつて危険のな
い値に制限するため、ツエナダイオードZD１０
１が、導線４とアースとの間に接続されており、
抵抗Ｒ１００と組合わせて集積回路２（第２ｃ図
では２６）に対する過電圧保護装置として使われ
る。抵抗Ｒ１０１の両側においてアースに接続さ
れたバイパスコンデンサＣ１０１およびＣ１０３
を介してセンサ電圧は、さらにろ波される。

最後になお抵抗Ｒ１０８，Ｒ１０９およびＲ１
１０から成る帰還系が演算増幅器２に付属してお
り、この帰還系は、出力端子から非反転入力端子
に作用し、さらに演算増幅器２の出力端子におい
てアースに、基本負荷として抵抗Ｒ１１５が接続
されており、それにより演算増幅器の温度特性を
好都合に制御できる。

このように形成された閾値比較装置の後に、主
として周辺回路を有する比較回路または比較器３
から形成されたいわゆるλシフトのための回路装
置が接続されている。分圧器Ｒ７０４およびＲ７
０５を介して比較器３の非反転入力端子は固定さ
れている。演算増幅器２の出力電圧は、抵抗Ｒ７
０３とダイオードＤ７００の直列回路を介して反
転入力端子に達し、この反転入力端子は、時限素
子を介して接地されており、この時限素子は、本
実施例において抵抗Ｒ７００およびＲ７０１に対
して並列接続されたコンデンサＣ７００と３つの
抵抗Ｒ７００，Ｒ７０１およびＲ７０２の直列回
路から成る。この構成群に、さらに比較器３の出
力端子と非反転入力端子との間に帰還抵抗Ｒ７０
６が補充される。この構成群の動作は次のように
なつている。すなわちコンデンサＣ７００の作用
が時間シフトのため利用され、しかもセンサ出力
電圧の特性曲線上の動作点シフトが行われるよう
に利用される。その理由は、λ＝１に対して閾値
を仮定した場合、センサが老化により理想的な動
作点に来るという点にある。しかし閾値電圧を多
かれ少なかれ理想的な動作点にすれば、λセンサ
が濃い混合気を信号通知した時に、全系がまだ短
時間の間薄い混合気を表示するように作用する前
記のλシフトが必要である。しかしセンサが薄い
混合気を表示すると、切換はすぐに行われる。作
用的にこのスイツチ特性は、混合気が薄い際に演
算増幅器２の出力端子に出力信号論理１または正
の電圧が生じることによつて得られ、これにより
比較器３の入力端子において入力回路の当該の設
計に応じて、コンデンサＣ７００はダイオードＤ
７００を介して正の電圧にすぐに充電され、かつ
比較器出力端子において相応した切換が行われ
る。しかしセンサ１が濃い混合気を信号表示する
と、演算増幅器２の出力は、論理０またはほぼア
ース電位になり、かつダイオードＤ７００はしや
断し、かつλシフトを調節するため可変に構成さ
れた抵抗Ｒ７０１およびＲ７００を介してコンデ
ンサＣ７００が放電した時に初めて比較器３の切
換を行うことができる。その際抵抗Ｒ７０８，Ｒ
７０９およびダイオードＤ７０１は考慮されてい
ない。抵抗Ｒ７０８およびＲ７０９、およびダイ
オードＤ７０１を設け、かつ同時に抵抗Ｒ７０
０，Ｒ７０１およびＲ７０３、およびダイオード
Ｄ７００を取去ると、λシフトを「薄い」方向に
行うことができる。この処置は、２種類の理由か
ら必要である。

１ λセンサの老化のため排気ガス組成が濃い方
向へ行く傾向があるので、薄い方向へのλシフ
トによつてこの効果をほぼ相殺できるようにす
る。

２ λセンサの組込み位置が比較的「冷たい」の
で、λセンサがかなり高抵抗である車両のため
に。入力比較器２から流れる入力電流によつ
て、λセンサに付加的な電圧降下が生じ、それ
により濃すぎる混合気に制御が行われる。この
ことを、λシフトによつて薄い方向へ調節でき
るようにする。

他方においてλシフトのための構成群の比較器
３は、直接、従つて中間接続されたトランジスタ
またはレベル変化を行う回路素子なしに、後続の
積分器１０を制御し、この積分器は、センサ１の
出力電圧に応じて論理１と０との間で変化する反
転入力端子に供給された入力電圧を、徐々に上昇
しかつ下降する出力側の電圧に変換し、従つての
こぎり波電圧を発生する。

積分器１１の演算増幅器１０は、常に活性領域
で動作し、その際可調節抵抗Ｒ２１２と直列接続
された両方のコンデンサＣ２００およびＣ２０２
による帰還路の形成は特別な意味を有する。この
時さらにコンデンサＣ２０２に対して並列に可調
節抵抗Ｒ２０８が接続されている。これらコンデ
ンサの値は、コンデンサＣ２００の方がずつと大
きく、例えばコンデンサＣ２０２よりも５倍ない
し10倍きいように決められている。比較的大きな
容量のコンデンサと、抵抗Ｒ２０８に接続され前
記のコンデンサに直列接続された小さい方のコン
デンサとに積分コンデンサをこのように分割すれ
ば、種々の積分時間が実現でき、従つて急速な制
御の利点をわずかな制御偏差に結び付けることが
できる。車両に使用した場合、その都度の内燃機
関のかなり相違した回転速度が生じ、従つて系の
種々の不感時間も生じ、その際混合気変化の際の
制御が、λセンサの制御信号にあまり遅れて応答
しないように、制御の時定数があまり大きくなら
ないことが望ましい。しかし制御時定数があまり
小さいと、内燃機関の無負荷運転に対して、従つ
て回転速度が低い場合に小さすぎるので、制御区
間および制御器の振動が生じ、かつ公知の無負荷
運転息つきが生じることがある。時定数およびこ
の時定数によつて生じる制御偏差の問題に対処す
るには、例えば噴射パルスが存在している時にだ
け、積分器出力を調節することによつて可能であ
り、これは、積分器系を噴射パルスの期間に関し
てタイミング制御するという意味である。その代
りにまたはタイミング制御と共に、所望ならば積
分コンデンサの分割を利用する。なぜなら明らか
にこの場合まずコンデンサＣ２０２に相応した対
抗電圧が生じるまで、小さな時定数に相応して積
分器出力信号の比較的急な上昇が行われ、それか
ら系は、積分器出力信号の比較的平担な上昇に相
応して別の時定数へ移行するからである。このこ
とは、負および正の入力切換パルスにあてはま
る。初めにコンデンサＣ２００およびＣ２０２の
直列回路から積分器出力信号の上昇が決まり、コ
ンデンサＣ２０２が充電された後に、大体におい
て抵抗Ｒ２０４，Ｒ２０３およびコンデンサＣ２
００から積分器出力信号のその後の経過が決ま
る。抵抗Ｒ２０４およびＲ２０３は、調節可能で
あり、かつ並列接続されており、かつ前の構成群
の比較器３の出力信号を伝達し、この出力信号
は、抵抗Ｒ７０７，Ｒ２０２およびＲ２００／Ｒ
２０１の直列回路を介して演算増幅器１０の反転
入力端子に供給される。演算増幅器１０の非反転
入力端子（プラス入力端子）は、抵抗Ｒ２０５と
Ｒ２０６から成る分圧回路によつてプラス線１２
とマイナス線１３との間に接続されており、その
際特にこの分圧器は、反転入力端子用のバイアス
電圧を発生するためにもいつしよに使われる。抵
抗Ｒ２１７は、分圧器Ｒ２０５，Ｒ２０６から比
較器３の出力端子における抵抗Ｒ７０７，Ｒ２０
２と抵抗Ｒ２０４／Ｒ２０３の接続点への接続を
行つている。このような処置をする理由は、この
ようにして積分器の演算増幅器１０の両方の入力
端子に対する独立の温度ドリフトを防止し、かつ
非常に正確に動作できるようにするためである。
しかし他方において分圧器Ｒ２０５，Ｒ２０６お
よび結合抵抗Ｒ２１７の比較的低抵抗の構成にも
かかわらず、反転入力端子に加わる信号の切換に
よつて非反転入力端子における信号が連行される
ので、出力電圧に変動が生じることがある。この
変動は、特別の状態において許容できるが、主と
してこの理由のためにある帰還路内の可調節抵抗
Ｒ２１２によつて除去することもできる。制御信
号の切換の時点に対して帰還路内の抵抗Ｒ２１２
は、値に相応して演算増幅器１０の制御回路内の
抵抗と関連して、相応した増幅度を与えるので、
抵抗Ｒ２１７による正帰還のため生じかつまず初
めの積分方向へ低下する出力電圧変動が補償さ
れ、またはそれどころか過度に補償される。高い
周波数に対するこの増幅度上昇のため、その他の
点においてさらに容量の比較的小さいコンデンサ
Ｃ２０３が、演算増幅器１０の出力端子と反転入
力端子との間に設けられており、このコンデンサ
が、振動傾向を抑圧する。

すでに述べたように、第２ｃ図に示された構成
群の種々の点において行われるまず説明すべき基
本回路への作用は後に説明する。

例えば間欠的に噴射する燃料噴射装置において
回転速度および吸入空気量から成る基本値に対し
て補充的に噴射パルスの幅を制御するため、積分
器の出力信号は直接利用でき、有利な実施例に応
じて今まで説明した構成群に、さらに積分器出力
信号を処理する構成群が接続され、かつこの構成
群は、例えばすでに述べた出願人のＫジエトロニ
ツクのように連続的に燃料を噴射する燃料噴射装
置にも使用できるように構成されている。

連続噴射する燃料噴射装置において、燃料にに
対する一定噴射圧力である値といわゆる制御圧力
の値とがあり、その際噴射される燃料の量は、制
御圧力の作用で修正することができる。制御圧力
は、一定燃料噴射圧力に対して加えられ、例えば
適当な弁によつて制御圧力の多少の量を燃料タン
クに戻すようにして、制御圧力を低下して、噴射
される噴料の量を制御できる。従つて例えば希薄
にしたいならば、制御圧力が高くなるように回路
を構成し、それによりわずかな噴射量が得られ
る。

積分器１１の電気的出力信号を液圧を制御する
量に変換するため、比較回路１５が設けられてお
り、この比較回路は、積分器出力信号と関連して
発振器１６の出力信号によつて制御される。それ
から比較回路１５は、後続のトランジスタＴ３０
１を介してダーリントントランジスタＴ３０２を
制御し、このダーリントントランジスタのコレク
タ回路内に、制御圧力を制御するため正の給電電
圧に接続され１７と符号を付けられた弁がある。

回路は次のように動作する。すなわち発振器１
６は、比較器１８の形をした閾値スイツチ、およ
び非反転入力端子の入力回路にある付属のコンデ
ンサＣ３００によつて形成されており、このコン
デンサの充放電によつて、この実施例においては
70Hz程度の比較的低い周波数で振動が行われる。
系は、コンデンサＣ３００の一方の端子が分圧器
Ｒ３０１，Ｒ３０２を介して一定電位に接続され
ているように構成されており、またコンデンサの
他方の端子は、比較器１８の非反転入力端子に直
接接続されている。コンデンサＣ３００の充電お
よび放電は、抵抗Ｒ３２６，Ｒ３０７を介して行
われ、その際これらの抵抗は、コンデンサを比較
器１８の出力電位に接続しており、本実施例にお
いてレベル増幅のためだけに設けられたトランジ
スタＴ３００を介して接続している。トランジス
タＴ３００は、比較器１８の出力端子に接続され
た抵抗Ｒ３０９，Ｒ３１０の直列回路を介して制
御され、抵抗Ｒ３１１，Ｒ３１２の直列回路を介
してマイナス線に接続されたこのトランジスタの
コレクタは、抵抗Ｒ３０７に接続されている。演
算増幅器１８の反転入力端子の電位は、分圧器Ｒ
３０４，Ｒ３０５によつて決められており、これ
ら抵抗の接続点に、さらにトランジスタＴ３００
のコレクタから抵抗Ｒ３０６が、ヒステリシスを
形成するため、かつ十分大きな振動電圧を発生す
るために接続されている。所定の時点に演算増幅
器１８の出力電位が論理状態０にあつたものと仮
定すると、トランジスタＴ３００は導通してお
り、かつコンデンサＣ３００は、大体において所
定の抵抗Ｒ３０７およびＲ３２６を介して正の電
位に充電される。コンデンサＣ３００の電圧が、
比較器１８の反転入力端子に加わる電圧を上回る
と、出力電圧は論理１になり、この特別な回路の
トランジスタＴ３００はしや断され、かつ抵抗Ｒ
３０７，Ｒ３２６を介して、比較器が再び論理０
に切換わるまでコンデンサＣ３００の放電が行わ
れる。この回路は、コンデンサＣ３００の指数関
数状に経過する充放電電圧を利用するだけであ
り、この電圧は、抵抗Ｒ３０３を介して比較段１
５に供給され、その際この比較段は、比較器２０
と、この比較器によつて制御される前記のトラン
ジスタＴ３０１とから成つている。両方の分圧抵
抗Ｒ３０１およびＲ３０２によつて、コンデンサ
Ｃ３００の指数関数状のこぎり波電圧のパルスの
オン・オフ比への変換が非常に良好に直線化され
る。さらにそれにより発振器が妨害電圧の作用を
受けにくくなる。この直線性は、（Ｋジエトロニ
ツクにおいて）混合気制御速度が、今積分器１１
がどの位置にあるかに依存しないようにするため
必要である。抵抗Ｒ３１６，Ｒ３１７を介して比
較器２０の入力端子に作用しかつ抵抗Ｒ３１３，
Ｒ３１５，Ｒ３１４から成る分圧器の相応した調
節によれば、比較器２０の出力端子に、衝撃係数
１：１の方形波電圧を生じることができる。抵抗
Ｒ２０９，Ｒ２１０，Ｒ２１１を介して、コンデ
ンサＣ３００から取出されかつ比較器２０の反転
入力端子に生じる電圧に、演算増幅器１０からの
積分出力電圧が重畳される。このようにして比較
器２０から制御されるトランジスタＴ３０１の出
力端子に、一定周波数ではあるがパルスのオン・
オフ比が積分電圧に依存した、従つてλセンサ１
の出力信号を介して排気ガス組成に依存したパル
スが生じる。わかり易くするため、次のことを指
摘しておく。すなわち大体において積分器１１を
形成する演算増幅器１０の出力電圧は、ほぼ発振
器１６の周波数に関して直流電圧と見なすことが
でき、そくざにわかるようにこの直流電圧の種々
のレベルによつて、比較器２０の入力端子におい
てパルスのオン・オフ比の制御が行われる。

出力段装置の構成は、トランジスタＴ３０１の
制御が、抵抗Ｒ３２０およびＲ３１９の直列回路
を介して比較器２０の出力によつて行われるよう
になつており、トランジスタＴ３０１のコレクタ
回路にダーリントントランジスタＴ３０２のベー
スがあり、このベースは、抵抗Ｒ３２１およびＲ
３２２の直列回路を介して制御される。トランジ
スタＴ３０１が導通していると、トランジスタＴ
３０２も導通しており、かつトランジスタＴ３０
２のコレクタ回路にある弁１７は、その都度生じ
るパルスの幅の間開いており、その際パルス列
は、例えば70Hzの前記の周波数を有する。この周
波数は、制御圧力の脈動を防止するには十分高
く、その際機械系が積分作用をする。このように
して内燃機関に供給される燃料の量の基準になる
制御圧力を、比較器２０の出力端子に形成された
電圧のパルスのオン・オフ比を介して、従つてλ
センサの出力信号から制御することができる。

弁１７のインダクタンスによつて生じるあまり
に高いしや断尖頭値から出力段トランジスタＴ３
０２を保護するため、通常このトランジスタのコ
レクタエミツタ間に対して並列に、消去用直列
RC素子が接続される。しかしここでは出力段ト
ランジスタのコレクタとベースとの間に接続され
たツエナダイオードZD３０１によつて過電圧が
制限され、かつ電圧尖頭値は、ツエナ電圧＋ベー
スエミツタ電圧に維持される。しや断尖頭値をこ
のように制限すれば、弁の復旧時間が短くかつ狭
い公差を有するような利点が生じる。なぜならこ
れらの時間は、70Hzの相対的に高い周波数におい
て重きをなすことがあるからである。

例えばバツテリーを誤接続して、制御装置の極
性誤りをした場合に出力段トランジスタＴ３０２
を保護するため、エミツタコレクタ間に対して並
列に、逆電圧をダイオード導通電圧に制限するダ
イオードが接続されている。同じ目的は、制御電
子装置への給電電圧の入力端子にあるダイオード
Ｄ１００、およびトランジスタＴ４０１のコレク
タ回路にあるダイオードＤ４０２によつて満たさ
れる。

次に第２ｃ図に示された構成群を、本発明に対
して基準となる点に限り詳細に説明する。その際
これらの構成群は、センサが動作準備されていな
い際に大体において閉ループ制御から開ループ制
御への切換を可能にし、かつセンサの出力電圧の
理想動作に相当しない危険な所定の動作範囲でセ
ンサが動作する時、センサに対して接続された閾
値のシフトを行う。さらにセンサの動作準備状態
を監視するための構成群が設けられており、この
構成群は、演算増幅器２の出力側スイツチ動作を
前提とした時に、センサがもはや支障なく動作し
ないことを検出する。通常センサが支障なく動作
する際に演算増幅器２の出力は、出力電位を論理
０から論理１へ変え、かつその逆に変え、このこ
とが長い期間にわたつてもはや生じないと、系は
もはや支障なく動作せず、かつ今まで説明したよ
うな閉ループ制御を中止しなければならない。

センサ動作準状態を監視するために演算増幅器
２の出力信号は、導線２５、比較的低い抵抗Ｒ５
０２およびダイオードＤ５００を介してコンデン
サＣ５００に与えられ、このコンデンサは、演算
増幅器２の出力が論理状態１にある時常に正の電
位に充電される（ダイオードＤ５００が導通の
際）。ダイオードＤ５００とコンデンサＣ５００
の接続点は、比較器２６の反転入力端子に接続さ
れており、この比較器の非反転入力端子に、抵抗
Ｒ５０４，Ｒ５０５（可調節）から成る分圧器を
介して一定電位が供給される。センサが動作準備
できていない際、例えばセンサが冷たい時または
センサケーブルが断線した際、コンデンサＣ５０
０は導線２５を介してもはや充電されることなは
く、このコンデンサは徐々に放電し、かつ比較器
２６は、監視時間Ｔｕ¨と称することもある所定の
期間の後にセンサ動作準備がされていないことを
検出し、かつ後続のトランジスタＴ５０２を、こ
のトランジスタのベース回路にある抵抗Ｒ５２
９，Ｒ５３０を介して導通に制御する。トランジ
スタＴ５０２は、コレクタ抵抗Ｒ５２８によつて
ダイオードＤ５１４、および積分器の入力端子へ
の帰還線２７内の抵抗Ｒ５２６を介して、積分器
の入力を負の値の方向へ引張り、従つて積分器１
０の出力は＋Ｕ_Bの方向へ変化する。同時に相応
して合わされた電位が、ダイオードＤ５１３、抵
抗Ｒ５２５，Ｒ５２４、および接続線２８を介し
て、積分器１０の出力側にある抵抗Ｒ２０９／Ｒ
２１０およびＲ２１１の可調節分圧回路に達し、
従つてこの範囲において適当に段階付けられた中
間電位が得られ、この電位は、この時有効な制御
段階の間基準となる。

アクセルペダルの相応した操作によつて内燃機
関が全負荷範囲にされると、この他に同じ作用が
生じ、この場合入力端子３０においてアースとの
接続が行われ、すなわち論理状態０が生じ、この
状態は、接続線３１およびダイオードＤ６０２お
よびＤ６０３を介して同様に積分器範囲の導線２
７および２８に作用する。他方においてダイオー
ドＤ６０２および抵抗Ｒ５２６を介して積分器の
入力は、負の電位の方向へ引かれるので、この積
分器は上側限界値へと変化することができ、抵抗
Ｒ６００およびＲ６０１は、相応した微調節のた
め、および内燃機関のこと動作状態における所望
のパルスのオン・オフ比の所定の値のため設けら
れている。従つて比較器２６の周辺で群をなす監
視回路が、センサの準備ができていないことを検
出した時のような開ループ制御への切換が、内燃
機関の全負荷の動作状態の際に行われる。しかし
他方において同時に全負荷およびセンサの動作準
備ができていない場合、両方の状態が、送出周波
数のパルスのオン・オフ比に対して基準になる積
分器の出力側電位に作用を及ぼすことがないよう
にしなければならず、それ故に全負荷の動作状態
においてセンサ監視回路は無効になる。この場合
全負荷の際に入力端子３０を介して陰極を接地さ
れるダイオードＤ６０１は、比較器２６の非反転
入力端子の電位が、常にコンデンサＣ５００を介
した電位に相応して、反転入力端子の電位以下で
あるようにしている。なぜならこのコンデンサの
電位は、放電過程の間の所定の時点において、こ
の時導通しているダイオードＤ５０１によつて抵
抗Ｒ５０４およびＲ５０５の所定の分圧電位に固
定されるからである。これは、全負荷の際に演算
増幅器２の出力電位がもはや変化しなくても、比
較器２６がセンサの動作準備ができていないこと
を信号表示できないという意味である。

その他の点において図示された実施例において
必然的ではないが、集積ブロツク、例えば比較器
１８および２６の後に接続されたトランジスタ
は、電流増幅のために使われ、かつこれらの回路
素子が、接続された周辺群およびさらに通じる回
路の制御のため必要な電流を供給できるように構
成されているならば、省略してもよい。

それ自体公知の別の回路が、接続線３０を介し
て、抵抗Ｒ１０６およびＲ１０５の並列回路と抵
抗Ｒ１０４の接続点に作用し、かつ演算増幅器２
の非反転入力端子に供給されかつセンサ電圧と比
較される閾値電圧をシフトする。λセンサの加熱
段階中に、すでにセンサが小さな信号を送出する
が最適動作温度範囲にはない時点に、開ループ制
御から閉ループ制御へ移行できるようにするた
め、この閾値シフトが必要である。閾値シフトの
ための回路は、コンデンサＣ５０３と共にいわゆ
るミラー積分器を形成する両方のトランジスタＴ
５００およびＴ５０１から成り、このミラー積分
器は、接続線２５、および抵抗Ｒ５１０に直列接
続されたダイオードＤ５０３を介して同様に演算
増幅器２の出力によつて制御される。抵抗Ｒ５１
１およびＲ５１２から成る分圧回路が設けられて
おり、この分圧回路の電位は、ダイオードＤ５０
４を介してミラー積分器の入力端子（トランジス
タＴ５００のベース）に作用し、しかもトランジ
スタＴ５０１のコレクタにおけるミラー積分器の
出力が、トランジスタＴ５０２がしや断した際
（開ループ制御段階の最後）、分圧器Ｒ５１１，Ｒ
５１２の電圧および抵抗Ｒ５１３とコンデンサＣ
５０３との関係に応じて、連続的に低下するが、
演算増幅器２の出力端子における電位が正の際に
抵抗Ｒ５１０に直列接続されたダイオードＤ５０
３がしや断された時にだけ低下するように作用
し、またこのダイオードが導通していると（演算
増幅器２の出力が論理０）、ダイオードＤ５０４
がしや断し、かつミラー積分器はその時の状態に
維持される。開ループ制御段階の開始（トランジ
スタＴ５０２が導通）によつてミラー積分器の出
力電位は、抵抗Ｒ５０９の値に応じて上昇する。
トランジスタＴ５０１のコレクタ出力電位は、並
列接続された抵抗Ｒ５１９，Ｒ５２０および抵抗
Ｒ５２７とダイオードＤ５１０との直列回路を介
して演算増幅器２閾値電圧入力端子に供給され
る。開ループ制御段階の間λセンサは、独立した
トランジスタを使う必要なしに、付加電流を加え
られる。この電流源として、抵抗Ｒ５２１，Ｒ５
２２およびダイオードＤ５１１から成る分圧器が
使われる。抵抗Ｒ５２３およびダイオードＤ５１
２を介してセンサに、付加電流が供給される。ダ
イオードＤ５０９によれば、前に上昇された閾値
が再び部分的に（実施例において半分に）低下し
た時に、初めて付加電流をしや断制御することが
できる。ダイオードＤ５０９を抵抗に置換え、同
時に抵抗Ｒ５２１を省略すれば、付加電流は、開
ループ制御段階の終了後すぐにしや断制御され
る。

ダイオードＤ５０８に接続されたダイオードＤ
５０５および抵抗Ｒ５１４およびＲ５１７から成
る分圧器によれば、開ループ制御段階が終了した
後すぐに閾値は、抵抗Ｒ５１４およびＲ５１７の
値の比によつてあらかじめ与えられた値だけ変化
し、かつこの新たな値からまず積分時間に応じて
ゆつくりと低下する。センサの加熱を一層急速に
行うことができ、従つて温度上昇と共に小さくな
るλセンサ内部抵抗によつて付加電流に生じるλ
センサにわたる付加的な電圧降下が、上昇された
閾値が低下するよりも早く小さくなるので、前記
の処置が必要である。さもないと入力比較器（閾
値比較装置２）があまりに長く希薄混合気を検出
するようになり、かつ積分器があまりに長く＋Ｕ
_Bの方向へ動作するようになる。閉ループ制御段
階においてトランジスタＴ５００，Ｔ５０１から
成るミラー積分器は、トランジスタＴ５０２がし
や断している際、ダイオードＤ５０１がしや断し
かつ閾値制御が停止している限り過制御されてい
る。基本的な機能を理解するのに必要ないので、
存在するその他の回路素子について説明する必要
はない。

最後になお表示ランプの制御に使われる最後の
構成群があり、このランプは、λセンサの動作を
表わしている。系が開ループ制御段階にある時、
すなわちトランジスタＴ５０２が導通しかつ導線
３２に大体においてアース電位が存在する時、導
線３３および抵抗Ｒ４００を介してトランジスタ
Ｔ４００が制御され、このトランジスタＴ４００
は導通し、かつトランジスタＴ４０１を制御し、
このトランジスタＴ４０１のコレクタ回路におい
て表示ランプ３５が、給電電圧＋Ubに接続され
ている。

最後にすでに述べたように操作の際アースまた
は論理０に接続される全負荷接点３０から、ダイ
オードＤ５００と抵抗Ｒ５０２の接続点にダイオ
ードＤ６００が接続されており、このダイオード
Ｄ６００は、全負荷運転状態においてダイオード
Ｄ６０１，Ｄ６０２およびＤ６０３を省略して、
ダイオードＤ５００の陽極電位を、このダイオー
ドがしや断し、従つてコンデンサＣ５００のそれ
以上の充電が防止されるまで低下する。同時にコ
ンデンサＣ５００は、抵抗Ｒ５００およびダイオ
ードＤ６００を介してアースに向つて放電し、し
かしこの場合遅延時間、しかもセンサ監視時間の
経過に切めて全負荷状態が生じる。なぜならこれ
は、コンデンサＣ５００が放電のため必要とする
時間だからである。しかしこの時間の間センサの
監視は不可能である。なぜなら前に説明したよう
にダイオードＤ５００はしや断しており、かつコ
ンデンサＣ５００は、全負荷段階の終了後初めて
再び充電できるからである。この動作方法におい
て前記のランプは、「開ループ制御段階」を表示
するために点燈する。

本発明による回路は、かなりの精度で動作し、
かつ集積ブロツク、すなわち演算増幅器および比
較器を直接制御するので、付加的なトランジスタ
を必要とせず、また特別の構成により、常に存在
する温度ドリフトを、全装置により高度な精度要
求を満たすことができる程度にすることができ
る。

さらに特別な点について指摘しておく。センサ
出力端子も接続された演算増幅器２の反転入力端
子に対する入力回路内に、抵抗Ｒ１１３およびＲ
１０７から成る分圧器があり、この分圧器の接続
点は、抵抗Ｒ１１１を介して反転入力端子に接続
されている。抵抗Ｒ１１１を介して演算増幅器２
のもともと非常に小さい入力電流は、抵抗Ｒ１１
１の他方の端子を所定の電位に持上げることによ
つて補償され、この抵抗はあまり大きくしないで
よい。その他の分圧器接続点は、ダイオードＤ１
０３および可調節抵抗Ｒ１１４を介して、トラン
ジスタＴ５００，Ｔ５０１から成る前記のミラー
積分器の出力端子に接続されており、従つて開ル
ープ制御段階において抵抗Ｒ１１３，Ｒ１０７の
分圧器電位は、センサから電流を取出さないよう
に付加的に上昇される。しかし使われた演算増幅
器および比較器の入力電流はもともと非常に小さ
いので、この分圧器Ｒ１１３，Ｒ１０７、抵抗Ｒ
１１１、および周辺回路部への接続を行う抵抗コ
ンデンサ組合せＤ１０３およびＲ１１４を含む回
路も省略できる。

前に述べたように本発明は、任意の種類の混合
気準備装置に、例えば気化器、燃料噴射装置等に
おいて適当な構成で使用するのにも適しており、
その際気化器範囲において吸入範囲に燃料を供給
するノズル断面積を変えることができるが、準備
されたλセンサ出力信号を監視して燃料空気混合
気組成を制御するのに適した任意の構成の気化器
の別の範囲を変えることもできる。

本発明は、混合気準備装置において排気ガス再
循環量を制御するため、バイパス導管を制御する
ため、または例えばこのような系の掛算段に作用
して、燃料噴射装置において燃料噴射パルスの幅
を補充的に制御するためにも適している。一般に
λセンサおよびこのセンサ出力信号を評価する付
属部品の使用は、燃料を負圧で吸入するかまたは
燃料を加圧して燃焼範囲に供給するすべての系お
よび装置において可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は、燃料噴射装置に付加する本発明によ
る回路の概略ブロツク図、第２ａ図、第２ｂ図、
第２ｃ図は、本発明による回路を詳細に示す回路
図である。１……λセンサ、２……閾値比較装置、３……
比較器、１０……演算増幅器、１１……積分回
路、１６……発振回路、１７……弁、１８，２
０，２６……比較器、３５……表示ランプ。

Claims

【特許請求の範囲】１内燃機関へ導びかれる燃料噴射パルスの持続
時間を、または燃料を連続的に噴射する場合は単
位時間当たりに導びかれる燃料量を、λ−ゾンデ
により動作するλ−閉ループ制御により決定する
ための燃料噴射装置であつて、この場合第１比較
器において、λ−ゾンデの出力信号を限界値電圧
と比較するようにし、さらに該第１比較器に後置
接続され、該第１比較器の出力信号に応じて交番
する方向に積分する積分器が、送出される燃料量
を補充的に制御する信号を形成するようにした燃
料噴射装置において、第１比較器と積分器の間に
第２比較器３を接続するようにし、該第２比較器
が、λ−シフトのために第１比較器の出力信号の
零点通過の時点を遅延するようにし、この場合前
記第２比較器の一方の入力側に比較電圧が導びか
れるようにし他方の入力側が時限回路を有するよ
うにし、該時限回路が前記第１比較器２の出力信
号により制御されるようにしたことを特徴とする
燃料噴射装置。２異つた回転速度において制御偏差を急速に制
御するためおよび制御振動を防止するため、２つ
の異つた時定数が系に得られるように、積分回路
１１が構成されている、特許請求の範囲第１項記
載の装置。３ λシフト用回路が、比較器３によつて形成さ
れており、この比較器の一方の入力端子に、分圧
回路Ｒ７０４，Ｒ７０５から比較電圧が供給さ
れ、一方この比較器の他方の入力端子に時限回路
が付属しており、この時限回路が、閾値比較装置
２の出力信号によつて制御される、特許請求の範
囲第１項記載の装置。４ λセンサが濃い混合気を検出した際の比較器
２の出力信号（論理０）が比較器３を、設定可能
な遅延時間の後に応動させるために、後者の比較
器３の反転入力端子（−）に時限回路を設けた、
特許請求の範囲第３項記載の装置。５比較器３の反転入力端子が、コンデンサＣ７
００と抵抗Ｒ７００，Ｒ７０１の並列回路を有
し、またこの並列回路に、正の電圧に対して導通
方向を向けられたダイオードＤ７００を介して閾
値比較装置２の出力スイツチ信号が供給される、
特許請求の範囲第３項記載の装置。６閾値比較装置を形成する演算増幅器２の入力
端子が、λセンサ１の出力端子に直接接続されて
いる、特許請求の範囲第１項記載の装置。７積分回路をなす演算増幅器１０の帰還路内
に、積分回路によつて異つた時定数を形成するた
めに時間に依存する２つの素子が設けられてい
る、特許請求の範囲第１項記載の装置。８帰還路が、小さなコンデンサＣ２０２と大き
なコンデンサＣ２００の直列回路から成り、この
小さい方のコンデンサに、可調節抵抗Ｒ２０８が
並列接続されている、特許請求の範囲第７項記載
の装置。９集積ブロツクとして構成された演算増幅器１
０の両方の入力端子において温度ドリフトを減少
するため、直列接続された抵抗Ｒ２０５，Ｒ２０
６から成る分圧回路が設けられ該両抵抗の接続点
が、一方では抵抗Ｒ２０７を介して演算増幅器１
０の非反転入力端子（＋）へ接続されており、他
方では抵抗Ｒ２１７と抵抗Ｒ２０４，Ｒ２０３の
並列接続体との直列接続を介して演算増幅器１０
の反転入力端子（−）へ接続されている、特許請
求の範囲第１項記載の装置。１０演算増幅器における入力側の共通の分圧回
路によつて生じる正帰還を補償するため、帰還路
に付加的な抵抗Ｒ２１２が直列接続して配置され
ている、特許請求の範囲第９項記載の装置。１１連続噴射する燃料量をセンサ出力信号に依
存して制御するため、ほぼのこぎり波状に連続的
に変化する積分回路１１の出力電圧が、発振回路
１６の出力電圧に重畳され、それにより別の処理
をする回路１５の出力端子に、λセンサ出力信号
に依存したオン・オフ比を有する方形波出力電圧
が得られるようにする、特許請求の範囲第１項記
載の装置。１２コンデンサＣ３００の指数関数状充放電圧
が形成されるように発振回路１６が形成されてお
り、コンデンサの後に接続された比較器１８が設
けられており、この比較器の出力が、一方の回路
状態においてコンデンサＣ３００の充電を行い、
しかも比較器１８の入力側に作用するコンデンサ
Ｃ３００の電圧上昇が比較器切換およびコンデン
サの放電が生ずるまで生ずる、特許請求の範囲第
１１項記載の装置。１３発振回路１６ののこぎり波電圧を形成する
ためコンデンサの一方の端子が、分圧回路Ｒ３０
１，Ｒ３０２に接続されており、かつ他方の端子
が、比較器１８の非反転入力端子に接続されてお
り、また比較器１８の後にトランジスタＴ３００
が接続されており、このトランジスタのコレクタ
端子が、コンデンサＣ３００の充放電時間を決め
る少なくとも１つの抵抗Ｒ３０７，Ｒ３２６を介
してコンデンサＣ３００に接続されている、特許
請求の範囲第１２項記載の装置。１４センサ動作準備状態を監視するために時限
回路が設けられており、この時限回路と、閾値比
較装置２の出力電圧のスイツチ周波数が比較され
る、特許請求の範囲第１項記載の装置。１５センサ監視時間を形成するために比較器２
６が設けられており、この比較器の一方の入力端
子が、分圧回路Ｒ５０４，Ｒ５０５によつてバイ
アスをかけられており、かつこの比較器の他方の
端子に時限回路が付属しており、この時限回路
が、同時に閾値比較装置２の出力スイツチ信号を
受取る、特許請求の範囲第１４項記載の装置。１６監視回路の比較器２６の反転入力端子に付
属する時限回路が、センサスイツチ信号を供給し
かつ正の電圧に対して導通方向に向けられたダイ
オードＤ５００と直列接続されたコンデンサＣ５
００および抵抗Ｒ５０３の並列回路から形成され
ており、それによりコンデンサ放電の経過後、か
つ閾値比較装置２の負の出力電圧によつてダイオ
ードがしや断した際、比較器２６が切換わり、か
つ別の付属の回路素子Ｔ５０２，Ｄ５１４；Ｄ５
１３、Ｒ５２５、Ｒ５２４を介して積分回路１１
を、閉ループ制御から開ループ制御に切換可能に
制御するようにした、特許請求の範囲第１４項記
載の装置。１７開ループ制御へ切換る際発光する表示装置
３５を含む監視回路Ｔ４０１が設けられており、
この監視回路が、開ループ制御の際導通になりか
つ監視回路の比較器２６の後に接続されたスイツ
チトランジスタＴ５０２から制御される、特許請
求の範囲第１項記載の装置。１８内燃機関の全負荷動作状態の際にアース信
号を供給する入力端子３０が設けられており、こ
の入力端子が、可調節回路素子Ｄ６０２，Ｄ６０
３；Ｒ６００，Ｒ６０１を介して開ループ制御に
似た所定の積分器１１出力信号位置を生じ、かつ
同時にダイオード回路Ｄ５０１を介して、比較器
２６の非反転入力端子にバイアス電圧を発生する
ことにより監視回路に付属の比較器２６の応答を
防止する、特許請求の範囲第１項記載の装置。１９全負荷回路に代つて全負荷端子３０からダ
イオードＤ６００を介して監視回路の入力回路に
作用を及ぼし、それにより監視時間Ｔｕ¨が経過し
た後に系が、通常のように開ループ制御に切換わ
る、特許請求の範囲第１項記載の装置。２０抵抗Ｒ７００，Ｒ７０１およびＲ７０３お
よびダイオードＤ７００を省略した際「希薄」の
方向へλシフトするため、比較器３の反転入力端
子が、可調節抵抗Ｒ７０８を介して正の電圧に接
続されており、かつ負の電圧に対して導通方向に
向けられたダイオードＤ７０１を介して閾値比較
装置２の出力端子に接続されている、特許請求の
範囲第１項記載の装置。２１発振器１６のコンデンサＣ３００における
指数関数状ののこぎり波電圧のオン・オフ比への
変換を直線的にするため、所属の演算増幅器１８
から離れた方に向いたコンデンサの端子が分圧回
路Ｒ３０１，Ｒ３０２に接続されており、それに
より混合気調節速度が、積分器１１のその都度の
状態に無関係なようにする、特許請求の範囲第１
項記載の装置。２２出力段トランジスタＴ３０２から制御され
る弁１７のしや断によつて生じる過電圧を制限す
るため、出力段トランジスタのコレクタとベース
との間にツエナダイオードZD３０１が接続され
ており、それにより弁１７の一層短い復旧時間が
得られる、特許請求の範囲第１項記載の装置。２３誤極性接続に対して保護するため、出力段
トランジスタＴ３０２のコレクタエミツタ間に対
して並列にダイオードＤ３０２が接続されてお
り、さらに表示ランプ３５を制御するトランジス
タＴ４０１のコレクタ回路内にダイオードＤ４０
２が、また正の給電電圧（＋Ub）の入力端子に
ダイオードＤ１００が接続されている、特許請求
の範囲第１項記載の装置。２４開ループ制御段階の間λセンサに、抵抗Ｒ
５２３とダイオードＤ５１２の直列回路を介して
分圧回路Ｒ５２１，Ｄ５１１，Ｒ５２２から付加
電流が供給される、特許請求の範囲第１項記載の
装置。２５ λセンサに対して付加電流を発生する分圧
器のダイオードＤ５１１と抵抗Ｒ５２１の接続点
が、ダイオードＤ５０９を介してミラー積分器Ｔ
５００，Ｔ５０１の出力端子に接続されており、
それにより前に上昇された閾値が再び部分的に低
下した時に初めて付加電流がしや断制御される、
特許請求の範囲第２４項記載の装置。２６分圧器Ｒ５２１，Ｄ５１１，Ｒ５２２を、
ミラー積分器の出力端子に接続するダイオードの
代りに、分圧器抵抗Ｒ５２１を省略した際の抵抗
を使用し、それにより開ループ制御段階の終了直
後に付加電流がしや断制御されるようにした、特
許請求の範囲第２４項記載の装置。２７監視回路の比較器２６から制御されるトラ
ンジスタＴ５０２のコレクタが、分圧回路Ｒ５１
４，Ｄ５０５，Ｒ５１７を介して正の給電電圧に
接続されており、またダイオードＤ５０５と抵抗
Ｒ５１７の接続点に、正の電圧に対して導通方向
に向けられたダイオードＤ５０３が接続されてお
り、このダイオードの陰極が、ミラー積分器Ｔ５
００，Ｔ５０１の出力端子に接続されており、そ
れにより閾値または基準電圧が、開ループ制御段
階の終了直後に分圧回路Ｒ５１４，Ｒ５１７の抵
抗比によつて決まる値だけ急変し、かつまずこの
新しい値からゆつくりと積分時間に応じてしや断
制御される、特許請求の範囲第１項記載の装置。