JPS6167330A - エコ−除去方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、２線双方向デイジタル伝送を実現するための
エコー除去の方法に関する〇 （従来技術とその問題点） ペア線を用いて２線双方向デイジタル伝送を実現するた
めの公九の技術としてエコーキャンセラが知られている
（アイイーイーイー・トランザクシ璽ンズφオン拳アク
ースティクスースビーテ・アンド・シグナル・グロセッ
シング（ＩＥＥＥＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮ８　ＯＮ　Ａ
ＣＯＵ８ＴＩＣ８，８ＰＢＥＣＨ，ＡＮＤＳＩＧＨＡＬ
　ＰＲＯＣＥＳＳＩＮＧ　）２７巻６号、１９７９年。

７６８〜７８１ページ）。エコーキャンセ５１１、エコ
ーのインパルス応答の長さ分の係数タップ−を持つ適応
型フィルタを用いて送出データ系列に対応した擬似エコ
ー（エコーレプリカ）を生成するととＫより、　２　ｉ
Ｍ　／　４線変換回路にて、送信回路から受信回路に漏
れ込むエコーを抑圧するようｌｌＯ助作する口この時、
適応フィルタの各タップ係数はエコーと受信信号が混在
した混在信号からエコーレプリカを差引いた誤差信号と
送出データとの相関をとることＫよシ遂次修正される。

このような適応フィルタの係数修正即ち′エコーキャン
セラの収束アルゴリズムとしては、前記参考文献に記載
されておシ、その代表的なものとしてストキャーステイ
ク・イタレーシッ／・アルゴリズム（５ｔｏｃｈａｓｔ
ｉｃ　１ｔｅｒａｔｉｏｎ　ａｌｇｏｒｉｔｈｍ　　）
とサイン・アルゴリズム（ｓｉｇｎ　ａｌｇｏｒｉｔｈ
ｍ　）が知られている。ここで、エコーキャンセラの１
チツプ化の実現を図る場合には、最近著しい進歩をとげ
□ているディジタル・デバイス技術を適用できる方式が
望ましい。この時前述の適応型フィルタをディジタルフ
ィルタを用いて構成しようとすると、アナログ／ディジ
タル（Ａ／Ｄ）変換器及びディジタル／アナログ（１）
／Ａ　）変換器が必要となるコこのうちＤ／Ａ変換器の
所要ピット数はシステムの要求条件から定まシ１例えば
加入者線への応用では、１２ビツト程置必要となる。一
方、Ａ／Ｄ変換器の所要ビット数は、システム条件のみ
ならず、前述のエコーキャンセラの収束アルゴリズムに
も依存する。例えば加入者線への応用ではストキャース
テイク・イタレーシッン・アルゴリズムを採用すると８
ピット程度必要なのに対し、サイン・アルゴリズムでは
、１ビツトですむという特長がある。

ハードウェア規模を小さくする点から言えば、後者のア
ルゴリズムを採用するのが有利であることは明らかであ
る。

しかしながら、サイン・アルゴリズムは収束時間が長い
という欠点がある０また、伝送路符号として、例えばバ
イ７工−ズ符号のような２値符号を使用した場合に残留
エコー（エコーとエコーレプリカとの差）レベルを受信
信号レベル以下にするためには、１ピツ）Ａ／Ｄ変換器
（符号検出器）の入力信号に、ランダム雑音を付加する
と共に、受信信号レベルに応じて、このランダム雑音の
振幅を制御する必要がある。従って、ハードウェア規模
が大きくなるという欠点があった〇（発明の目的） そこで、本発明の目的は、収束時間が短かくかつハード
ウェア規模の小さいエコー除去の方法を提供することに
ある。

（発明の構成） 本発明によれば、２線／４ｆｉｉｌ変換回路の４＠側に
て送信側より受信側へ漏れ込むエコーを除去するエコー
除去方法であり、送信信号及び前記受信信号を基に適応
フィルタリング処理によりエコーレプリカを発生し、該
エコーレプリカを受信信号と前記エコーとが混在した信
号（混在信号）から差し引くことによシ前記エコーを除
去するエコー除去方法において、送信信号が無信号でな
い期間においては前記混在信号と前記エコーレプリカ信
号との差信号の符号と前記エコーレプリカの符号との相
関をとり、該相関値に応じて前記適応フィルタリング処
理におけるタップ係数修正桁を遂次更新し、送信信号が
無信号である期間においては前記タップ係数の修正を停
止することを特徴とするエコー除去方法が得られる。

（発明の原理） 本発明は、エコーレプリカの符号と、誤差信号（＝エコ
ーーエコーレプリカ＋受信信号）の符号トノ相関値力、
残留エコー（＝エコーーエコーレプリカ）レベルに応じ
て変化することに注目し、前記相関値の大きさに応じて
、アダプティブ・フィルタのタップ係数の修正量を適応
的に変化させることによシ収束時間の短縮を可能にする
。この時、バースト状（＠信号有シ”ど信号無し１０時
間区間が交互でかつ周期的）に発生された発信信号の無
信号区間において、誤差信号の中にはエコーもエコーレ
プリカも含まれておらず、受信信号のみの成分となる口
従って、相関器の一方の入力である誤差信号の符号は受
信信号の符号に一致するから、所望の相関値が得られな
いという問題が生じる０そこで、送信信号をバースト状
に変換するための各種タイミング信号を発生する機′能
をもつ送信側制御部から発生される無信号区間のタイミ
ング信号を利用して、送出信号が無信号である区間は相
関器の動作を停止させて、正確な相関値を得ることがで
きるようにした点が本発明の呆インドである。

（実施例） 次に図面を参照して本発明について詳細に説明する。

第１図は、本発明の一実施例を示すブロック図である。

ここで第１図の回路は、２線伝送路１７を介して対向で
接続されているものとする。加入者グープルを対象とす
れば、一方は局側に一方は加入者側に設置される。ここ
では、説明を簡単にするために、ベースバンド伝送を仮
定し、第１図を加入者側回路として説明する・ 第１図において、入力端子ｌには２値データ系列が供給
され入力バッファー２に入力される・入力バッファ２の
出力は送信部３及びアダプティブ・ディジタルフィルタ
（ＡＤＦ）６に供給される。

送信部３にて２値データ系列は伝送路符号に変換されハ
イブリッド・トランス４を介して２線伝送路１７に送出
される０アダプテイブ・ディジタルフィルタ６には入力
バッファー２の出力及び乗算器１３の出力が供給されて
おり、このアダプティブ・ディジタルフィルタ６はハイ
ブリッド・トランス４のインピーダンス不整合によシ生
じるエコーに対応したエコーレプリカを生成する０アダ
プテイブ・ディジタルフィルタ６の出カバＤ／Ａコンバ
ータ７及び符号抽出回路１０に供給される。

Ｄ／Ａコンパ−タフにより、アダプティブ・ディジタル
フィルタ６の出力であるエコーレプリカはアナログ信号
に変換されて減算器８の一方の入力として供給される。

一方、送信部３にて発生された送信信号のエコー成分は
ハイブリッドトランス４を介してローパス・フィルタ５
に供給される。さらに第１図の回路に対向した相手Ｂｌ
ｌから送出された受信信号は、２線伝送路１７及びハイ
ブリッド・トランス４を介してローパスフィルタ５に供
給される。ローパス・フィルタ５により、所望の帯域以
外の周波数成分を抑圧された信号は、減算器８の一方の
入力に供給される。減算器出力は、受信部１４及び符号
検出器９に供給される。符号検出器９では、入力信号の
符号のみが検出され、その符号は相関器１１及び乗算器
１３に供給される。

相関器１１には符号検出回路９．符号抽出回路１゜及び
制御部１６の各出力信号が供給されておシ、エコーレプ
リカの符号である符号抽出回路１ｏの出力信号と誤差信
号の符号である符号検出回路９の出力信号の相関値を計
算する。相関器１１の動作は制御部から供給されている
タイミング信号によシ決定され、周期的にオン／オフの
動作を繰返す０相関器１１のオン／オフ動作については
後で詳しく述べる。相関器１１の出力信号は、乗算器１
２にて、２α（αは正の定数）倍された後、アダプティ
ブ・ディジタルフィルタ６のタップ修正量として乗算器
１３に供給される０さらに、乗算器１３の出力は、アダ
プティブ・ディジタルフィルタ６に供給されている。

一方、減算回路８の出力である誤差信号り受信部１４に
供給され伝送路符号から２値のデータ系列に逆変換され
る。また、受信部１４ではクロックの抽出、データのは
別、バースト検出などが行なわれ、制御部１６に供給さ
れる。さらに受信部１４の出力信号であるバースト状の
２値データ系列は出力バッファに供給され、非バースト
の２値データ系列に逆変換されて出力端子１８に現われ
る。

次に、第１図の各部分の動作について、第２図（屯（ｂ
Ｊ及び第３図（ａｔ〜（ｅｌを参照しながらさらに詳細
に説明する・第２図（ａｌ、（ｂＪ位、第１図の送信部
３において発生される伝送路符号のパルス波形の一例を
示したものである。第２図（ａｌはＷＡＬ−１あるいは
パイフェーズと呼ばれている符号であり、２値データ′
″Ｏ”及び＠１ｍに対し、それぞれ図に示すように、１
ビット分の時間幅Ｔ内で完全に直流バランスの取れたパ
ルス波形を割当てる。第２図（ｂｌは、ＷＡＬ−２符号
と呼ばれる符号であり、ＷＡＬ−１符号と同様にＴ内で
完全に直流バランスが取れており、かつＷＡＬ−１符号
と比べて若干信号スペクトラムが低域にずれているとい
う特徴をもっているロエコーキャンセラ技術を用いて２
線双方向デイジタル伝送を実現する際の伝送路符号とし
ては、第２図（ａｌｙ　（ｂ）Ｋ示すような２値打号が
しばしば用いられる。その理由は、アダプティブ・フィ
ルタのタップ係数の個数は、伝送路符号の直流バランス
が良い程少なくてすみ、従ってハードウェア規模を小さ
くすることが可能となるからである。さて、伝送路符号
として２値打号を用い、サイン・アルゴリズムによるエ
コーキャンセラの収束を行なう場合受信信号の存在によ
シエコーキャンセラの適応動作が不可能になるという問
題が生じる。この問題を解決するため従来は誤差信号（
＝エコーーエコーレプリカ＋受信信号）を１ピツＮｉ量
子化する際、受信信号と同しベル程賊のランダム雑音を
付加した後１ピツト量子化を行なうという方法が知られ
ている。本発明では、この問題を避けるために、送信信
号をバースト状に送出すると共に、対向する装置の各々
の送受信回路では、送受信信号の無言号区間か時間的に
重ならないように構成する方法を採用している。次に送
信信号の送出方法について説明する。

第３図は、送受信信号のタイミングチャートを示したも
のである。同図（、）は、送信２値データ系列であり、
Ｆはフレーム長を示す０例えば２値データ系列のビット
レー）　ｆ：ｆｏｂｉｔ　／　Ｓ、　ｎビット単位でフ
レームを組むとすると、Ｆ　＝　ｎ　／　ｆｏｓｅｃと
なる。第３図（ｂ）は、送信信号を示したものであり、
フレーム内のｎビットは圧縮されバースト状に構成され
る０こζでは第２図（ａ）のＷＡＬ−１符号の例を示し
た。無信号区間の時間幅をτと仮定すれば、送信信号の
ビットレートは、ｆ０／（１−τｆ０／ｎ）ｂｉｔ／ｓ
となシ、１／（ｌ−τｆ０／ｎ）倍に上昇する。

第３図（ａ）の２値データ系列は、第１図の大刀端子Ｉ
Ｋ供給される。第１図の入力バッ７ア２では制御部１６
の制御信号によシ、入力信号のビットレートを、フレー
ム単位で１７（ｌ−τｆｏ／ｎ）倍に上昇させると共に
、無信号区間を区別できる形で出力される。従って出力
バッファ−２の出方信号は、３値又は、バイナリの２ピ
ツトで表現され、送信部３及びアダプティブ・ディジタ
ルフィルタ６に供給される。送信部３の出力信号が第３
図（ｂｌＫ対応している。第３図（ｃ）の相関器の動作
については、後述することにし、同図（’）ｔ　（ｅｌ
について、まず説明する◎第３図（ｄ）は受信信号のタ
イミングチャートを示したものでアリ、送受信信号の各
々の無信号区間が重な９合わないように同期させる。

第３図（ｄ）の無信号区間では受信信号は無信号状態と
なるから、サイン・アルゴリズムによるアダプティブ・
フィルタの収束に際し、その適応動作が保障されること
になる。第３図（ｅｌは、受信２値データ系列を示した
ものであり、受信信号の信号有りの区間のデータを識別
し、ビットレートを（１−τｆｏ／ｎ　）倍に下降させ
、元のビットレートｆ０に戻して出力する０第３図（ｅ
ｌの受信２値データ系列は第１図の出力端子１５に現わ
れることＫなる〇第１図の出力バッファ−１５では制御
回路１６の制御信号によシ、バースト状の信号が非バー
スト状の２値データ系列に戻される。なお、入力バッフ
ァ−２及び出力バッファ−３は、例えばファースト・イ
ン・ファースト・アウトと呼ばれるディジタル素子を利
用すれば容易に実現できる。次にエコーキャンセラの動
作について詳細に説明する０第１図において、アダプテ
ィブ・ディジタル素子’　タロ　ｖ　　Ｄ／Ａコンバー
タ７、減算器８．符号検出回路９及び乗算器１３によシ
構成される閉ループ回路は、減算器８の出力信号に含ま
れているエコー成分を小さくするように適応動作するＧ
この適応動作はアダプティブ・ディジタルフィルム６の
タップ係数を更新することにょシ実現される。

−回当シの各タップ係数の修正量の大きさは、乗算器１
３の出力信号の絶対値に一致している。第１図において
、符号抽出回路１０．相関器１１及び乗算器１２を削除
し、乗算器１２がら供給されている乗算器１３の入力を
２αとずれば、従来のサイン・アルゴリズムと一致する
０その理由は、減算器８の出力信号即ち誤差信号をフィ
ード・バックする際、符号検出回路９にょシ、誤差信号
の符号情報のみをフィード・バックしているからである
。本発明は、従来の構成と異なシ、第１図に示し、たよ
うに、相関器１１の出力信号をタップ係数の修正量とし
て利用する構成となっているから、符号情報に重みづけ
した値がアダプティブ・ディジタルフィルタ６にフィー
ド・バックされることになる。従りて、相関器１１の出
力値は、残留エコーが大きい場合には大きな値、残留エ
コーが小さい場合には小さな値となるので従来のサイン
・アルゴリズムに比軟して、収束時間を大幅に短縮する
ことができる。ここで、第１図の相関器１１には相関を
とるべき２個の信号即ち符号検出回路９の出力信号と符
号抽出回路１０の出力信号の他に、制御部１６から制御
信号が入力されている。

この制御部１６から入力される制御信号のタイミングチ
ャートを第３図（ｄ）に示す。この制御信号にょシ、相
関器１１は、１フレーム内で送信信号が有シの時間区間
のみ動作し、送信信号が無信号となる時間区間では、そ
の動作を停止するように構成されている。このような相
関器１１のオン／オフ動作は送信信号が無信号となる時
間区間では、エコー自体が存在しないから、誤差信号に
エコーが含まれないことになシ、誤差信号の符号とエコ
ーレプリカの符号との相関をとる意味がなくなるから設
けたものである。従って送信信号が無信号となる時間区
間では、相関器１１の出力信号は、相関器１１の動作が
オフとなる直前の値を保持していることになる。このよ
うな相関器１１のオン／オフ動作により正確な相関値が
得られる。

なお、以上の説明では伝送路符号として２値打号を利用
した例を示したが、バイポーラ符号のような３値打号あ
るいは多値符号にも本発明が適用できることは明らかで
ある。この場合にも、送信信号をバースト状に変換し、
無信号区間において相関器の動作を停止すれば良い。第
１図において、送信部３と受信部１４の構成を、採用し
た伝送路符号に対応して変形すれば容易に実現できる。

（発明の効果） 以上詳細に述べたように、本発明によ庇ば、送信信号を
一定のフレーム周期にてバースト状に変換することによ
り、無信号区間を生放し、同様の変換を施された受信信
号の無信号区間を利用してエコーキャンセラの適応動作
を保証することが可能となる。従って従来サイン・アル
ゴリズムを実現する際必要とさＪｉたランダム雑音を付
加する回路が不安となるからハードウェア規模を小さく
することが可能となる。また、誤差信号の符号とエコー
レプリカの符号との相関値を用いてアダプティブ・フィ
ルタのタップ修正量の大きさを適応的に変化させること
によυ、従来のサイン・アルゴリズムに比べて大幅な収
束時間の短縮を実現することが可能となる。この時、送
信信号が無信号となる時間区間にて、相関器の動作を停
止することによシ、正確な相関値を得ることができるか
ら、更に収束時間の短縮が可能となる。。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図（
ａｌ、　（ｂｌけ伝送路符号のパルス波形の一例、第３
図（ａＪ〜（ｅｌは、第１図のタイミングチャートを示
したものである。 図において１け入力端子、２は入カパッファー、３は送
信部、４はハイブリッド回路、５はローパス・フィルタ
、６はアダプティブ−ディジタルフィルタ、７はＤ／Ａ
コンバータ、８は減算器、９は符号変換回路、１０は符
号抽出回路、１１け相関器、１２及び１３け乗算器、１
４は受信部、１５は出力バッファー、幕６は制御部、１
７は２線伝送路、１８は出力端子、をそれぞれ示すＯ％
％　　７１ （ａ） Ｏ′１ １１１　　　ラ （ｂ）

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. ２線／４線変換回路の４線側にて送信側より受信側へ漏
   れ込むエコーを除去するエコー除去方法であり、送信信
   号及び前記受信信号を基に適応フィルタリング処理によ
   りエコーレプリカを発生し、該エコーレプリカを受信信
   号と前記エコーとが混在した信号（混在信号）から差し
   引くことにより前記エコーを除去するエコー除去方法に
   おいて、送信信号が無信号でない期間においては前記混
   在信号と前記エコーレプリカ信号との差信号の符号と前
   記エコーレプリカの符号との相関をとり、該相関値に応
   じて前記適応フィルタリング処理におけるタップ係数修
   正量を遂次更新し、送信信号が無信号である期間におい
   ては前記タップ係数の修正を停止することを特徴とする
   エコー除去方法。