JPS6167329A - 双方向適応音声周波数中継器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は伝送ネットワーク、より詳細には双方向適応音
声周波数中継器に関する。

技術の背景 反射減衰量を最大限にする、換言するならば、反響信号
を最小限にするためのエコー相殺器を採用する適応音声
周波数中継器は＋＋低＋１周波数信号に刺い傾向を持つ
。エコー相殺器はエコー経路のインパルス応答特性を合
成するための限定された数のタップ、つまり、撮幅係数
を持つ。タップの数が限定されているため過多の低周波
数エネルギーが相殺器に入力された場合に問題が生じる
。つまり、この低周波数信号を扱うために幾つかのタッ
プが必要となり、音声周波数帯域エコー経路に対する適
切なインパルス応答を合成するためのタップの数が不足
する事態が発生する。

この問題を解決する１つの方法としては、単にエコー相
殺器内のタップの数を増加する方法がある。しかし、こ
の方法は追加のメモリが必要となること、チップ上の処
理用空間、その他の問題から殆どのアプリケーションに
おいて不適当である。これら全てはエコー相殺器のコス
トを上げることとなる。

発明の構成 中継器に入いる過多の低周波数信号成分に起因する問題
は、本発明の一面によると、音声周波数中継器内に使用
されるエコー相殺器に入（・る信号の入力周波数応答特
性をプレエンファシスすることによって解決される。

本発明の一例としての実施態様によると、周波数応答特
性はエコー相殺器に入いる１１低＋１周波数信号を減衰
するためのフィルタを採用することによって修正される
。

発明の実施例 第１図は簡略ブロック図形式にて本発明を採用する自動
１ｉｌｉ応音声周波数中継器を示す。

第１図の中継器は２線伝送経路あるいは設備上を伝送さ
れる音声周波数信号を増強する目的を持つ。

従って、第１図には、この中継器をそれぞれ双方向２線
伝送設備Ａ及びＢに接続するために採用された結合変成
器１０１及び１０２が示される。変成器１０１は双方向
２線設伽Ａを端子Ｔ及びＲを介して中継器に接続するた
めに採用される。変成器１０１は一次巻線１０３及び二
次巻線１０４を含む。巻線１０３は信号性情報を抽出す
るためのいわゆる中点コンデンサ１０５を含む。コンデ
ンサ１０５を横断していわゆるＩ＋バンド外れ１′信号
が出現するが、これらには呼出しパルス、発信パルスそ
の他が含まれる。中点コンデンサ１０５を横断して検出
器１０６が接続されるが、これは本発明の一面によると
、設備ＡあるいはＢからこの中継器に入いる＋１大きな
＋１バンド外れ信号を検出するために採用される。中継
器内での検出器１０６の接続には中継器の縦方向のバラ
ンスが妨害されないようにすることが重要である。また
、大きな１１バンド外れ１′信号がそれとして検出され
ることが重要である。これは大きなエネルギーを持つ呼
出し信号、発信パルスその他の低周波数要素が音声周波
数帯域内で容易に検出されにくいためである。

変成器１０２も一次巻線１０γ及び二次巻線１０８を含
む。巻線１０１も中点コンデンサ１０９を含む。変成器
１０２は双方向２線設備Ｂを端子Ｔ及びＲを介して中継
器に接続するために採用される。

設備Ａ及びＢからの信号性情報は誘導子１１２０巻線を
含む回路接続１１０及び１１１を介してこの中継器の回
りをバイパスされる。従って、２線設備から入いつコン
デンサ１０９を横断して出現する全ての呼出し信号、発
信パルスその他も検出器１０６に加えられる。検出器１
０６から出力される所定のいき値以上の振幅を持つ”大
きな１１バンド外れ信号の存在を示す制御信号は回路接
続１１３を介してエコー相殺器１１４及び１１５に加え
られる。後に詳細に述べるごとく、このエコー相殺器１
１４及び１１５は検出器１０６からの制御信号に応答し
て、″大きな１′バンド外れ入り信号が存在するあいだ
エコー相殺器のインパルス応答特性の史新を抑止する。

Ｉ大きさ１′は、いわゆる通常の音声周波数信号、例え
ば、音声、トーン、多周波数トーン及び類似の信号のピ
ーク振幅との対比にて決定される。このシステムにおい
ては、これら音声周波数信号のピーク振幅は典型的には
最大５ポルトまでの範囲内である。従って、この例にお
ける大きな信号に対するいき値は約２０ボルト　ピーク
に設定されるが、これは本発明の範囲を限定するもので
はなく、別のシステムにおいては、この大きな信号に対
するいき値は通常の音声周波数信号の振幅範囲によって
はこれよりかなり低（・ピーク振幅に設定することもで
きる。

巻線１０４の第１及び第２の端子はハイブリッド　ネッ
トワーク１１６に接続される。

ハイブリッド１１６は２線設備を４線設備に結合するた
めの当技術において周知の任意のハイブリッド構成であ
る。好ましくは、ハイブリッド　ネットワーク１１６は
電子タイプのものとする。ハイブリッド　ネットワーク
１２２はハイブリッド　ネットワーク１１６と同一であ
る。

ハイブリッド　ネットワーク１１６から出力される入り
信号はプレエンファシス回路１１７に加えられる。プレ
エンファシス回路１１７はコンデンサＣ並びに抵抗体Ｒ
１及びＲ２から構成されるフィルタを含み、中継器入力
の下側周波数部分を整形するのに使用される。この低側
周波数、つまり、４００　Ｈｚ以下では、個々のエコー
相殺器内に音声周波数帯域、つまり、２００Ｈｚから３
２００Ｈｚ内の反響信号を相殺するための所舅のインパ
ルス応答特性を生成するために必要とされるタップの数
を最小限にする目的で中継器の入力信号周波数特性を整
形することが重要となる。

前述したごとく、中継器への入り信号は、通常、過多の
低周波数成分を持つ。中継器入力周波数特性において過
多の低周波数、つまり、４００Ｈｚ以下の周波数を示す
信号成分の波形が第４図において実線にて示されろ。ま
た周波数特性の低周波数部分の近似的な形状が点線にて
示される。ここで、この有性の低周波数端のロールオフ
が音声周波数伝送に対するロールオフ指定を満足すべき
であるこれは、本発明の一面によると、プレエンファシ
ス回路１１７及び１２３の＋１高１１域フイルタ装置を
採用することによって実現される。このフィルタ特性は
次式によって表わされる。

ＪωＣＲ２ Ｖ　　＝Ｖ　　（）　　　（１） ｏｕｔ　　ｉｎ　　１＋ＪωＣ（Ｒ１＋Ｒ１）ここで、
Ｖｉｎ　　はプレエンファシス回路への入力信号、Ｖｏ
ｕｔはプレエンファシス回路からの出力、ωは２πｆを
表わし、ｆは入り信号成分の周波数を表わす。式（１）
によって記述されるフィルタを使用することによって得
られる低周波数減衰が第５図に示される。任意のシステ
ムにおける音声周波数伝送に対するロールオフ指定は４
００Ｈｚにおいて３．０ｄＢであり、２，５ｂＢを目標
とする。第５図に示されるごとく、プレエンファシス回
路１１γ及び１２３を採用することによって得られるロ
ールオフは、これら総合指定内に十分に入いるものであ
り、しかも、本発明の一面に従って、過多の低周波数成
分を除去する。従つて、エコー相殺器１１４及び１１５
の各々に使用されるタップの数を増加する必要性が排除
される。プレエンファシス回路１２３はプレエンファシ
ス回路１１７と同一である。エコー信号はプレエンファ
シス回路１１７及び１２３０両方を通過し、従って、伝
送の各々の方向で、このエコー　パス信号の有効ロール
オフが２倍にされることに注意すべきである。つまり、
プレエンファシス回路１１１及び１２３は中継器内にお
いて、”通常１１の伝送信号が一度処理され、一方、通
常の伝送信号のエコー信号に起因する部分が伝送の両方
向において２度処理されるように接続される。

より具体的には、プレエンファシス回路１１７は中継器
内の設備Ａから設備Ｂへの１１通常Ｉ＋の伝送経路内の
任意の回路内に接続できる。

つまり、ハイブリッド　ネットワーク１１６からハイブ
リッド　ネットワーク１２２への伝送経路内の任意の所
に接続できる。同様に、プレエンファシス回路１２３は
中継器内の設備Ｂから設備Ａへの＋１通常１′の伝送経
路内の任意の回路内に接続できる。つまり、ハイブリッ
ド　ネットワーク１２２からハイブリッド　ネットワー
ク１１６への伝送経路内の任意の所に接続できる。プレ
エンファシス回路１１７あるいは１２３のいずれかが回
路内においてそれぞれＣ０ＤＥＣ１１８あるいはＣ０Ｄ
ＥＣ１２１の後に置かれる場合は、デジタル　フィルタ
が使用される。

プレエンファシス回路１１１からの出力はＣ０ＤＥＣ１
１８の符号器入力に加えられる。

Ｃ０ＤＥＣ１１８の符号器はアナログ入力信号を周知の
方法にて８ビットμ−原始ＰＣＭデジタル信号に変換す
る。Ｃ０ＤＥＣ１１８からのこの８ビツト　デジタル信
号はエコー相殺器１１４のＹ入力に加えられる。エコー
相殺器１１４からの出力Ｅは等化器１１９及び利得装置
１２０を介してエコー相殺器１１５のＸ入力及びＣ０Ｄ
ＥＣ１２１の復号器入力に加えられる。Ｃ０ＤＥＣ１２
１の復号器はエコー相殺器１１４からの８ビットμ−原
始ＰＣＭ出力を周知の方法にてアナログ出力信号に変換
する。Ｃ０ＤＥＣ１２１からのアナログ出力はハイブリ
ッド　ネットワーク１２２に加えられ、次にここから、
変成器１０２を介して双方向２線設備Ｂに加えられる。

エコー相殺器１１４は双方向２線設備Ｂから中継器に入
いる信号に起因して双方向２線設備Ａからの信号伝送に
起こるエコー信号、つまり、反響信号を相殺するのに使
用されろ。

同様に、エコー相殺器１１５は双方向２線設備Ａから中
継器に入いる信号に起因して双方向２線設備Ｂからの信
号伝送に起こるエコー信号、つまり、反響信号を相殺す
るのに使用される。相殺器１１４及び１１５として使用
されるエコー相殺器の詳細が第２図に示されるが、これ
に関しては後に説明する。

双方向２線設備Ｂからのアナログ信号は変成器１０２、
ハイブリッド回路１２２及びプレエンファシス回路１２
３を介してＣＯＤＥＣ１２１の復号器入力に供給される
。一方、Ｃ０ＤＥＣ１２１はこのアナログ入力信号をデ
ジタルμ−原始信号に変換するが、これはエコー相殺器
１１５のＹ入力に加えられる。

エコー相殺器１１５からの出力Ｅは、等化器１２４及び
利得装置１２５を介してエコー相殺器１１４のＸ入力及
びＣ０ＤＥＣ１１８の復号器入力に加えられる。Ｃ０Ｄ
ＥＣ１１８はエコー相殺器１１５からの８ビットμ−原
始出力Ｅを周知の方法にてアナログ信号に変換スる。Ｃ
０ＤＥＣ１１８からのアナログ信号はハイブリッド１１
６及び変成器１０１を介して双方向２線設備Ａに加えら
れる。

この例においては、等化器１１９及び１２４はそれぞれ
当技術において周知のタイプの第８位有限インパルス応
答フィルタを含む。

第２図は簡略ブロック図の形式にてエコー相殺器１１４
及び１１５に使用することが好ましいエコー相殺器の詳
細を示す。エコー相殺器１１４．１１５は概むね合衆国
特許第３４９９９９９号及び３５０００００号に開示さ
れるエコー相殺器と類似のものである。

Ｉ　ＥＥＥスペクトラム（ＩＥＥＥ　Ｓｐｅｃｔｒｕｍ
）、ページ３４−３７．１９８０年１０月号に掲載の論
文「ベル社製エコー　キラー　チップ（Ｂｅｌｌ’ｓ　
Ｅｃｈｏ−Ｋｉｌｌｅｒ　Ｃｈｉｐ月につ（・ても参照
すること。この実施態様においては、エコー相殺器１１
４．１１５は検出器１０６（第１図）からの出刃に応答
して、２線設備ＡあるいはＢのいずれかの上に大きな入
力信号が検出されると、エコー信号推定値を生成する適
応フィルタの更新を抑止する。これは、エコー相殺器適
応フィルタが、大きな入力信号の大きな振幅の周波数成
分に応答して通常のレベルの音声周波数入力信号、例え
ば、音声及びホワイト　ノイズには好ましくないインパ
ルス応答に適応することを抑止する。

簡単に説明すると、相殺器１１４．１１５は調整可能信
号プロセッサ、つまり、中経路内の信号変動を自動的に
追跡するという点において自己適応的である閉ループ　
エラー制御システムを持つ適応フィルタを含む。より具
体的には、相殺器１１４．１１５はエコー推定器２０１
を含むが、エコー推定器２０１はエコーの線形近似値、
つまり、エコー推定値を合成するための適応横フイルタ
構成を含む。

この目的を達成するため遠方端入り信号Ｘ（Ｋ）は、通
常、遠方端話相手から第１の伝送経路、つまり、リード
２０２を通じて、エコー相殺器１１４，１１５の第１の
入力に加えられ、そしてここからエコー推定器２０１０
入力に加えられる。遠方端信４Ｘ（Ｋ）は、例えば、デ
ジタル的に標本された音声信号であり、ここで、Ｋは標
本間隔を指定する整数である。しかし、例えば、ハイブ
リッド　ネットワーク１２２　（第１図）内のインピー
ダンス　ミスマツチに起因して、ハイブリッド入力信号
の一部がエコーとして遠方端信号源に反響する。このエ
コーはパイプリッド　ネットワーク１２２あるいは１１
６の出力からそれぞれ相殺器１１５あるいは１１４のＹ
入力に加えられ、そしてここから結合ネットワーク２１
Ｇの第１の人力に加えられろ。結合ネットワーク２１０
の第２の入力はエコー推定器２０１によって生成された
エコーの推定値である。このエコー推定値はエコー推定
器２０１の出力からり−ド２１１を介して結合ネットワ
ーク２１０の帛２の入力に加えられる。結合ネットワー
ク２１０はエコー推定値と好ましくないエコーを含むエ
コー相殺器へのＹ入力との間の代数差に対応するエラー
信号Ｅ　（Ｋ）を生成する。エラー信号Ｅ　（Ｋ）はＣ
０ＤＥＣ１２１，１１８（第１図）、及び推定器２０１
内の調節ネットワーク２１６−０から２１６−Ｈに加え
られる。

推定器２０１はタップの所で適当なナイキスト間隔に対
応する所定の遅延を実現するための遅延装置２１５−１
から２１５−Ｎから構成される（・わゆるタップ遅延回
線を含む。

従って、入り遠方端信号Ｘ（Ｋ−１）の遅延複製Ｘ（Ｋ
−１）からＸ（Ｋ−Ｎ）が対応するタップの所で生成さ
れろ。各々のタップ位置の所の信号、つまり、Ｘ（Ｋ−
１）からＸ（Ｋ−Ｎ）並びにＸ　（Ｋ）は、エラー信号
Ｅ（Ｋ）Ｋ応答して調整される。より具体的には、信号
Ｘ　（Ｋ）からＸ（Ｋ−Ｎ）はそれぞれ調整ネットワー
ク２１６−０から２１６−Ｎめ対応する１つを介してＥ
　（Ｋ）に応答して個々に貞み付けされる。調整ネット
ワーク２１６−０から２１６−Ｎはそれぞれ掛は算器２
１７及び２１８、並びに帰還回路２１９を含む。帰還回
路２１９はタップの重みを当業者にとって周知であり前
述の参考文献に説明の方法に従って所定の値に調節する
。帰還回路２１９は中継器に大きな振幅の信号が入てい
るときは、検出器１０６からの制御信号に応答してタッ
プの重みの更新を制御的に抑止するためのスイッチ２３
０によって象徴される装置を含む。つまり、各々の調整
ネットワーク２１６内のスイッチ２３０が開録されると
、重み付けされた複製の値の変更は行なわれない。従っ
て、検出器１０６からエラー相殺器に真の制御信号が加
えられると、調節ネツ′上ワーク２１６の全てが抑止さ
れ、蓋み付けされた複製の全ては値の変更は抑止される
。調節ネットワーク２１６−０から２１６−ＮからのＸ
（Ｋ）の重み付けされた複製は加算ネットワーク２２０
を介して加算され、相殺されるべきエコーの近似である
エコー推定値信号を生成する。このエコー推定値はリー
ド２１１を介して結合ネットワーク２１０の第２の入力
に加えられる。本実施態様においては、エコー相殺器１
１４及び１１５内のタップのｉ　（Ｎ）は２４である。

第３図は２線設備Ａあるいは２線設備Ｂのいずれかから
中継器に入力される１１大きな１１バンド外れ信号の存
在を検出するために採用される検出器１０６の詳細を示
す。検出器１０６は双方向タイプの光学アイソレータを
含む。コンデンサ１０５あるいはコンデンサ１０９（第
１図）のいずれかを横断して出現する信号はコンデンサ
３０２を介して抵抗体３０３及び３０４から構成されろ
分圧器に結合される。抵抗体３０３及び３０４の値は光
学アイソレータ３０１の発光ダイオードを起動するため
の所定の電圧いき値を確立するように選択される。前述
したごとく、本発明の範囲を限定するものとして解釈さ
れるべきではないが、この例においては、このいき値は
約２０ボルト　ピークである。従って、２０ボルトある
いはそれ以上のピーク振幅を持つ信号がコンデンサ１０
５あるいはコンデンサ１０９（第１図）のいずれかを横
断し℃出現すると、光学アイソレータ３０１の光電トラ
ンジスタがオンにされ、電位−■が回路経路１１３（第
１図）を介してエコー相殺器１１４及び１１５０両方に
加えられろ。この電位−■は論理１、つまり、真の論理
信号を表わす。

検出器１０６は振幅検出器であるため、所定のいき値を
越えるの忙十分な振幅を持つ大きな信号は明らかにＩ＋
通常＋１の音声周波数信号ではなく、これは制御信号を
生成させ、エコー相殺器のインパルス応答特性の更新を
抑止させる結果となる。

第６図は簡略ブロック図形式にて本発明を使用するも５
１つの双方向音声周波数中継器を示す。第６図に示され
る中継器の要素はエコー相殺器１１４が除去されている
点を除いて第１図に示される中継器の要素と同一である
。従って、第６図に示される中継器の詳細については繰
り返して説明しない。

本発明は簡略ブロック図形式にて説明されたが、この好
ましい実施ｉ様はＣ０ＤＥ’Ｃ１等化器、利得装置及び
エコー相殺器の憬能が得られるようにデジタル信号プロ
セッサを適当にプログラミングすることによって実現さ
れる。このデジタル信号プロセッサ装置の一例はベル　
システム　テクニカル　ジャーナル（Ｔｈｅ　Ｂｅ１ｌ
　Ｓｙｓｔｅｍ　Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ　Ｊｏｕｒｎａｌ
）、Ｖｏ１６ＯＮｏ、７パート２．１９８１年９月発行
に掲載の幾つかの論文において説明されている。このよ
うなデジタル信号プロセッサの１つを採用する既存の周
知の中継器は、テレホ（Ｔｅ１ｅｐｈｏｎｅ　　Ｅｎｇ
ｉｎｅｅｒ　　＆　　Ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ）、１９８
３年８月１日発行、ページ３９−４６に掲載の論文［デ
ジタル信号によるハイブリッド平衡パズルの解決（Ｄｉ
ｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　５ｏｌｖｅｓＨｙｂｒｉｄ
　Ｂａ１ａｎｃｅ　Ｐｕｚｚｌｅ　）　Ｊにおい℃全般
的な説明がなされている。

さらに、プレエンファシス回路は信号処理装置内のデジ
タル　フィルタとして実現することも可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は簡略ブロック図の形式にて本発明の実施態様を
含む適応音声帯域中継器を示す図； 第２図は簡略図にて第１図の中継器に使用されるエコー
相殺器の詳細を示す図； ４３図は第１図に採用される検出器の詳細を示す図； 第４図は本発明を説明するための周波数応答特性を示す
図； 第５図は本発明を説明するためのもう１つの周波数応答
特性を示す図；そして 第６図は簡略ブロック図形式にて不発明の実施態様を含
むもう１つの適応音声帯域中継器を示す図である。 主要符号の説明 １１４．１１５・・・エコー相殺器 １１７．１２３・・・プリエンファシス回路１１６．１
２２・・・ハイブリッドネットワークＲ１、Ｒ２・・・
抵抗 Ｃ・・・コンデンサ 撃； ｌ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、伝送ネットワークを少なくとも第１の双方向伝送設
   備に接続するために採用された 少なくとも第１の手段を含む信号伝送ネッ トワークにおいて、 該第１の双方向伝送設備に起因して該伝 送ネットワーク内に発生するエコー信号を 相殺するための少なくとも第１のエコー相 殺手段、及び 該少なくとも第１のエコー相殺手段に入 いる信号の供給を受け該入り信号内の周波 数成分をプレエンフアシスするための少な くとも第２の手段を含み、 該エコー相殺手段がインパルス応答特性 を構成する所定の数の振幅係数を生成し、 また入力信号の供給を受けエラー信号に応 答して該インパルス応答特性を調整するこ とによつて相殺すべきエコー信号の推定値 を生成するために採用された、信号プロセッサ手段、及
   び該エコー信号推定値を出信号 と代数的に結合することによつて該エラー 信号を生成するための手段を含むことを特 徴とする信号伝送ネットワーク。 ２、特許請求の範囲第１項に記載の信号伝送ネットワー
   クにおいて、 該プレエンフアシス装置が該入り信号内 の低周波数成分を減衰するための手段を含 むことを特徴とする信号伝送ネットワーク。 ３、特許請求の範囲第２項に記載の信号伝送ネットワー
   クにおいて、 該減衰手段がフィルタから構成されるこ とを特徴とする信号伝送ネットワーク。 ４、特許請求の範囲第３項に記載の信号伝送ネットワー
   クにおいて、 該フィルタが高帯域フィルタであること を特徴とする信号伝送ネットワーク。 ５、特許請求の範囲第４項に記載の信号伝送ネットワー
   クにおいて、 該フィルタが第１の抵抗体（Ｒ＿１）及び 第２の抵抗体（Ｒ＿２）と直列に接続されたコンデンサ
   （Ｃ）を含み、該フィルタの入力信号（Ｖ＿ｉ＿ｎ）が
   該コンデンサに加えられ、該フィルタからの出力信号（
   Ｖ＿ｏ＿ｕ＿ｔ）が該第２の抵抗体を通して出現し、該
   フィルタ が以下の式によつて表わされる周波数特性 を持ち Ｖ＿ｏ＿ｕ＿ｔ＝Ｖ＿ｉ＿ｎ｛（ＪωＣＲ＿２）／［１
   ＋ＪωＣ（Ｒ＿１＋Ｒ＿２）］｝ここで、Ｖ＿ｉ＿ｎは
   該フィルタへの入力信号、Ｖ＿ｏ＿ｕ＿ｔは該フィルタ
   からの出力信 号、 Ｃはコンデンサの値、 Ｒ＿１は第１の抵抗体の値、 Ｒ＿２は第２の抵抗体の値、そして ω＝２πｆで、ｆは信号成分の周波 数を表わす ことを特徴とする信号伝送ネットワーク。 ６、特許請求の範囲第１項に記載の信号伝送ネットワー
   クにおいて、 該第２の手段が伝送ネットワーク内の信 号伝送の第１の方向の信号の供給を受け信 号伝送の該第１の方向の該信号内の周波数 成分をプレエンフアシスし、そして 伝送ネットワーク内の信号伝送の第２の 方向の信号の供給を受け信号伝送の該第２ の方向の該信号内の周波数成分をプレエン フアシスするために結合された第３の手段 がさらに含まれることを特徴とする信号伝 送ネットワーク。 ７、双方向信号伝送ネットワークにおいて、該信号伝送
   ネットワークが 該伝送ネットワークを第１の双方向伝送 設備に接続するために採用された第１の手 段； 該伝送ネットワークを第２の双方向伝送 設備に接続するために採用された第２の手 段； 該第１の双方向伝送設備に起因して該伝 送ネットワーク内に発生するエコー信号を 相殺するための第１のエコー相殺手段； 該第２の双方向伝送設備に起因して該伝 送ネットワーク内に発生するエコー信号を 相殺するための第２のエコー相殺手段； 該第１のエコー相殺手段に入いる信号の 供給を受け該入り信号の周波数成分をプレ エンフアシスするための第３の手段；及び 該第２のエコー相殺手段に入いる信号の 供給を受け該入り信号の周波数成分をプレ エンフアシスするための第４の手段を含み、該第１及び
   該第２のエコー相殺手段の各 々がさらにインパルス応答特性を構成する 所定の数の振幅係数を生成し、また入力信 号の供給を受けエコー信号に応答して該イ ンパルス応答特性を調整することによつて 相殺されるべきエコー信号の推定値を生成 するための信号処理手段及び該エコー信号 推定値を出信号と代数的に結合することに よつて該エコー信号を生成するための手段 を含むことを特徴とする双方向信号伝送ネ ットワーク。 ８、特許請求の範囲第７項に記載の双方向信号伝送ネッ
   トワークにおいて、 該第３の手段が該手段に供給される信号 が該第２の双方向伝送ネットワークに起因 して該伝送ネットワーク内に発生したエコ ー信号を含むような回路関係に接続され、 また第４の手段が該手段に供給される信号 が該第１の双方向伝送ネットワークに起因 して該伝送ネットワーク内に発生したエコ ー信号を含むような回路関係に接続される ことを特徴とする双方向信号伝送ネットワ ーク。 ９、特許請求の範囲第７項に記載の双方向信号伝送ネッ
   トワークにおいて、 該第３及び第４の手段の各々が該手段に 加えられる信号の低周波数成分を減衰する ための手段を含むことを特徴とする双方向 信号伝送ネットワーク。 １０、特許請求の範囲第９項に記載の双方向信号伝送ネ
   ットワークにおいて、該減衰手段 がフィルタから構成されることを特徴とす る双方向信号伝送ネットワーク。 １１、特許請求の範囲第１０項に記載の双方向信号伝送
   ネットワークにおいて、該フィル タが高帯域フィルタであることを特徴とす る双方向信号伝送ネットワーク。 １２、特許請求の範囲第１１項に記載の双方向信号伝送
   ネットワークにおいて、 該フィルタが第１の抵抗体（Ｒ＿１）及び第２の抵抗体
   （Ｒ＿２）と直列に接続されたコンデンサ（Ｃ）を含み
   、該フィルタの入力信号（Ｖ＿ｉ＿ｎ）が該コンデンサ
   に加えられ、該フィルタからの出力信号（Ｖ＿ｏ＿ｕ＿
   ｔ）が該第２の抵抗体を通して出現し、該フィルタが以
   下の 式によつて表わされる周波数特性を持ち Ｖ＿ｏ＿ｕ＿ｔ＝Ｖ＿ｉ＿ｎ｛（ＪωＣＲ＿２）／［１
   ＋ＪωＣ（Ｒ＿１＋Ｒ＿２）］｝ここで、Ｖ＿ｉ＿ｎは
   該フィルタへの入力信号、Ｖ＿ｏ＿ｕ＿ｔは該フィルタ
   からの出力信 号、 Ｃはコンデンサの直、 Ｒ＿１は第１の抵抗体の値、 Ｒ＿２は第２の抵抗体の値、そして ω＝２πｆで、ｆは信号成分の周波 数を表わす ことを特徴とする信号伝送ネットワーク。