JPS6161305B2

JPS6161305B2 -

Info

Publication number: JPS6161305B2
Application number: JP53143459A
Authority: JP
Inventors: Jatsuku Esutoban Danieru; Robeeru Garan Kuroodo; Modeyui Danieru; Mene Jan
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1977-12-23
Filing date: 1978-11-22
Publication date: 1986-12-25
Also published as: EP0002998B1; US4216354A; FR2412987B1; FR2412987A1; DE2860220D1; JPS5488011A; EP0002998A1

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は低いビツト率での音声符号化（ボイス
コーデイング）に関するものであり、更に具体的
に言えば音声信号圧縮を導くデイジタル符号変換
に関するものである。記録、伝送、又は変調がなされるべき時間変化
信号を処理するのに必要な種々のステツプはアナ
ログ又はデイジタルの何れのモードでも実行でき
る。アナログ処理は一般に複雑且つ高価な手段を
使用する。デイジタル処理は、信号の予備的なデ
イジタル変換を必要とするけれどもこちらの方が
望ましいことが屡々ある。この目的で信号は先づ
サンプルされ、次にバイナリ符号化ワードで表示
されるように量子化される。その情報は人間が利
用できるようにアナログ形に戻すため、最後の処
理ステツプで符号解読されなければならないこと
勿論である。しかし符号化及び符号解読の各ステ
ツプは情報に影響を与える。換言すればそれらの
ステツプで例えば雑音（量子化雑音等）を導入す
る。出来る限り正確に量子化することによりその
ような量子化雑音は減じられる。しかしこの処理
が実行されるとき、振幅が２つの連続するデイジ
タル値の間にある所のすべてのサンプルは同一の
値であると解釈される。これは不正確な変換をも
たらすこと勿論であり、そのため信号を符号化す
るために使用しうるデイジタル値の数が少なけれ
ば少ないほど益々重大となる。従つてこの数を増
加することが必要であり、かくて符号化の質を向
上するため一層高い符号化ビツト率を使用する必
要があると考えられる。若しも量子化雑音が生じ
ると、それはこれらのビツトを運ぶために設けら
れたチヤネル、及びそのビツトを記憶するために
設けられたメモリ、及びそれらの処理のために設
けられた回路の夫々にトラヒツク妨害（jam）を
生じ、それらは使用されべきハードウエアのコス
トに影響を与える。量子化ビツト数を減少しつゝなお符号化の質を
向上するために数多くの解決策が提案されてい
る。しかしこれらの解決策は不完全であり、時と
してコスト高と言う問題を残している。従つて所
定のビツト率に於て符号化の質を改善するには、
同一の質又は復元性を維持しつゝ符号化ビツト率
を減少するように働らく解決策を提案するのが望
ましい。本発明の目的は所定の全体的ビツト率で符号化
の質を向上する処理を提供することである。本発明の他の目的はそのような処理を適用する
装置を提供することである。本発明の範囲内で必要とされる信号処理操作の
主要部はデイジタル・モードで実行されることに
注意されたい。これは、雑音を減少するのに十分
高いビツト率を用いその後それより小さいビツト
率でデータを記録する慣用の方法を用いることに
より達成される予備的信号サンプリング及び量子
化操を含む。換言すれば情報は符号変換操作を行
なうことにより圧縮されなければならない。それに加えて人間の音声の特別な性質が利用さ
れるので、本発明の他の目的は音声圧縮処理にあ
ると言いうる。本発明の他の目的は上記の処理を実施したデイ
ジタル符号変換器を提供することである。本発明の技術的背景Ｎビツトのバイナリ符号化は２^N個の異つたデ
イジタル値を限定することができる。この符号化
操作を達成するために、符号化されるべき信号の
振幅は２^N個の領域に分割される。従つて信号の
振幅が小さければ小さい程符号化は正確になる。音声信号の特徴を考慮に入れて、Chong Kwan
Un及びD.Thomas Magillの両氏は、音声信号の
ベースバンドを符号化する前にデルタ変調を介し
て逆たたみ込み（デコンボリユーシヨン）処理を
行なうことにより、符号化ステツプを実行する前
に音声信号のダイナミツク・レンジを減少するこ
とをIEEE Transactions on Communications、
Vol.COM23、NO.12（1975年12月）に発表してい
る。逆たたみ込み処理は自己適応性デイジタル・
フイルタの使用を含む。この波処理は大きなデ
イジタル処理作業量を必要とする。そればかり
か、そのような構成によればそれらが逆たたみ込
み操作を志向したものであるか或は受信装置へ伝
送することに向けられたものであるかに依存して
係数を異つた態様で量子化した方がより好都合で
ある。しかも符号化・符号解読装置を実現するの
に必要とされる計算量は依然として更に増大す
る。本発明本発明は上述の問題に対する解決策を提供す
る。この目的で、第１図に示されたように音声信
号Ｓ（ｔ）は電話バンド幅（例えば300乃至3400
Hz）のみを占めるように波器FTを介して波
され、その後アナログ・デイジタル変換器Ａ／Ｄ
で8KHzに於てサンプルされ且つ比較的高いビツ
ト率（例えばサンプル当り12ビツト）で量子化さ
れて或る信号を供給する。その信号の第ｎ番目の
サンプルがSnとして示される（以下同じ参照符
号が信号それ自身及びそのサンプルに対して使用
される）。この信号は次に低域波器デシメータ
LPFD及び高域波器HPFの両者へ送られる。こ
れら２つの波器より成る装置のバンド幅を相補
的にして、前述の電話バンド幅をカバーすること
ができる。HPFの出力は係数決定装置CALCへ送
られる。その目的は後で説明される。CALCから
発生されるデータは「COEF」と表記された情報
を発生するためQA２に於て再量子化される。
波器デシメータLPFDによつて与えられる信号
（そのバンド幅は800Hzまでにすぎない）は2KHz
の周波数で与えられるサンプルXsより成る。サ
ンプルXsはＫ個のサンプルのブロツクにより
SBCに於て再量子化される。この再量子化ステツ
プは本件出願人の特開昭53−135561号（米国特許
第4142071号）に開示されており、「SIGNAL」と
表記されたデイジタル・データを与える。その概
略は本明細書第３図乃至第５図で後述する。波
器デシメータLPFDの出力は入力信号の高いバン
ド幅のエネルギを表わす情報をも発生させる。そ
の情報はQA１に於て再量子化されかくて
「ENERG」の表記された情報を生じさせる。本
発明の符号変換器がデイジタル伝送装置の範囲内
で使用されるとき、データ「ENERG」、
「SIGNAL」及び「COEF」は装置「MPX」によ
つて多重化されて、通常の技術を適用して単一伝
送線で送られる。本発明を実施するための最善の態様本発明の実施例では300乃至3400Hzのバンド幅
を有するアナログ波器FTが使用される。同時
にアナログ・デイジタル変換器Ａ／Ｄは従来技術
を用いてもよく、8KHzの周波数で発生された12
ビツトの線型量子化サンプルSnを与える。第２図は低減波器デシメータLPFDの実施例
を示す。サンプルSnは２つの遅延線へ導入され
る。その一方はDL１で、他方はDL２で示され
る。DL２よりも２倍の長さを持つDL１はデイジ
タル波器に属し乗算器MULT及び加算器ADD
１をも含む。これらの素子は800Hzの遮断周波数
及び通常帯域で利得１を持つ低減波器を構成す
るように選ばれる。LPFDで発生されるサンプル
Xsの周波数はトランスバーサル波器の出力に
於て４つのサンプルから１つを取り出すことによ
り2KHzにされる。この所謂「デシメーシヨン」
（１／１０化、間引き）処理は2KHzの周波数で閉成されるスイツチSW１を用いることにより達成され
る。 800乃至3400Hzの範囲に入る音声信号の高い周
波数バンド幅のエネルギについての情報は、装置
EN（第２図下段）のSUBTR１に於てADD１か
らのサンブルをDL２からのサンプルから減算
し、SUBTR１で発生された項をSQに於て二乗
し、そのSQの出力をサンプル・ブロツクの持続
期間中（即ちこの場合32ms間）ACCへ累算する
ことによつて得られる。信号RSTは32ms毎に１
回又は数回ACCを零にリセツトするために用い
られる。累算器は低域デイジタル波器デシメー
タ、即ち相当するエネルギ情報が使用されべき周
波数に従つて調節されるスイツチング周波数（こ
の場合32ms毎に１乃至４回）で動作するスイツ
チを含む、で置換されるのも好都合である。必要
ならエネルギ情報は情報ビツト率を減じるため
に、装置ENから発生される項のビツト率よりも
低いビツト率でQA１に於て再量子化されてもよ
い。 SW１で供給されるサンプルXsはSBCに於て再
量子化されるこの目的で先ずサンプルXsのバン
ド幅がサブバンドに分割される。然る後、各サブバンドはそれに含まれる信号の
性質に動的に適合した量子化処理に付される。そ
の処理は前述の特開昭53−135561号に開示されて
いる。実際には、すべてのサブバンドに関する全
体的量子化雑音を減少するために、ｉ番目のサブ
バンドの量子化に指定されるべきビツト率niが下
記の式によつて決定される。こゝでＮはすべてのサブバンドに対する全体的
ビツト率を表わし、Ｅ_iはサンプルの相当するブ
ロツクを処理するときｉ番目のサブバンドに含ま
れるエネルギを表わし、Ｐは信号Xsの全スペク
トルをカバーするために必要とされるサブバンド
の数を表わす。ｎ_iはビツトの数を示すので、式(1)の演算結果
は近似整数値を与えること勿論である。量子化器の調節はブロツクの持続期間中即ちこ
の場合32msの間に行なわれる。（サンプルSnは
8KHzの周波数に於てＫ＝256サンプルのブロツ
ク毎に符号化器入力から取出されるものと仮定し
ている。）従つて32msの時間枠の最中に、各サブ
バンドの信号がその中で変化する振幅限界を決定
することが可能である。そしてビツト率ｎ_iは既
知であるので、相当する量子化器の量子化ステツ
プＱ_iが固定されるべき値を推論することも可能
である。例えば、若しもｉ番目のサブバンドが10
ボルトだけ隔つた２つの極限値の間で一様に変化
すること及びそれに指定されたビツト率がｎ_i＝
１であることを仮定すると、ステツプＱ_i＝５ボ
ルトが選択されなければならない。これは０ボル
トを越えるすべてのサンプルは「１」に符号化さ
れ、それと反対に０ボルト未満のサンプルは
「０」に符号化されることを意味する。周波数ドメインに分割されたサブバンドが十分
に尖鋭であるとき、各チヤネル中の周波数スペク
トルは相対的に相関化される。そこでサブバンド
エネルギはその中に含まれる最大のサンプルＭ
（絶対値）の振幅の二乗に比例することが認めら
れる。そのとき、Ｅ_i＝λ・Ｍ_i ^２ …(2) 但しλは比例係数である。式(1)及び(2)をまとめると、上記の式にｎ_iの計算結果の近似整数値を与え
ても下記の値は得られそうにない。しかしすべてのサブバンドに対するｎ_iの種々
の値が得られたときは式(4)を満足するように再調
節される。この再調節は一定のｎ_iに対して１を
加算又は減算すことによるビツトの再配分により
実行される。Ａ／Ｄに於ける予備的なアナログ／デイジタル
変換は十分な精度を保証するため高いビツト率
N′で通常の方法で実行され、然る後本発明の装
置はすべてのサブバンドに使用される全体的ビツ
ト率を必要に応じて減少するため、又は少くとも
Ｎ個の利用可能なビツトを一層合理的に分配する
ため、信号サンプルを再量子化するのに使用され
る。従つてＮ＜N′を規定する。（或る場合にはＮ
＝N′を選ぶこともできる。そのときは実際には
全く圧縮されないが良好なビツト配置となる。）第３図に示された装置は上述の量子化処理を実
行するためのものである。この装置に於てサンプ
ルXsは、サンプルＸⁱ（但しｉ＝１、２、……
Ｐ）を含むＰ個のサブバンドに信号を分配する所
の波器の列FBへ送られる。波器FBは第４図
に示されるように構成されている。この波器に
於てサンプルXsは同様なセルで構成されたトリ
ー構造をなす系を介して波される。各セルは２
つのハーフバンド直角位相（quadrature）波
器Ｈ１及びＨ２と、波器の各出力からのサンプ
ルを二者択一選択するスイツチとを含んでいる。
これがＨ１又はＨ２を介して達成される波操作
に関連したデシメーシヨン操作である。この波
操作に関する詳細はIBM、TDB第19巻、第９号
（1977年２月発行）、第3438乃至3439頁を参照され
たい。Ｐ＝４のときデシメーシヨン操は４個のサ
ブバンドＢ１乃至Ｂ４を与え、Xsの率がｆ_e＝
2KHzのときこれらのサブバンドの各々と0.5KHz
の率でサンプルが与えられる。各サブバンドに対
するエネルギ測定装置Emは所定時間内に受取つ
たサンプルを選別して大きさ最大のサンプル
（Ｍ）を決定する。換言すればＥ_nは値Ｍ_j（但し
ｊ＝１、２、……Ｐ）を決定する。然る後これら
の値は対数発生器LOGへ供給される。対数発生
器LOGは関数ｙ＝２^xの諸点の座標値が記録され
たテーブルであつても或は普通の限定された展開
式からＭ_jの２を底とする対数を算出しうるプロ
グラムを有するマイクロプロセツサであつてもよ
い。然る後logM_jの値は加算器SOMへ供給され
る。それはlogM_jの諸値を加算し、1/P倍し、こ
の演算結果を予定値Ｎ／Ｐから減算する。従つて
加算器SOMは項σを発生する。そのときサブバ
ンドを量子化するためのすべての情報が利用可能
になる。説明をわかり易くするため、各サブバン
ドは別々に量子化されるものと仮定する。DQ_iは
ｉ番目のサブバンドを量子化する装置であるとし
よう。第５図に示されたようにDQ_iは加算器
ADD_i、量子化ステツプ発生器ST_i、及び所謂量
子化器QT_iを含む。logM_iの値とσの値とをADD_i
に於て加算するとｎ_iを与える。ｎ_iは量子化ステ
ツプＱ_iを発生するためにST_iに於て使用される。Ｑ_i＝Ｍ_ｉ／２^ｎｉ−１ …(5) 情報Ｑ_iは量子化器QT_iへ供給され、その量子化
器QT_iはサンプルＸⁱをビツト率ｎ_iで再量子化
し、かくて新規なデイジタル序列Ｓⁱを発生す
る。例えば若しもｎ_i＝１であると仮定すると、量
子化ステツプはＱ_i＝Ｍ_iである。量子化器QT_iはＸⁱの正負符号を検出するだけで
ある。Ｘⁱ０のときQT_iはＳⁱ＝１を与えるがＸⁱ
＜０のときはＳⁱ＝０を与える。かくてN′ビツト（例えば12ビツト）のPCMモ
ードで最初符号化されたサンプルＸⁱはｎ_i＝１ビ
ツトで記録される。上述の量子化器SBCを使用することにより、望
み通りにＮ＜N′を選択することによつて量子化
ビツトを節約できるばかりでなくこれらの量子化
ビツトの合理的な配分をも保証する。上記から明らかなように量子化器SBCの動作は
予定の時間期間に亘るサブバンド内容の分析を必
要とする。かくて各サンプルに対してビツト率ｎ
_i及び量子化ステツプを変えるのは極めて不合理
のように見える。他方この処理は、ブロツク混成
PCM型の符号化処理に於てなされるようにブロ
ツク毎にサンプル符号化をするのに取りわけ適し
ている。その処理は概略下記のように説明され
る。サンプルの各ブロツクに対してブロツクの最
大のサンプルが符号化の限度を越えないように尺
度因子（スケールフアクタ又はブロツク特性）Ｃ
が選択される。然る後ブロツクサンプルが量子化
される。尺度因子Ｃとサンプル量子化されたブロ
ツクとから成る集合体がそのブロツクを完全に定
義するデイジタル情報を与える。この形式の符号
化についての更に詳細は1974年開催のデイジタ
ル・コミユニケーシヨンに関するチユリツヒ国際
セミナに於てなされたA.Croisier氏の講演論文を
参照されたい。本発明に於てはｎ_iはかくて各ブ
ロツクの持続期間に対して定義づけられる。Ｍ_iの値又はそれに近い値が尺度因子Ｃ_iとして
選択される。その場合、式(3)は下記のようにな
る。原情報Ｓ（ｔ）を再現するように信号を符号解
読すべきとき、各チヤネルの序列Ｓ_iだけでなく
尺度因子Ｃ_iも必要とされること勿論である。若
しもこの形式の符号化器・符号解読器がコミユニ
ケーシヨン・ドメインに使用されるなら、ビツト
率ｎ_iは式(6)から受信機レベルに於て再計算され
うるので、ビツト率ｎ_iを送らないことによりチ
ヤネルが過負荷になる機会を減らすことが可能で
ある。従つてＰ個のサブバンドに対して及び
32msの各時間枠の間に、Ｑ_iのＰ値、Ｃ_iのＰ値、
及び本発明のＰチヤネルの装置によつて再量子化
される信号サンプルのＫ値が送られる。それに加えて、量子化されるべき信号の特徴を
考慮に入れるとは云え、或る項ｎ_iを零に永久的
に強制することにより具体的にはサブバンドを
300Hz以下及び800Hz以上（ｉの最小値及び最大値
の外）に制限することにより符号化器の性能を向
上することが出来る。第１図に示されたように、サンプルSnは800Hz
より低い周波数の信号成分を除去する所の高域
波器へも送られる。この波器は普通のものでよ
い。その出力は装置CALCへ送られる。その装置
は処理されつつある音声信号を特徴づける係数を
決定する。これらの係数の由来及び機能について
良好に理解するには「Electric Communications
Review」誌第47巻第４号（1972年発行）第217頁
以降に掲載された「Digital Transmission of
Speech at Low Bit Rates」と題するLS Moye
氏の論文を参照されたい。音声信号の冗長性がこ
の論文に示されており、それにより音声信号の各
サンプルは下記の式により前述のサンプルの線型
組合わせから予測しうるものと考えられる。ｇは予じめ定められた整数である。係数ａ_iを決定するための方法は種々知られて
おり、具体的には1969年に日本音響学会で発表さ
れた「部分的自己相関係数に基づくスピーチの解
析及び合成装置」と題する板倉及び斉藤両氏の自
己相関法がある。この方法は下記の式に基づいて
平均二乗誤差ERを最小化しようとするものであ
る。これは処理されるべきブロツクの枠外には信号
が存在しないものと仮定して全体的予測を行うこ
とによつて与えられる。ERは下記の式が満足さ
れるとき最小化することが従来知られている。ｊ及びｉを変えることにより一連の線型方程式
が得られる。上式のＲは音声信号の自己相関関数
のサンプルを表わす。しかし相関係数を算出する
ために信号は分析ブロツクの外には存在しないも
のと仮定したことを考慮に入れる必要がある。若
しもこの仮定が考慮に入れられるならば下記が得
られる。

【表】この方法はIEEE Transactions on
Acoustics、Speech and Signal Processing
Review、Assp22巻、第６号（1974年12月）に掲
載されたSatish Chandra及びWen C.Lin両氏の
Experimental Comparison Between Stationary
and Non Stationary Formulation of Linear
Prediction Applied to Voiced Speech Analysis
と題する論文に示されている。項Ｒ_jから始めるとパラメータａ_iはJournal of
Mathematics and Physics、第25巻、第４号、第
261頁（1947年）にLevinson氏が開示したアルゴ
リズムを用いることにより帰納法によつて得られ
る。Levinson氏のアルゴリズムは実は所謂部分
相関係数ｋを使用する。本発明の装置CALCは実
はこれらの係数ｋを算出する。この目的で本発明
はIEEE Transachions on Acoustics、Peech
and Signal Processing（1947年６月）に開示さ
れたJ.Roux及びC.Gueguen両氏により提案され
た方法及びアルゴリズムを使用する。それに加えて、オクターブ当り6dbの音声信号
スペクトルの減少をもたらす所の声門源及び口腔
の組合せ効果に対して補償することが可能であ
り、それは自己相関係数を算出するため使用前に
その信号をプリエンフアシス処理に供することに
より、有声音の場合には取りわけ著しい。このプ
リエンフアシスは下記の形式のＺ伝達関数を持つ
波器を用いることにより保証される。Ｈ（Ｚ）＝１−αZ^-1 但しα＝R1/R0、R0及びR1はＳ_oの自己相関関
数の最初の２項である。この場合、α＝R1/R0を
決定するため信号の自己相関関数の初項を算出
し、次にプリエンフアシス波器Ｈ（Ｚ）＝１−
αZ^-1を用いることによりサンプルＳ_oを波し、
そして自己相関関数の各項を再計算することが必
要である。Ｈ（Ｚ）を介して波は回避されかく
てプリエンフアシス及び自己相関演算に必要とさ
れる全体的な計算能力の一部分が、第６図に示さ
れた形式のデイジタル波器をCALCに導入する
ことにより、節約される。この波器は項R0、
R1を計算する装置の出力に接続されて、あたか
もCALCに供給された信号がプリエンフアシスに
付されたかのように自己相関関数のR′0及びR′1
の値を発生する。係数ｋ_iを決定するためのLe
Rouxの方法の残りの部分は不変に留まる。換言
すれば波器HPFから発生されたサンプルＳ_oは
式(8)の演算を実行する自己相関関数発生器COMP
（Ｒ_i）へ導入される。発生器COMP（Ｒ_i）はデー
タの２つの相次ぐブロツクを収容するメモリと乗
算回路とを含み、下記を計算する。 R0でR1を除算することによりCOM（Ｒ_i）は
αを決定する。この係数は下記の式を介して係数
R′_iを計算する回路COMP（R′_i）即ちプリエンフ
アシス波器で使用される。 R′_i＝Ｒ_i＋α（−Ｒ|_i-1|＋αＲ_i −Ｒ|_i+1|）然る後、項R′_iはLe Roux及びGuegen両氏によ
つて規定された項ｋ_iを発生する部分的自己相関
回路COMP（ｋ_i）へ導入される。その項ｋ_iはプ
リエンフアシスされた自己相関係数R′_iに関して
規定され、項Ｒ_iに関しては規定されない。回路
COMP（ｋ_i）は、第６′図に於て（ｇ＝３につい
て）示されたアルゴリズムで帰納的計算を実行す
るためにプログラムされた計算機を用いることに
より実現される。項R′は第１の段を形成する加
算器e⁰へ送られる。k₀の値はこの第１の段の内容
を用いることにより計算される。図示のようにk₀
によつて最終的に乗算された上記第１の段の加算
器の出力は第２の段の加算器e¹（第６′図参照）
へ送られ、その内容からk₁が計算される。k₁によ
つて最終的に乗算された群e¹の段の出力は第３段
e²へ送られ、その内容はk₂の計算されるのを可能
にする。係数ｋ_iはQA２に於て最終的に再量子化され
る。QA２はQA１と同様に普通の形式のもので
よいが、量子化ステツプ及び、処理されるべき情
報の形式と一層密度に適合されるように且つ情報
率を減じるように再規定される所の特徴を具備す
る。例えばQA２に関する限り統計的データから
出発して序列ｉに従つて固定されたビツトの数で
項ｋ_iを再量子化する。量子化器QA２は処理され
る音声信号のサンプルの各ブロツクの間、例えば
32ms毎に１組の係数をチヤネルCOEF上に伝送
する。 ENERG、SIGNAL及びCOEFを決定するため
の上述の処理は遅延を導入する。実際には例に選
ばれた実施例では、項Ｓ_oは256サンプルのブロツ
ク毎に取られる。従つて8KHz（Te＝128μｓ）
のサンプリング周波数に対しては、ブロツクは
32msの持続期間を持つ。波器HPF及びLPFD
の各々に起因する遅延は28×125μｓである。相
関を達成する装置CALCに起因する遅延は32ms
である。項COEF及びSIGNALを同位相にするた
めには、SBCが32msの遅延を導入することが必
要である。しかしSBC波器に起因する庭延は
144×125μｓの遅延である。従つて出力SIGNAL
へ導くチヤネルに112×125μｓ遅延線を付加する
ことが必要である。同じ理由で256×125μｓ遅延
線経路ENERGに付加される。（これらの遅延線
は第１図には示されていない。）上述の概要は本発明の範囲を逸脱することなく
修正されうる。例えば波器HPFは簡単化した
実施例では抹殺される。原音声信号即ち信号Ｓ_oが再組立てされらべき
ときには、ENERG、SIGNAL、及びCOEFデー
タを再び組合わせることが必要である。それらの
処理は第７図に示されたように作りうる受信器・
符号解読器で実行される。入力線へ供給されるデ
ータはとりわけ、チヤネルENERG、SIGNAL及
びCOEFの情報を相互から分離する所のDMPXに
於て非多重化される。情報SIGNALはサンプルＸ_sを供給しなければ
ならない所のに於て符号解読される。第８図
に示された装置は４個の装置１乃至４
を持ち（この例ではＰ＝４）、発生端で使用され
且つ第３図のFBで示された波器の組によつて
達成された処理結果の逆を実行する１組の波器
へ送られる。ｉ序列のサブバンドを処理する装置DQiは再量
子化されたサンプルＳⁱ及び、情報ｎ_i，Ｑ_iを受取
る。装置DQiは発生端（第３図参照）にある波
器FBの出力に現われるときバンド幅に関する情
報を導出する。この目的で、若しも例えばｎ_i＝
１が仮定されるなら、装置はＳⁱ＝１のとき
その出力にＱ_iに相当するデイジタル値を、そし
てＳⁱ＝０のとき−Ｑ_iに相当するデイジタル値を
与える。回路１乃至４の出力は2KHzに於
て原信号Ｘ_sを再組立てするように波兼内挿装
置へ送られる。波処理は夫々直角位相の高域ハ
ーブバンド波器及び低域ハーフバンド波器よ
り成る素子H′１及びH′２を用いることにより達
成される。内挿は２つの相次ぐ入力サンプルの間
に零を挿間し、然る後2KHzに於てサンプルＸ_sを
発生するように取られた各波器の対の出力を付
加することにより保証される。Ｘ_s周波数は内挿器INTによつて、16KHzに戻
される。この内挿器は2KHzで２つの相次ぐサン
プル間に置かれるべき中間のサンプルを計算し、
内挿は波器を介して保証される。内挿装置から
の信号Ｘ_sの出力径路は直接径路と間接径路に分
岐する。間接径路は高バンド発生器HBを含み、
そこで低バンドスペクトルは非線形歪発生器
（DIST）によつて分散され、BPFDを介して波
することによりそこから高バンドが抽出され、そ
の高バンドはチヤネルENERGによつて与えられ
るエネルギ情報によりEADに於て変調される。
それに加えて、例えば摩擦音のような或る音は低
いバンド幅に於て極めて低いエネルギ・レベルを
与えるので、DISTによつて与えられる信号のエ
ネルギは本発明の符号解読器の要求に合致するに
は不十分である。従つて本発明の装置にはホワイ
ト・ノイズ発生器WNによつて与えられるエネル
ギをDISTの出力へ付加する。このエネルギのレ
ベルは、音声音を処理するとき装置の動作を妨げ
ることなく低い周波数バンド幅に於て低いエネル
ギで音声に対するその機能を保証しうるように調
節されるべきである。この目的のためには、ホワ
イト・ノイズは有声音の高いバンド・エネルギに
関して低い振幅を持つことが必要である。WN調
節は後述のように経験的に又は力学的に保証され
る。DISTから発生された情報に対してホワイ
ト・ノイズを付加することからもたらされる信号
は、低域遮断周波数が800Hzにセツトされたバン
ドパス波器デシメータ（BPFD）を通つて進
む。BPFDを通つて達成されたデシメーシヨン処
理はサンプル周波数を8KHz戻す。これらのサン
プルはEADに送られる。EADは高いバンドレベ
ルを正規化することにより、受取られた音声信号
の高い周波数バンドに情報を付与する。この正規
化は、バンドパス波器デシメータBPFDから発
生されたエネルギＥ２をチヤネルENERGに配置
された符号解読器DEC１から発生されたエネル
ギＥ１と比較することによりエネルギＥ２を測定
し、且つ最後に、この比較の結果によりBPFDか
ら発生された信号を変調することにより保証され
る。DEC１はQA１で達成された処理の逆を行な
う。即ち符号解読器・受信機によつて受信された
音声信号の実際の高い周波数バンドを得るため
ENで使用された単位と同じ単位で表示されたエ
ネルギ情報を与える。EADの出力はトランスバ
ーサル・デイジタル波器INVFを介して波さ
れる。その波器の係数はDEC２でその内容が
符号解読されている所のチヤネルCOEFによつて
与えられる。装置DEC２は二重処理を行なう。
その一方はQA２によつて達成された処理の逆で
あつて項ｋ_iを発生し、他方は項ｋ_iから項ａ_iを与
える。実際には、若しも波器INVFがJ.D.
Markel氏らの著書Linear Prediction of Speech
第54章に示された情報に従つて設計された格子回
路網であるならば、項ｋ_iを項ａ_iに変換すること
を避けて直接的に波器INVFの係数として項ｋ_i
を使用することが出来る。項ａ_iが使用されるべきとき、それらは第７′図
のアルゴリズム（その表示は第６′図で使用され
た符号体系と同じ符号体系を満足させる）を用い
ることにより再計算される。ホワイト・ノイズ源WNを用いる理由が以上に
述べられた。ホワイト・ノイズ源によつて与えら
れる信号の振幅を実験的に及び混合態様で調節し
うることが説明された。このためエネルギレベル
Ｅ２の統計的及び実験的評価から開始される。し
かしエネルギＥ２が測定された後はWNの調節を
改善するためこの測定結果を用いることも出来
る。この目的で、HBの他の実施例を示す第９図
を追加する。同図に於て乗算器MUはＥ２又は、
Ｅ１及びＥ２間の関数の何れかに依存するテーブ
ルTBの読取りにより与えられる係数（例えば１
乃至10の範囲の数）によつて出力WNを乗算す
る。最後にINTから発生されたサンプルＸ_sを加算
し、ADに於て8KHzに戻すことにより原音声信
号が再組立てされる。パルス発生器に対して示されたように、種々の
チヤネルENERG、SIGNAL、及びCOEFに適用
された処理はINVFから発生された信号に遅延を
導入する。音声信号を再現するためこれらの情報
を再組立てする前に、これらの遅延に対して補償
することが必要である。これは、第７図に示され
た32ms、84×125μｓ、56×125μｓの遅延要素
の存在を説明する。このため符号解読器、内
挿器INT、及び波器BPFDは夫々144×125μ
ｓ、28×125μｓ、及び28×125μｓの遅延を導入
する。それに加えて、ａ_i又はｋ_i係数を32ms当り１度
よりも多く修正することにより第７図に示された
受信機の性能を向上させることが出来る。然る
後、処理下のブロツクの直前及び直後のデータブ
ロツクに関する係数ａ_iの組を考慮に入れて、２
つの実際に受信された係数ａ_iの組の間で、線型
内挿によつて算出された中間的係数を決定しなけ
ればならない。他方若しも波器HPFが発生端で使用されな
いならば、受信端に於て加算器ADを波器INVF
の出力に置く代りにINVFの入力に配置すること
が必要である（第７図の破線円形で示された回路
ADを参照されたい）。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明符号化器のブロツク図、第２図
乃至６′図は第１図の符号化器の構成要素の種々
の実施例を示す図、第７図は本発明の符号解読器
のブロツク図、第７′図は第７図に示された符号
解読器の構成要素の１つを示す図、第８図及び９
図は第７図に示された符号解読器の構成要素の
種々の実施例を示す図である。第１図に於て、FT…アナログ波器、LPFD
…低域波器デシメータ、SBC…量子化器、
HPF…高域波器、CALC…係数決定装置、QA
１，QA２…量子化器。

Claims

【特許請求の範囲】１アナログ信号である音声信号を、電話バンド
幅内に納まるようにろ波器FTを介してろ波した
後、アナログ・デイジタル変換器（Ａ／Ｄ）を介
してサンプルされたブロツク状のデイジタル信号
に変換するステツプと、上記変換したデイジタル信号を低い周波数バン
ドの信号及び高い周波数バンドの信号に分離する
ステツプと、上記低い周波数バンドの信号をデシメーシヨン
（間引き）処理し更に複数個のサブバンドに分離
して各サブバンド毎に再量子化することにより上
記デイジタル信号のビツト率よりも低いビツト率
の信号情報（第１図のSIGNAL）を発生するステ
ツプと、上記高い周波数バンドの信号からブロツク毎に
１組の部分的相関係数情報（COEF）を発生する
ステツプと、上記変換したブロツク状のデイジタル信号から
上記低い周波数バンドの信号を差引いて二乗し累
算することにより該デイジタル信号の高い周波数
バンドに含まれるエネルギの情報（ENERG）を
発生するステツプと、上記信号情報（SIGNAL）、相関係数情報
（COEF）及びエネルギ情報（ENERG）を多重化
するステツプと、により元のデイジタル音声信号よりも低いビツト
率のデイジタル音声信号を与えることを特徴とす
るデイジタル的圧縮処理方法。