JPS6174414A - 誘導性負荷駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、電力増幅回路、特に比較的高い繰返し速度で
誘導性負荷に大電流を供給できる電力増１陥器に関する
。

〔従来の技術及びその問題点〕

誘導性負荷を駆動するように設計した電圧増幅器は、通
常、大電流スイッチング装置として動作する。この種類
の電力増幅器は、例えば、陰極線管（ＣＲＴ）を用いた
表示システムの水平偏向回路のヨーク機構を駆動するた
めに用いる。スイッチング速度即ち電力増幅器の動作周
波数は、この様な表ポジステムが形成する画像の解像度
を決定　、する−要素である。最新技術のこの種の電力
増幅器では、最大動作周波数が約６４ＫＨｚである。

この電力増幅器の動作周波数が制限される理由は、幾つ
かある。第１の理由は、誘電性負荷を与えたスイッチン
グ装置を駆動するため、充分な量の電流を発生させるた
めに使用するインピーダンス変成回路内に漏れインダク
タンスがあることである。動作周波数が増加する程、漏
れインダクタンスのリアクタンスが増加し、スイッチン
グ装置用の駆動信号の発生を妨害する。第２の理由は、
従来の駆動回路内で発生する駆動信号は、スイッチング
装置を駆動するために必要な電力の効率的使用を抑制す
る電流波形を有することである。この様な電力の非効率
的使用は、高スィッチング速度でスイッチング装置が壊
れやすくなる電気エネルギーの損失問題を引き起こす。

第３の理由は、面スイッチング速度で誘導性負荷内の抵
抗を介して電流を供給するときは、この抵抗は過大な電
力ｍ失を引き起す。

従って、本発明の目的は、２７０ＫＩｌｚ以上の周波数
且つ大電流で誘導性負荷を駆動する電力増＠器を提供す
ることである。

本発明の他の目的は、人力信号の損失又は不適当な電源
電圧による出力信号スイッチング装置の破壊を防止する
電力増幅器を提供することである。

本発明の他の目的は、漏れインダクタンスを減少させ、
それにより増幅器の動作周波数を拡大する巻線インピー
ダンス変成回路を有する電力増幅器を提供することであ
る。

本発明の他の目的は、トランジスタ・スイッチング装置
を含み、この装置を動作させるために発生する電力の効
率的使用を促進する電流波形によりこのスイッチング装
置を駆動する電力増幅器を提供することである。

本発明の他の目的は、比較的速い変移時間で大電流波形
を形成するためブツシュプル増幅器副回路を使用してイ
ンピーダンス変成回路を有する電力増幅器を提供するこ
とである。

〔問題点を解決するための手段及び作用〕本発明による
電力増幅器は、連続矩形波信号を発生ずる発振器を含む
。スイッチング回路は、発振器出力信号に応答し、出力
端に接続した誘導性負荷に大電流スイッチング信号を供
給する電力トランジスタを含む。インピーダンス変成器
即ちインピーダンス整合回路は、発振器及びスイッチン
グ回路の間に配置し、発振器の出力インピーダンスをス
イッチング回路の入力インピーダンスに整合する。イン
ピーダンス整合回路は、応答時間特性が発振器出力の連
続波信号の変移時間特性をほとんど変化させないファイ
ラ巻電力変成器を含む。

本発明の電力増幅器は少なくとも２１０ＫＨｚの周波数
で動作できる。これは、第１に増幅器の全体の設計を発
振器出力の矩形波信号の過渡時間特性を維持するために
最適化したことによる。

ＣＲＴを使用した表示システムの水平偏向回路用に設計
した電力増幅器を一例として説明する。

この電力増幅器は、発振器の矩形波出力信号の大電流複
製信号を出力するファイラ巻インピーダンス変成回路を
使用する。インピーダンス変成出力信号は、電力スイッ
チ・トランジスタのベースに接続した結合回路に供給す
る。インピーダンス変成回路は、発振器の出力信号の比
較的に短い変移時間を維持すると同時に大電流変換出力
信号を発生スるプッシュプル構成に配置した１対のトラ
ンジスタを使用する。

駆動信号回路の入力部に配置した結合回路は、電力トラ
ンジスタを流れるヨーク電流が増加する間、このトラン
ジスタのベースに供給する駆動電流を確実に増加させる
。この特性のベース電流波形は、電力トランジスタが高
スィッチング速度で動作する程、このトランジスタ内で
生ずる電力損を助長する。電力トランジスタのベースに
供給する電流は、電力トランジスタが導通状態にバイア
スされている間、ヨーク電流が流れるコレクタ端子に接
続したダイオードにより維持する。ヨーク電流がヨーク
に流れ込み、駆動電流が電力トランジスタのベースに流
れ込むとき、掃引期間の一部の間、ダイオードは電力ト
ランジスタのコレクタに電流が流れないようにする。こ
の間、コレクタにヨーク電流が流れ込まないようにする
ことにより、予定の時間に装置をヨーク電流が流れると
き、ヨーク電流を吸い込むための用言に、ベース電流が
電力トランジスタを飽和状態にバイアスできる。

発振器は、パルス整形積分器回路と共に設け、発振器矩
形波出力信号が常に確実に５０％のデユーティ・サイク
ルを有するようにする。５０％デユーティ・サイクルは
、インピーダンス変成回路に供給した信号に存在するＤ
Ｃ成分を除去し、この信号はＤＣ駆動信号の存在により
減少しやすい。発振器は、更に所定の周波数で内部で発
生するように設け、連続波信号を當に出力するようにす
る。

駆動増幅器は、複数の供給電圧の特定の電圧が降下する
のを検出すると増鳴１器の動作を迅速に停止するように
応答する電力レベル保護回路を使用する。保護回路は、
電源レギュレータの停止にょる電力トランジスタの破壊
を防止する。

（実施例〕 本発明による電力増１■器の好適な実施例は、ＣＲＴを
使用する表示システム用の水コｖ偏向回路の一部として
説明する。

発振器 第１図は、本発明による発振器のブロック図を示し、発
１辰器（１０）は、ＴＴＬ論理電圧レベルで５０％デエ
ーティ・サイクルの１２５ＫＨｚ連続矩形波出゛力信号
を発生する。この信号を使用してＣＲＴ水平偏向回路の
ヨークを接続した電力トランジスタ・スイッチを動作さ
せる駆動信号を発生ずる。発振器（１０）は、外部から
供給した水平掃引同期信号又はトリガ信号に同期し又は
独立して連続矩形波出力信号を発生する。

水平トリガ信号の供給 第１図では、水平トリガ信号は、発振器（１０）の入力
端子（１２）に供給する。トリガ信号は、Ｔ　Ｔ　Ｌ　
３４理電圧レベルの低デユーティ・サイクル　−・パル
ス列であり、即ち、どのサイクルでも信号の論理１状態
は周期の３０％以下である。論理Ｏ状態から論理ｌ状態
への変移により水平掃引が始まる。水平トリガ信号は、
９６ＬＳＯ２又は同等の単安定マルチバイブレーク（Ｍ
ＭＶ）（１６）のクロック入力端（１４）に直接に供給
する。水平トリガ信号が、論理Ｏ状態から論理１状態に
変化し、且っＭＭＶ（１６）の反転クロック入力端が論
理１状態に（呆持されて４いるとき、Ｑ出力端（２０）
には、後述するタイミング回路により決まる期間、論理
１　（−ｇ号が現れる。ＭＭＶ（１６）の入力端（■４
）に供給する水平トリガ信号が論理０状態から論理１状
態への連続的に変移すると、Ｑ出力端は、バッファ回路
（２００）　　（第２図）の入力端子（２０４）に供給
するＴＴＬ論理電圧レベルのパルス列を出力する。

ＭＭＶ（１６）の反転クロック入力端（１８）は、ＭＭ
Ｖ（１６）内の内部接続により論理１状態に保持しなけ
ればならない。入力端（１８）を論理０状態に保持すれ
ば、ＭＭＶ（１６）は、トリガし、論理１状恕を維持す
る。この問題を避けるため、リガ信号を入力端子（１２
）に供給したとき、論理１状態に固定されるＭＭＶ　（
２４）の出力端に接続して、反転クロック入力端（１８
）を論理１状態に保持する。この固定回路は、ＮＰＮ　
ｌ−ランジスタ（２４）及び関連する素子から成り、ト
リガ信号を入力端子（１２）に供給するとき、ＭＭＶ（
２４）の入力端（２８）を接地電位近くに保持するよう
に働く。トランジスタ（２６）は、Ｍ　Ｐ　Ｓ　６５２
１又は同等の素子である。

ＭＭＶ（２４）の入力端（２８）を接地電位近（に維持
するときは、Ｑ出力端（２２）は、入力端（１４）の水
平トリガ信号により通常の形式でＭＭＶ（１６）がクロ
ック動作可能になる論理１状態であると仮定する。水平
トリガ・パルスを入力端子（１２）に供給するとき、Ｉ
ＯＫオームの抵抗器（３０）　、　　（３２）及びダイ
オード（３４）は、トランジスタ（２６）をバイアスし
て飽和状態にする。ダイオード（３４）は、ｌＮ４１５
２又は同等の素子である。飽和状態の間、トランジスタ
（２６）に貯った蓄積電荷は、水平トリガ信号が論理０
状態に戻った後の短期間、ＭＭＶ（２４）の入力端（２
８）を接地電位近（に保つ。０．００１Ｆのコンデンサ
（３６）　、　１８にオームの抵抗器（３８）及び５に
オームの可変抵抗器（４ｏ）を含むタイミング素子に関
連するこの蓄積電荷は、通常、周波数３０Ｋ）ｌｚ５相
当する期間、ＭＭＶ（２４）をオフする。水平トリガ信
号は、１２５ＫＨｚの周波数で繰返すので、水平トリガ
信号を入力端子（１２）に供給している限り、ＭＭＶ　
（２４）は決して停止せず、入力端（２８）は略接地電
位に保持される。

これにより、ＭＭＶ（２４）の出力端（２２）及びＭＭ
Ｖ（１６）の入力端（１日）が論理１状態になる。

水平トリガ信号の周波数が３０ＫＨｚ以下に下がると、
トランジスタ（２６）の蓄積電荷は、水平トリガ・サイ
クルの期間ＭＭＶ（２４）の入力端（２８）を接地電位
にもはや維持できない。この状態で、水平トリガ信号の
各パルスはＭＭＶ　（２４）をトリガし、タイミング抵
抗器（３８）　、　　（４０）　、コンデンサ（３６）
及びトランジスタ（２６）の蓄積キャパシタンスにより
設定される３０ＫＩＩｚの出力パルスを発生ずる。

トリガ信号を供給するとき、ＭＭＶ（１６）の反転クロ
ック入力端（１８）は、論理１状態に維持されるので、
ＭＭＶ（１６）は入力端（１４）でトリガされる度に、
出力パルスを発生ずる。この出力パルスの期間は、Ｍ　
Ｐ　Ｓ　６５２３又は同等の素子であり可変電流源とし
て働く、トランジスタ（４４）による０、００１μＦの
コンデンサ（４２）の充電速度により決まる。後述する
様に、この期間は、Ｌ　Ｆ　３５６又は同等の素子であ
る演算増幅器（４６）及びトランジスタ（４４）により
自動的に水平トリガ信号の期間の半分になるように調整
される。　ＭＭＶ　（１６）は、入力端（１４）が論理
０状態から論理１状態に変移する毎に、トリガされるの
で、出力端（２０）で発生するパルス列のデユーティ・
サイクルは、５０％に１周整される。従って、ＭＭＶ　
（１６）は、５０％デユーティ・サイクルの連続矩形波
信号を出力端（２０）から出力する。

水平トリガ・パルスによりＭＭＶ（１６）の入力端（１
４）で繰返すトリガ動作に応答してＭＭＶ（１６）の出
力端（２０）に現れるパルスの流れは、８．２にオーム
の抵抗器（４７）を通り、０．１μＦのコンデンサ（４
８）を介してダイオード（５０）及び（５２）にＡＣ結
合する。ダイオード（５０）及び（５２）は、ｌＮ４１
５２又は同等の素子である。コンデンサ（４８）は、Ｔ
ＴＬパルス列を、接続点（５４）で約ＯＶに中心合せし
た両極性信号に変換する。

ダイオード（５０）は、そのカソードを接続点（５４）
に接続し、アノードを接地して負電圧パルスを−０，６
Ｖに制限する。ダイオード（５２）は、その７ノードを
接続点（５４）に接続し、アノードを接地して正電圧パ
ルスを＋０．６ｖに制限する。

ＭＭＶ（１６）の出力端（２０）のデユーティ・サイク
ルが正確に５０％であるなら、接続点（５４）の両極性
信号が接地電位以上である時間は、この信号が接地電位
以下である時間に等しい、これは、演算増幅器（４６）
の反転入力端（５６）でＯＶの時間平均正味電圧を生じ
させる。演算増幅器（４６）の非反転入力１（６０）は
、１６にオームの抵抗器（６２）を介して接地する。０
．１μＦのコンデンサ（６３）及び演算増幅器（４６）
は、入力端（５６）に供給する電圧レベル及び入力端（
６０）の略０■の基準レベルの差をとり、増幅した差信
号を出力端（６４）から出力する積分器として動作する
。接続点（５４）の信号が、＋　０．６Ｖである時間が
一〇、６ｖである時間に等しければ、出力端（６４）の
信号は−０，３乃至＋４．５ｖの範囲に？ｔ、ＩＩ限さ
れる。増幅器（４６）の出力端（６４）に現れる電圧は
、５．１にオームの抵抗器（６５）を介してトランジス
タ（４４）のベース端子（６７）に供給する。この電圧
は５６０オームの抵抗器（６６）を介してトランジスタ
（４４）のエミッタ端子（６８）からコレクタ端子（７
０）に電流が流れるようにし、ＭＭＶ（１６）の出力端
（２０）で信号のデユーティ・サイクルを５０％に維持
するためにコンデンサ（４２）に供給する必要がある適
当な量の充電電流を形成する。１Ｎ４１５２又は同等の
素子であるダイオード（７２）は、トランジスタ（４４
）のベース及び＋５■電源の間に接続し、トランジスタ
（４４）が比較的に高いベース電圧で逆電流ブレークダ
ウン（ツェナリング）を起ごさないようにベース駆動を
制限する。トランジスタ（４４）からコンデンサ（４２
）に流れる電流を調整し、トリガ信号の適当なデエーテ
イ・サイクル、又は周波数にかかわらずパルス列のデユ
ーティ・サイクルを５０％に維持する。

ＭＭＶ（１６）の出力端（２０）に現れる信号のデユー
ティ・サイクルが５０％より大きい（即ち、特定サイク
ルの信号の論理１状恕が論理０状態より長い）とき、接
続点（５４）に現れる電圧は、−０，６Ｖより＋Ｏ，Ｓ
Ｖであることが多い。これらの電圧は、演算増幅器（４
６）の反転入力端（５６）に供給するので、出力端（６
４）の電圧は、その休止値以下に徐々に降下し、それに
よりトランジスタ（４４）のコレクタ端子（７０）を介
してコンデンサ（４２）に流れ込む電流量を増加させる
。コンデンサ（４２）に流れ込む電流量が増加すると、
ＭＭＶ（１６）のＱ出力端（２０）に現れるパルスの論
理ｌ状態期間が短くなりそれによりデユーティ・サイク
ルが５０％に戻る。

ＭＭＶ（１６）の出力端に現れる信号のデューティ・サ
イクルが５０％より小さい（即ち、特定の信号の論理０
状態が論理１状態より長い）とき、接続点（５４）の電
圧は、＋　０．６Ｖより一〇、６シであることが多い。

この状態で、演算増幅器（４６）の出力端（６４）の電
圧は、その休止値以上に徐々に増加し、トランジスタ（
４４）のコレクタ端子（７０）を介してコンデンサ（４
２）に流れ込む電流量を減少させる。コンデンサ（４２
）に流れ込む電流量が減少すると、ＭＭＶ（１６）の出
力端り２ｏ）に現れるパルスの論理ｌ状態期間が長くな
り、デユーティ・サイクルが５０％に戻る。

演算増＠器（４６）及び可変電流源トランジスタ（４４
）は、共働して接続点（５４）のＯＶの時間平均信号を
維持し、従って、ＭＭＶ（１６）の出力端（２０）の連
続矩形波信号のデユーティ・サイクルを５０％に維持す
る。これは、水平トリガ信号のデ。

ニーティ・サイクル又は周波数にかかわらず行われる。

水平トリガ信号の欠如 ＭＭＶ（１６）が静止論理ｌ状態のままであり、入力端
子（１２）に水平トリガ信号入力が無いと、結合及び駆
動信号回路を示す第３図のスイッチング・トランジスタ
（３４４）を連続的に大電流が流れる。この状態で流れ
る電流は、スイッチング・トランジスタ（３４４）を破
損するか又は、ヒユーズ（３８０）をとばず。この様な
事態を防止するため、水平トリガ信号を入力端子（１２
）に供給しないときは、ＭＭＶ（１６）の出力端（２０
）から１２５ＫＨｚの矩形波を発生するように発振″Ｗ
（１０）を設計する。

水平トリガ信号が入力端子（１２）に供給されないとき
、トランジスタ（２６）は、カットオフ状態にバイアス
され、ＭＭＶ（２４）から接続が断たれる。この状態で
、ＭＭＶ（２４）はワンショット発１１ｉ器として動作
し、その出力パルス幅はコンデンサ（３６）、抵抗器（
３８）及び（４０）の値で決まる。

これらの素子の上述した値はＭＭＶ（１６）の出力端か
ら１２５ＫＩＩｚのパルス列を発生させる。入力端子（
１２）に水平トリガ信号人力が無い状態で、ＭＭＶ（１
６）のクロック入力端（７３）は論理Ｏ状態であるから
、反転クロック入力端（７４）に信号を供給することに
より、ＭＭＶ（２４）はトリガされる。

入力端（７４）に供給する信号は、カスケード接続した
ＮＡＮＤゲー）　（７８）　、　　（８０）及び（８２
）を介してＭＭＶ（２４）のζ出力端（７６）をＭＭＶ
（２４）の入力端（７４）に帰還することにより生じる
。

ＮＡＮＯゲート（７８）　、　　（８０）及び（８２）
をバイアスし、ＭＭＶ（２４）が休止し、ζ出力端（７
６）が論理ｌ状態に変化するとき、ＮＡＮロゲート（８
２）の出力が論理Ｏ状態に切換わり、それによりＭＭＶ
（２４）の反転クロック入力端（７４）にトリガ信号を
供給する。

特に、ＭＭＶ（２４）が休止し、その了出力端（７６）
が論理１状恕に戻るとき、ＮＡＮＤゲート（７８）の入
力端（８４）は論理１状態になる。ＮＡＮＤゲート（７
８）の入力端（８６）は、５１０オームの抵抗器（９０
）及び２７０ＰＰのコンデンサ（９２）の接続点（８８
）に接続し、コンデンサ（９２）の他端は接地する。抵
抗器（９０）の他端は、ＮＡＮＯゲート（８２）の出力
＃（９４）及びＭＭＶ（２４）の反転入力端（７４）に
接続する。この状態で、ＭＡＮロゲート（７８）の入力
端（８６）は、ＭＭＶ（２４）を休止させるために論理
１状態であった必要がある。　ＮＡＮロゲート（７８）
の両入力端（８４）及び（８６）は、論理１状態であり
、ＮＡＮＯゲート（７８）の出力端（９６）で論理０状
態を生じさせ、論理インメータとして構成したＮＡＮＤ
ゲート（８０）の出力端（９８）で論理ｌ状態を生じさ
せる。ＮＡＮＤゲート（８０）の出力端（９８）は、５
１０オームの抵抗器（１００）の一端に接続する。抵抗
器（１００）の他端は、ＮＡＮＤゲート（８２）入力端
（１０２）及び２７０ＰＦのコンデンサ（１０４）の一
端に接続する。このコンデンサ（１０４）の他端は、接
地する。ＮＡＮＤゲート（８０）の出力端（９８）及び
ＮＡＮＤゲート（８２）の入力端（１０２）に現れる論
理１状恕は、ＮＡＮＤゲート（８２）の出力端（９４）
を論理Ｏ状態にし、ＭＭＶ（２４）の反転入力端（７４
）にトリガ信号を供給する。上述のサイクルは、ＭＭＶ
（２４）が休止する毎に繰返し、そのζ出力端（７６）
は論理１状態に戻る。

水平トリガ信号が入力端子（１２）に供給されないとき
、ＭＭＶ　（２４）はＱ出力端（２２）及び百出力端（
７６）から連続パルス列を発生するように自動的に再び
トリガする。抵抗！　（３８）　、　　（４０）及びコ
ンデンサ（３６）は、周波数１２５Ｋｌｌｚに相当する
８μ秒のパルス期間を設定する。ＭＭＶ（２４）のＱ出
力端（２２）に現れる１２５ＫＩＩｚ信号は、はとんど
１００％のデユーティ・サイクルを有する。この信号は
、ＭＭＶ（１６）の反転クロック入力端（１８）に供給
する。ＭＭＶ（１６）の入力端（１８）の信号は、８μ
秒に一度、論理Ｏ状態にすばやく変移する。論理ｌ状態
から論理Ｏ状態への変移により、ＭＭＶ（１６）のＱ出
力端（２０）にパルスが現れる。

演算増幅器（４６）及びトランジスタ（４４）は、上述
の様に、ＭＭＶ（１６）のＱ出力端（２０）で５０％デ
ユーティ・サイクル連続矩形波信号を出力するようにす
る。従って、発振回路（１０）は、水平トリガ信号を回
路に供給したかにかかわらず５０％デユーティ・サイク
ルの連続矩形波信号を供給する。

発振器（１０）の出力信号は、トリガ信号があれば、そ
の周波数に固定され、又はトリガ信号が無ければ、所定
の周波数で動作する。更に、トリガ・モードで動作する
発振器（１０）の位相雑音は単一、低雑音活性タイミン
グ装置即ち、ＭＭＶ（１６）により連続波出力信号を形
成することにより減少する。

入力バッファ回路 第２図は、本発明の構成の一部であるバッファ回路（２
００）及びインピーダンス変成回路（２０２）を示す。

インピーダンス・バッファ回路（２００）は、発振器（
１０）及びスイッチ駆動インピーダンス変成回路（２０
２）の人力間のインターフェースとして働く。バッファ
回路（２００）は、ＭＭＶ（１６）のＱ出力端（２０）
から発振器出力信号を受取り、この信号でインピーダン
ス変成回路（２０２）の低入力インピーダンスを駆動す
るようにする。

、発振器（１０）の矩形波出力信号は、ＮＰＮ　）ラン
ジスタ（２０６”）及び（２０８）を含む電子スイッチ
ング回路である大カバ・ノファ回路（２００）の入力端
子（２０４）に供給する。トランジスタ（２０６）及び
（２０８）は、２　Ｎ　３９０４又は同等の素子である
。

矩形波出力信号は、４７０オームの抵抗器（２１２）を
介してトランジスタ（２０６）のベース端子（２１０）
に供給する。トランジスタ（２０６）は、スイッチとし
て動作するようにバイアスし、エミッタ端子（２１４）
を直接に接地し、コレクタ端子（２１６）を２７０オー
ム及び定格５ワツトの抵抗器（２１８）を介して＋１５
Ｖの電源に接続する。１２５ＫＨｚの発振器出力信号の
反転及び増幅した複製信号は、トランジスタ（２０６）
のコレクタ端子（２１６）に現れる。１２Ｖのツェナー
・ダイオード（２２０）は、接地電位源及びトランジス
タ（２０６）のコレクタ端子（２１Ｂ　）に接続し、＋
１２■の最大コレクタ電圧を設定する。ベース端子（２
１０）に現れる信号の立上り時間は、コレクタ端子を＋
１２Ｖに制限することにより、トランジスタ（２０６）
のコレクタ端子（２１６）で保存される。従って、発振
器（１０）の出力端に発生ずる矩形波信号の高速変移時
間は、保存される。

トランジスタ（２０６）のコレクタ端子（２１６）は、
トランジスタ（２０８）のベース端子（２２２）に直接
に接続する。トランジスタ（２０Ｂ）は、エミッタ端子
（２２４）が出力端となる非反転スイッチとしてバイア
スする。トランジスタ（２０８）のコレクタ端子（２２
６）は、＋１５■の電源に直接に接続する。トランジス
タ（２０８）のエミッタ端子（２２４）は２μＦのコン
デンサ（２２８）を介してインピーダンス変成回路（２
０２）の入力端子（２３０）に接続する。コンデンサ（
２２Ｂ　）は、エミッタ端子（２２４）に現れる１０．
８Ｖのピーク・ピーク値を有する矩形波信号を入力端子
（２３０）にＡＣ結合して、同一周波数の両極性信号を
供給する。コンデンサ（２２Ｂ）の値を選択して入力イ
ンピーダンス変換回路（２０２）により与えられる負荷
インピーダンスを有効に補償する。

１Ｎ４５２又は、同等の素子であるダイオード（２３２
）を使用して、トランジスタ（２０８）のエミッタ端子
（２２４）の矩形波信号の曲及び低電圧状態間のスイッ
チング時間を減少させる。ダイオード（２３２）のアノ
ードは、トランジスタ（２０８）のエミッタ端子（２２
４）に接続し、一方、そのカソードはトランジスタ（２
０６）のコレクタ端子（２１Ｂ　）に接続する。トラン
ジスタ（２０６）のベース端子（２１０）に供給する信
号がトランジスタ（２０Ｂ）を導通状態にし、ダイオー
ド（２３２）はトランジスタ　（２０６）の飽和コレク
タ・エミッタを介して接地電位への導電路を形成し、ト
ランジスタ（２０Ｂ　）のエミッタ端子（２２４）の直
前の高電圧状態の間にコンデンサ（２２８）に蓄積した
電荷を除去する。従って、１０．８Ｖのピーク・ピーク
振幅を有する１２５ＫＨｚの両極性矩形波信号がインピ
ーダンス変成回路（２０２）の入力端子（２３０）に現
れる。

インピーダンス変成回路 第２図を参照すると、インピーダンス変成回路（２０２
）は、大電力、大電流の１２５ＫＨｚ矩形出力信号を供
給し、第３図のスイッチ駆動回路の入力端を駆動する。

入力端子（２３０）の矩形波信号の高速変移時間を維持
する間、インピーダンス変成回路（２０２）は、この動
作を行う。

インピーダンス変成回路（２０２）は、人力変成器（２
３４）及び出力変成器（２３６）を含む、変成器（２３
４）及び（２３６）は、ファイラ巻電力変成　器であり
、その応答時間特性は、供給する矩形波信号の変移時間
特性をほとんど変化させない。ここではファイラ巻線変
成器は、１次及び２次巻線を非密に密接し、且つ共通の
コアに巻いたものであるとする。この目的は、第１及び
第２巻線が占佇する区域が同じである理想的条件に近づ
けることである。１次及び２次変成巻線を近接させると
、両者間の相互誘導結合を増進させ、両者の各々での誘
導性損失を減少させる。

第４Ａ図は、入力変成器（２３４）の回路図である。変
圧器（２３４）は、第１コイル（２３８）及び（２４０
）を含み、各コイルは環状コア（２４２）の裏面周囲に
糸巻状に３２ゲージ・エナメル被覆導線を３０回巻いた
構成である。環状コア（２４２）は、テクトロニソクス
社により製造及び販売された２７６−０５３５又は同等
の素子である。１次コイル（２３８）及び（２４０）の
導線（２４４）及び（２４６）は、互いに接続し、２個
のコイルの直列接続を形成する。１次コイル（２３Ｂ）
の導線（２４Ｂ　）は、入力端子（２３０）に接続し、
１次コイル（２４０）の導線（２５０）は、接地電位源
に接続する（第２図参照）。

変成５（２３４）は、更に２次コイル（２５２＞及び（
２５４）を含み、各コイルはコア（２４２）の表向周囲
に糸巻状に３２ゲージ・エナメル被覆導線を３０回巻い
た構成である。コイル（２５２）及び（２５４）の導線
（２５６）及び（２５８）は、共通基準点（２６０）に
接続し、この点はトランジスタ（４４０）　　（第７図
）のエミッタ端子（４４２）であり、電力増幅器回路の
公称動作中は、接地電位である。２次コイル（２５２）
及び（２５４）の導線（２６２）及び（２６４）は、後
述する様に出力変成器（２３８）を駆動するプッシュプ
ル・スイッチング増幅器副回路に信号を供給する。

インピーダンス変成器（２３４）の上述の構成は、２次
コイル（２５２）及び（２５４）の各々に関して、２：
１の１吹射２次巻数比を有する。合成２次巻線に関して
は１：１の１吹射２次巻数比がある。

この様に、１０．８Ｖのピーク・ピーク矩形波信号が変
成器（２３４）の端子（２４８）及び（２５０）間に現
れるときは、５．４ｖのピーク・ピーク矩形波信号が２
次コイル（２５２）の導線（２６２）及び（２５６）間
と、２次コイル（２５４）の導線（２５Ｂ　）及び（２
６４）間とに現れる。２次コイル（２５２）及び（２５
４）間の信号は、基準点（２６０）に関し、導線（２６
２）及び（２６４）から見ると　１８０°位相がずれて
いる。更に、直列接続した１次コイル（２３８）及び（
２４０）を流れる電流に比較して、２次コイル（２５２
’）又は（２５４）の一方を流れる電流の大きさは、２
倍に増加する。

第４Ｂ図は、出力変成器（２３６）の回路図である。出
力変成器（２３６）は６個の１次コイル（２６６）。

（２６８）　、　　（２７０）　、　　（２７２）　、
　　（２７４）及び（２７６）を含み、各コイルは、環
状コア（２７Ｂ）の表面周囲に糸巻状に２６ゲージ・エ
ナメル被覆導線を１０回巻いた構成である。環状コア（
２７Ｂ）は、スタックポール・カーボン社製の５７−１
７１４又は同等のものである０図示する様に、１次コイ
ルの導線は入力変圧器（２３４）の１次コイル（２３８
）及び（２４０）に関して説明したと同じ方法で直列に
接続する。＋１５ＶのＤＣ電源は、１次コイル（２７０
）の導線（２８０）及び１次コイル（２７２）の導線に
供給する（第２図参照）。従って、出力変成器（２３６
）の合成１次コイルは、２つの部分即ち１次コイル（２
６６）　、　　（２６Ｂ）及び（２７０）を含む第１の
１次部分（２８４）と、１次コイル（２７２）。

（２７４’Ｉ及び（２７６）を含む第２の１次部分（２
８６）とを含む。第１の部分（２８４）の導線（２８８
）は、コレクタ端子（２９０）に接続し、第２の部分（
２８６）の導線（２９４）はトランジスタ（２９８）の
コレクタ端子（２９６）に接続する（第２図参照）。第
１図及び第２の１次部分（２８４）及び（２８６）は＋
１５■のバイアス電圧を夫々トランジスタ（２９２）及
び（２９８）のコレクタに供給する負荷を構成する。

出力変成器（２３６）は、更に２次コイル（３００）。

（３０２）及び（３０４）を含み、各々はコア（２７８
）の表面周囲に糸巻状に２６ゲージ・エナメル被覆導線
を１０回巻いた構成である。２次コイル（３００）。

（３０２）及び（３０４）の夫々導線（３０６）　、　
　（３０８）及び（３１０）は、互いに接続する。２次
コイル（３００）　、　　（３０２）及び（３０４）の
夫々導線（３１２）。

（３１４）及び（３１６）も、互いに接続する。これら
の接続は、２次コイル（３００）　、　　（３０２）及
び（３０４）の並列回路を形成し、第３図のスイッチ駆
動回路の入力端子（３３８）及び接地電位源に夫々接続
する導線（３０６）及び（３１６）間に信号を生じる。

有効な１吹射２次巻数比は、トランジスタ（２９２）及
び（２９８’）のコレクタ端子の負荷となる各１次部分
に関して３：１である。従って、導線（２９４）及び（
２８Ｂ　’）を流れる電流に比較して、導線（３０６）
及び（３１６）を通って誘導される電流は、３倍に増加
する。導線（３０６）及び（３１６）を流れる電流は、
スイッチ駆動結合回路に供給する。更に、第１又は第２
の１次部分に生じる電圧に比較してスイッチ駆動回路の
入力端に供給する電圧の大きさは３分の１に減少する。

第２図を参照すると、１２５ＫＩＩｚの両極性矩形波信
号は、入力変成器（２３４）の導線（２４８）及び（２
５０）に供給する。１次コイル（２４０）の導線（２５
０）は、接地する。２次コイル（２５２）の導線（２６
２）及び（２５６）に誘導される電圧により、抵抗器（
３１８）を通ってＮＰＮ　ｌ−ランジスタ（２９２）の
ベース端子（３２０）に電流が流れる。同様に、２次コ
イル（２５４）の導線（２６４）及び（２５Ｂ）に誘導
される電圧により、抵抗器（３２２）を通ってＮＰＮ　
）ランジスタ（２９８）のベース端子（３２４）に電流
が流れる。２次コイル（２５２）及び（２５４）の両端
に誘導される電圧は、位相が１８０°ずれているので、
１２５ＫＩＩＺの矩形波入力信号の半サイクル交替でト
ランジスタ（２９２）及び（２９８）のベース端子に電
流が流れる。抵抗器（３１Ｂ　）及び（３２２）は、定
格０．５ワツト、抵抗値２７オームであり、トランジス
タ（２９２）及び（２９８）は、Ｍ　Ｊ　Ｅ　５２１又
は同等の素子である。トランジスタ（２９２）のコレク
タ端子（２９０）は、第１の１次部分（２８４）を介し
て＋１５ＶのＤＣ電源に接続し、トランジスタ（２９８
）のコレクタ端子（２９６）は、第２の１次部分（２８
６）を介して＋１５ＶのＤＣ電源に接続する。トランジ
スタ（２９２）及び（２９８）の夫々エミッタ端子（３
２６）及び（３２８）は直接に接地する。

トランジスタ（２９２）及び（２９８）は、プッシュプ
ル・スイッチング増幅器副回路を形成する。

入力端子（２３０）に現れる信号がＯｖよりも大きいと
き、正電圧がトランジスタ（２９２）のベース端子に生
じ、トランジスタ（２９２）のコレクタ端子（２９０）
からエミッタ端子（３２６）の向きで、第１の１次部分
（２８４）の１次コイルに電流が流れる。トランジスタ
（２９８）は、この期間、非導通状態である。入力端子
（２３０）に現れる信号がＯＶ以下であるとき、正電圧
がトランジスタ（２９８）のベース端子（３２４）に生
じ、トランジスタ（２９８）のコレクタ端子（２９６）
からエミッタ端子（３２Ｂ　＞への向きで第２の１次部
分の１次コイルに電流が流れる。トランジスタ（２９２
）は、この期間、非導通状懸である。

ダイオード（３３０）及び（３３２）は、夫々抵抗器（
３１８）及び（３２２）　の両端に並列に接続し、ＩＦ
雷電圧半サイクルの間、トランジスタのベースに蓄積し
た電荷を接地するための低インピーダンス導電路を形成
する。それにより、ダイオード（３３０）及び（３３２
）は、夫々トランジスタ（２９２）及び（２９８）のタ
ーンオフ時間を減少させる。ダイオード（３３０）及び
（３３２）はｌＮ４１５２又は同等の素子である。

従って、ファイラ巻出力変成器（２３６’）　ハスイッ
チ駆動回路の入力端（３３８）に変移が比較的高速であ
る最大電圧５ｖ及び最大電流６Ａの大電力連続矩形信号
を供給する。　１２５ＫＨｚの矩形波に関し、変移時間
の測定値は、約０．１μ秒であった。

スイッチ駆動回路 第３図は、結合回路及び大電流スイッチとしてり１作す
る電力トランジスタを含む本発明の構成の一部であるス
イッチ駆動回路をボす。結合回路は、出力変成器（２３
６）から１２５Ｋｌｚの矩形波信号を受取り、駆動信号
を電力トランジスタ（３４４）のベース端子に供給し、
電力トランジスタは適当な時間に、ＣＲＴの水平偏向回
路のヨークに電流を流す。

第３図において、結合回路は０．５オーム、定格５ワツ
トの抵抗器（３３６）と直列に接続した２、５μＨのイ
ンダクタ（３３４）を含む。インダクタ（３３４）の導
線（３３８）は、結合回路の入力端子であり、出力変成
器（２３６）の導線（３０６）に接続する。

ダイオード（３４０）は、８０ＳＱＯ４０又は同等の素
子であり、インダクタ（３３４）及び抵抗器（３３６）
に並列に接続し、ダイオード（３４０）のカソードは、
インダクタ（３３４）の導線（３３８）に接続する。イ
ンダクタ（３３４）は、アーノルド・エンジニアリング
社ｉ　Ａ　−３０１０７２−２コアの如き環状コアの周
囲に、２２ゲージ・エナメル被覆導線を６回巻いて構成
する。抵抗器（３３６）は、サンヨー製の２Ｓ０３４８
又は同等の素子であるＮＰＮ電力トランジスタ（３４４
）のベース端子に接続する。トランジスタ（３４４）は
、そのエミッタ端子（３４６）を接地した大電流スイッ
チとして使用する。

第５図は、°スイッチ駆動回路に関連する信号の波形を
示す、第５図において、波形（３４Ｂ）は、インダクタ
（３３４）の導線（３３８”）上の矩形波電圧信号を表
す。波形（３５０）は、トランジスタ（３４４）のベー
ス端子（３４２）を流れる電流を表す。波形（３５２）
は、ＣＲＴ偏向回路のヨークを流れる電流を表す。第５
図に示す様に、導線（３３８）上の矩形波信号は、時刻
Ｔ１で負電圧サイクルの終りから正電圧サイクルの始め
へ遷移する。トランジスタ（３４４）のベース端子（３
４２）に流れ込む電流は、時刻Ｔ１からＴ２の約０．４
μ砂の期間にＯから約２．　ＯＡに急速に増加する。電
流の急速な増加は、直前の正電圧サイクルでインダクタ
（３３４）に蓄積した残りのエネルギーにより生じる。

時刻Ｔ２からＴ４の約３．６μ紗の間、トランジスタ（
３４４）のベース端子（３４２）に流れ込む電流は、導
線（３３Ｂ）の信号の正電圧サイクルの間、２．０八か
ら略４．４八に徐々に増加する。

トランジスタ（３４４）のベース端子に流れ込む電流は
、ＣＲＴのヨークを介してトランジスタ（３４４）のコ
レクタ端子（３５４）からエミッタ端子（３４６）の向
きに電流を流す、トランジスタ（３４４）のコレクタを
流れる電流量は、後述する様に時刻Ｔ３からＴ５で増加
する。トランジスタ（３４４）のコレクタ電流が徐々に
増加する間、正のサイクル中、時間が経過するにつれて
、ベース電流の徐々の増加は、良好な電力処理を行い、
正電圧サイクルの初期部分の間、トランジスタ（３４４
）のエミッタ・ベース接合の不必要な予熱を取り除く。

導線（３３８）上の電圧が正であるとき、ダイオード（
３４０）を逆バイアスし、導線（３３Ｂ　）に電流は流
れない。導線（３３８）上の信号が正電圧サイクルから
負電圧サイクルへ遷移するとき、ダイオード（３４０）
は順バイアスされ、正電圧サイクルの間にトランジスタ
（３４４）のベースに蓄積した不要な電荷用の直接放電
路を形成する。これにより、トランジスタ（３４４）は
、非常に迅速にオフする。

トランジスタ（３４４）のコレクタ端子（３５４）は、
直列接続した１　０ｍＨのチョーク（３５８）及びダイ
オード（３６０）を介しテ＋　１５０ＶノＤ　Ｃ電源に
接続する。チョーク（３５８）は、アーノルド・エンジ
ニアリング社製のＡ　−２１４２７６−６装置の如き、
環状コアに２９ゲージ・エナメル被覆導線を１９５回巻
いた構成である。ダイオード（３６０）は、ｌＮ３８９
０又は同等の素子である。ダイオード（３６０）のカソ
ードは、トランジスタ（３４４）のコレクタ端子（３５
４）に接続する。電力増幅器の誘導負荷は、チョーク（
３５８）及びダイオード（３６０）の接続点（３６２）
でトランジスタ（３４４）のコレクタ端子（３５４）に
接続する。好適な実施例における誘４負荷は、ＣＲＴの
偏向回路のヨーク（３６４）である。ヨーク（３６４）
の導線（３６６）は、接続点（３６２）に接続し、導線
（３６８）　　は０．５μＦのコンデンサ（３７０）の
一端に接続し、このコンデンサの他端は接地する。

トランジスタ（３４４）が導通状態であるとき、電流は
ヨーク　（３６４）の端子（３６８）からヨーク（３６
４）の端子（３６６）に流れ、次にトランジスタ（３４
４）のコレクタ・エミッタ導電路を流れる。

例えば、ヨークは略７５μＨ標準リンツ導線ヨーク又は
、補償回路網及び直線性コイルを有する略７５μＨのリ
ッツ導線ヨークであることが望ましい。

後者の型のコークは、第３図で参照番号（３６４ａ）で
示す。

第５図に示す様に、電流ば時刻Ｔ３からＴ５の間、トラ
ンジスタ（３４４）のコレクタを流れる。

駆動信号回路の人力信号が時刻Ｔ→で正電圧から負電圧
に変化するとき、ベース１！流波形（３５０）は、減少
し始めるが、トランジスタ（３４４）は、時刻Ｔ５まで
完全に非導通状態に切換わらない。

時刻Ｔ４からＴ５の間、トランジスタ（３４４）のエミ
ッタ・ベース接合に蓄積した大量電荷により、ヨーク電
流波形（３５２）は増加し続ける。

信号波形（３４８）が時刻Ｔ４で正サイクルから負サイ
クルに変化するとき、及びトランジスタ（３４４）に蓄
積した電荷が時刻Ｔ４からＴ５で掃引された後、ＣＲ’
Ｔのヨークの水平偏向帰線期間が始まる。帰線期間中、
トランジスタ（３４４）は、非導通状態である。非導通
状態のトランジスタ（３４４’）に関し、インダクタ（
３５８）により接続点（３６２）が非常に高インピーダ
ンスになる。従って、時刻Ｔ３からＴ５の間にヨーク　
（３６４）に蓄積したエネルギーが、３５００ＰＦのフ
ライバックコンデンサ（３７２）に移され、時刻Ｔ５か
らＴｅの間に略１２００Ｖを充電する６ 時刻Ｔ６で、ヨーク電流はＯＡであり、これは帰線期間
の中間点にあたる。時刻Ｔ６からＴ７の間に、フライバ
ンク・コンデンサ（３７２）に蓄積したエネルギーは、
ヨーク（３６／ｌ　）に戻る。フライバック・コンデン
サ（３７２）及びヨーク（３６４）の間のエネルギーの
転送は、接続点（３６２）に接続したダンパ・ダイオー
ド（３７４＞により制動する。ダンパ・ダイオード（３
７４）は、ジェネラル・インスツルメント社製のＲＫＢ
ＰＣ６０６装置の如きブリッジ整流回路である。ブリッ
ジ整流回路は、直列接続した２個のダイオードの並列組
合せから成る。各対の並列ダイオードは、電圧略１２０
０Ｖ及び電流３Ａに耐えられる。従って、ダンパ・ダイ
オードは、接地電位から６Ａの電流を供給できる。

ダイオードは、ヨーク電流が時刻Ｔ３にＯＡに達した後
、略２００１秒の高速回復時間をもつ。

フライバック・コンデンサ（３７２）にエネルギーを戻
すための転送の開始により、ダンパ・ダイオード（３７
４）のブリッジ整流回路のダイオードを順バイアスする
負電圧が生じる。ダンパ・ダイオード（３７４）は、ヨ
ーク（３６４）に蓄積したエネルギーを接地するための
放電路を形成する。

ダイオード（３６０）は、時刻Ｔ１からＴ３の間、トラ
ンジスタ（３４４）のコレクタ端子（３５４，）を電流
が流れないようにする働きをする０時刻Ｔ１からＴ３の
間、電流はトランジスタ（３４４）のベースに流れ込み
、電流は端子（３６６）からヨーク（３６４）の端子（
３６８）に流れる。ダイオード（３６０）は、電流がト
ランジスタ（３４４）のコレクタからヨークへ流れるの
を防ぎ、この間、トランジスタ（３４４）のエミッタ・
ベース接合に電荷を蓄積するようにする。トランジスタ
（３４４）に電流を流す必要があるとき、時刻Ｔ３で確
実に導通状態にベースをバイアスするためにトランジス
タ（３４４）のベースに大電流が流れ込むようにするこ
とが望ましい。上述の説明は、電力増幅器の全効率を促
進し、装置のスイッチング状態間で比較的高速の変移時
間を維持するために必須のものである。

抵抗器（３７６）及び（３７８）は、＋１５０νのＤＣ
電源及びヨーク（３６４）の導線（３６Ｂ）間に直列接
続する。１１を抗器（３７６）及び＜３１８　）の各々
は、２０オーム及び定格１０ワツトである。インダクタ
（３５８）　、コンデンサ（３７０）及び直列接続抵抗
ｍ　（３７Ｂ　）　、　　（３７Ｂ　）は、並列共振回
路を形成する。コンデンサ（３７０）　　は、第５図の
波形（３５２）上に示す様に、ヨーク電流波形にその最
大値付近で丸みをつけるように働く。コンデンサ（３７
０）は、水平偏向回路内に含まれ電子ビームがＣＲＴの
画面を横断する際、その偏向速度を更に均一にするよう
にする。従って、抵抗器（３７６）及び（３７８）は、
高効率ヨーク及びトランジスタ（３４４）に関して定め
た２ＳＤ３４Ｈの如き高効率スイッチを使用するとき、
インダクタ（３５Ｂ）及びコンデンサ（３７０）の共振
回路を制動するための手段になる。

高効率ヨークの例は、３８ゲート・エナメル被覆導線の
１３５本のより線で置換した水平巻線を有するジントロ
ニック・インスツルメント社製の型番号Ｃ７６３５−２
である。２つのコイルの各々は、巻数１６回である。

従来、ヨーク及びスイッチの抵抗損失を用いて回路を制
動した。好適な実施例で説明した高効率回路では、抵抗
器（３７６）及び（３７Ｂ　）は、回路の効率を下げず
に必要な制動を行う。

電力レベル故障検出回路 第７図は、電力レベル故障検出回路（４００）の回路図
である。逸品の動作中、＋１５■及び−１５ＶのＤＣ電
源は、故障検出回路（４００）が基準点（２６０）（第
２図）を接地するようにする。抵抗器（４０２）に供給
する＋１５Ｖは６．２ｖツエナー（４０４）と共に、Ｍ
ＰＳ６５２３又は同等の素子のＰＮＰトランジスタ（４
０６）を飽和させる。トランジスタ（４０６）のコレク
タ端子（４０８）の電圧は、トランジスタ（４０６）の
ベース端子（４１０）上の６．２ｖと、そのエミッタ及
びコレクタ間の電圧隆ドとの関連により、６．７５Ｖに
固定される。ＮＰＮトランジスタ（４１４）のベース端
子（４１２）は、ＵＩＫオームの抵抗器（４１６）を介
して６．７５Ｖの基準信号及び６８にオームのバイアス
抵抗器（４１８）を介して一５■の電力信号によりバイ
アスする。

トランジスタ（４１４）は２Ｎ３５６３又は同等の素子
である。＋１５Ｖ及び−１５Ｖ電源が共に、後述する規
定制限範囲で動作しているとき、トランジスタ（４１４
）はカットオフにバイアスし、それにより、そのコレク
タ端子（４２０）から接地したエミッタ端子（４２２）
に電流が流れないようにする。この状態で、トランジス
タ（４１４）を回路から接続が断たれる。

公称動作用にｆｌ！ｉ！整される＋１５Ｖの電源は、２
にオームの抵抗器（４２４）を介して２２μＦのコンデ
ンサ（４２６）及び８．２■ツエナー・ダイオード（４
２８）に接続する。抵抗器（４２４）及びコンデ／す（
４２６）は、電力増幅器の誘導回路内でスイッチする大
電流により生じる＋１５Ｖの電力線上の湯渡ひずみをろ
波する。トランジスタ（４１４）をカットオフにバイア
スするときは、−５Ｖ及び＋５ｖはＤＣ電源が適切に動
作している場合、１０にオームの抵抗器（４３０）の両
端電圧は、６．８■であり、この電圧は、＋１５■電源
の電圧及びツェナー・ダイオード（４２８）の両端の８
．２■の電圧降下の差である。この電圧は、ＰＮＰ　）
ランジスタ（４３４）のベース端子（４３２’）に供給
する。

トランジスタ（４３４）及び（４３６）は、シュミット
・トリガ回路を形成する。両トランジスタは共に、ＭＰ
Ｓ６５２３又は同等の素子である。トランジスタ（４３
４”）のエミッタ端子（４３８）は、　１．５にオーム
の抵抗器（４３９）を介してトランジスタ（４０６）の
コレクタ端子（４０８）に６゜７５Ｖの基準信号を供給
する。トランジスタ（４３４）　のベース端子（４３２
）の電圧が、トランジスタ（４３４）のエミッタ端子（
４３Ｂ）の電圧に０．６■を加えた電圧である約＋３．
８ｖ以下であるとき、トランジスタ（４３４）はオンす
る。公称動作状態で、トランジスタ（４３４）のベース
端子（４３２）の電圧は、３．８Ｖ　（公称６．８Ｖ）
を超え、トランジスタ（７１３４）をカットオフ状態に
保つ。トランジスタ（４３４）がカットオフ状態である
と、トランジスタ（４３６）がオンする。トランジスタ
（４３６）をオンするとＮＰＮ　）ランジスタ（４４０
）がオンし、従ってそのエミッタ端子（４４２）を接地
したコレクタ端子（４４４）に電気的に接続する。トラ
ンジスタ（４４０）ハＭＰＳ６５２１型又は同等の素子
である。トランジスタ（４４０）のエミッタ端子（４４
２）は、基準点（２６０）（第２図）に接続し、それに
より公称動作状態でコイル（２５２）及び（２５４）の
夫々導線（２５６）及び（２５８）を接地する。

−５Ｖ電源が一５■より上がると、トランジスタ（４１
４）はオンし、そのコレクタ端子（４２０）の電圧はＯ
ｖ付近に下がる。これにより、トランジスタ（４３４）
のベース端子（４３２）は、接地電位になり、トランジ
スタ（４３４）　　はオンする。トランジスタ（４３４
）がオンするとき、トランジスタ（４３６）はオフする
。トランジスタ（４３６）がオフすると、トランジスタ
（４４０）はオフし、トランジスタ（４４０）のエミッ
タ端子（４４２）及び基準点（２６０）（第２図）は接
地状態でなくなる。

＋１５■電源の電圧が＋１２Ｖより下がると、ツェナー
・ダイオード（４２８）を介したトランジスタ（４３４
）のベース端子（４３２）の電圧は、３．８■より下が
る。これは、トランジスタ（４３４）をオンして、再び
トランジスタ＜４３６　）及び（４４０’）をオフさせ
、それによりトランジスタ（４４０）のエミッタ端子（
４４２）及び基準点（２６０）（第２図）は、接地状態
でなくなる。

一５Ｖ電源が一４ｖより上がり、＋１５■電源が＋１２
ｖより下がるとき、基準点（２６０）を接地電位でなり
、駆動増幅器が連続的に動作しなくなる。

これは、駆動増幅器の効率がこらの状態で減少し、機能
が著しく低下するために起きる。

電力増＋＋ｑ器の動作周波数の変化 上述において定めた素子の値は、周波数約１２５ＫＨｚ
で動作する電力増幅器に対応する。小数の素子を交換す
れば、本発明による電力増幅器は約２７０ＫＩＩｚの周
波数で動作するように変更できる。電力トランジスタの
熱損失及び周波数限界、インピーダンス交換器の漏れイ
ンダクタンス、ヨークの磁束密度及び熱限界（ｖｊ！の
設計）及び偏向電子ビームのスティフネスの如きを配慮
すれば、電力増幅器は２７０ＫＨ１以上の周波数でも動
作する。

周波数に関係する素子を下表に示す。

６４−１８０ＫＨｚ　　　　　２２５−２７０Ｋ）Ｉｚ
インピーダンス　第４八及びｉ４Ｂ図参照　第６図を参
照変換器（２０２） 抵抗器（３３６）　　　０．５オーム、５ワツト　　５
オーム、５ワツトトランジスタ　　　　　Ｍ　Ｊ　Ｅ　
５２１　　　　Ｍ　Ｊ　Ｅ　２２４（２９２）及び（２
９８） 駆動信号回路電源電圧　　＋１５Ｖ　　　　　＋　１８
Ｖ２２５　２７０ＫＨｚ動作用のインピーダンス変成器
（２０２＞　ｒ、ｉ、入力変成器（２３４）及び出力変
成器（２３６）を有する。入力変成器（２３４）は、第
４Ａ図に示すものと同じである。出力変成器（２３６）
は、次の点のみ第４Ｂ図に示したものと異なる。

出力変成″Ｗ（２３６）の６個の１次コイルの各々は、
コア（２７８）の周囲に３回巻いた２６ゲージ・エナメ
ル被覆導線の４本のより線を含む、出力変成器（２３６
）の３個の２次コイルの各々は、コア（２７８）の周囲
に３回巻いた２６ゲージ・エナメル被覆導線の４本より
線を含む。

タイミング・コンデンサ（３６）は、発振器周波数決定
素子である。１２５Ｋ）Ｉｚ及び２７０ＫＨｚ動作のた
め、コンデンサ（３６）は夫々０．００１μＦ及び４７
０ＰＦである。

１００にＨｚ以下の動作が完了すると、ヨークに供給し
た＋１５０ｖは、そのａ積エネルギーが電力トランジス
タ（３４４）を破壊しないように、現象させねばならな
い。

〔発明の効果〕

本発明の電力増幅器によれば、インピーダンス変成器は
、第１及び第２の変成器と、プッシュプル動作する１対
のトランジスタを含み、発振器出力信号の急速な変移を
維持し、且つ大電流出力信号を供給するのでスイッチ駆
動回路の出力トランジスタを高速に駆動できる。

図［１ｕの簡単な説明 第１図は、本発明の電力増幅器の一部である発振器の回
路図、第２図は、同じくインピーダンス・バッファ回路
及びインピーダンス変成回路の回路図、第３図は、間し
く結合回路及びスイッチ駆動回路の回路図、第４図は、
第２図のインピーダンス変成器を説明するための回路図
、第５図は、第３図のスイッチ駆動回路の動作を説明す
るための波形図、第６図は、スイッチ駆動回路を２７０
ｋＨｚで駆動するための出力側変成器の回路図、第７図
は、電源の異常を検出する保護回路の回路図をボす。

図中において、α〔は発振器、（２０２）はインピーダ
ンス変成器、（３４４）及び（３５８）は、夫々スイッ
チ駆動回路の構成要素である電力トランジスタ及びチョ
ークである。

ＦＩＧ、４Ｂ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 連続波信号を発生する発振器と、 出力端に誘導性負荷を接続し、上記連続波信号に応答し
   て、上記誘導性負荷に電流を供給する電力トランジスタ
   を含むスイッチ駆動回路と、上記発振器及び上記スイッ
   チ駆動回路間に設けられたインピーダンス変成器とを具
   えたことを特徴とする電力増幅器。