JPS6181057A - Ｏ−兀位相変調器 - Google Patents
Ｏ−兀位相変調器Info
- Publication number
- JPS6181057A JPS6181057A JP20468284A JP20468284A JPS6181057A JP S6181057 A JPS6181057 A JP S6181057A JP 20468284 A JP20468284 A JP 20468284A JP 20468284 A JP20468284 A JP 20468284A JP S6181057 A JPS6181057 A JP S6181057A
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- JP
- Japan
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- microwave
- diode
- phase
- wavelength
- series
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- Pending
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2032—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
- H04L27/2053—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases
- H04L27/206—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers
- H04L27/2064—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers using microwave technology
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
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- H04L27/2035—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using a single or unspecified number of carriers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明はマイクロ波の〇−π位相変調器に関するもので
ある。
ある。
マイクロ波を制御信号により位相変調し、位相が１８０
度異なるマイクロ波被変調信号を得る０−π位相変調器
として第３図に示すようなものが提案されている。
度異なるマイクロ波被変調信号を得る０−π位相変調器
として第３図に示すようなものが提案されている。
すなわち、マイクロ波入力端子１から入力したマイクロ
波をバイアス状態によりオン、オフし、かつ極性が互い
に異なるように接続された２つのダイオード２．３に導
き、バイアス供給端子４に加える制御電圧により、２つ
のダイオード２．３をチョークコイル９．１０を介して
互いに異なる向きにバイアスする。すると、一方のダイ
オードがオンのとき他方はオフとなり、マイクロ波入力
端子１から加えられたマイクロ波はダイオード２と３の
いずれか一方の出力端子に出力される。そこで、ダイオ
ード２の出力端子から構成される装置クロ波を直流除去
用コンデンサ１１および移相遅れ約９０度の移相器５を
介して結合度が３ｄＢ、結合方向が９０度のハイブリッ
ド結合回路６の入力端千人に入力する。
波をバイアス状態によりオン、オフし、かつ極性が互い
に異なるように接続された２つのダイオード２．３に導
き、バイアス供給端子４に加える制御電圧により、２つ
のダイオード２．３をチョークコイル９．１０を介して
互いに異なる向きにバイアスする。すると、一方のダイ
オードがオンのとき他方はオフとなり、マイクロ波入力
端子１から加えられたマイクロ波はダイオード２と３の
いずれか一方の出力端子に出力される。そこで、ダイオ
ード２の出力端子から構成される装置クロ波を直流除去
用コンデンサ１１および移相遅れ約９０度の移相器５を
介して結合度が３ｄＢ、結合方向が９０度のハイブリッ
ド結合回路６の入力端千人に入力する。
一方、ダイオード３の出力端子から送出されるマイクロ
波は直流除去用コンデンサ１２を介してハイブレッド結
合回路６のもう一方の入力端子Ｂに入力する。
波は直流除去用コンデンサ１２を介してハイブレッド結
合回路６のもう一方の入力端子Ｂに入力する。
ここで、ダイオード２，３を理想的なスイッチ素子とし
、またマイクロ波入力端子１のマイクロ波入射波をＶ、
入力端子１−８間の線路長を無視するものとすると、ダ
イオード２．３がオン状態のときのＡ点、Ｂ点での波形
？ａ、？ｂは、−Ｊωｌ となる。ただし？ ＝＝ Ｖ ４ で■は入射波の
振゛−幅、ωはその角周波数、ｌは時間である。また、
１ ハイブリッド結合回路６の出力端子７へ出
力される波形は以下のように表されることはよく知られ
ている。
、またマイクロ波入力端子１のマイクロ波入射波をＶ、
入力端子１−８間の線路長を無視するものとすると、ダ
イオード２．３がオン状態のときのＡ点、Ｂ点での波形
？ａ、？ｂは、−Ｊωｌ となる。ただし？ ＝＝ Ｖ ４ で■は入射波の
振゛−幅、ωはその角周波数、ｌは時間である。また、
１ ハイブリッド結合回路６の出力端子７へ出
力される波形は以下のように表されることはよく知られ
ている。
従って、第（１）式を第（２）式に代入すると、出力波
形は、 イオード３を通過して出力端子７に出力されるマイクロ
波信号は位相が１８０度異なものとなる。よって、ダイ
オード２，３のバイアス供給端子４に １制御
信号を加えてダイオードのオン、オフを切替えてやれば
、制御信号に応じて位、相が１８０度異なる位相波変調
（１号を得ろことができる。なお、第３図において、８
はチョークコイル、１３は終端抵抗である。
形は、 イオード３を通過して出力端子７に出力されるマイクロ
波信号は位相が１８０度異なものとなる。よって、ダイ
オード２，３のバイアス供給端子４に １制御
信号を加えてダイオードのオン、オフを切替えてやれば
、制御信号に応じて位、相が１８０度異なる位相波変調
（１号を得ろことができる。なお、第３図において、８
はチョークコイル、１３は終端抵抗である。
ところが、上述した回路では、ダイオードを使用したマ
イクロ波スイッチ回路がハイブリッド結合回路６の入力
端千人に移相遅れが約９０度の移相器５を介して接続さ
れ、入力端子Ｂには直接接続されている。このため、Ａ
点とＢ点からダイオード側をみた規格化インピーダンス
をそれぞれＺＡ。
イクロ波スイッチ回路がハイブリッド結合回路６の入力
端千人に移相遅れが約９０度の移相器５を介して接続さ
れ、入力端子Ｂには直接接続されている。このため、Ａ
点とＢ点からダイオード側をみた規格化インピーダンス
をそれぞれＺＡ。
ＺＢとすると、ダイオード２がオフのとき、０点よりダ
イオード側を見たインピーダンスは開放となり、移相器
５を介したＡ点でのインピーダンスＺＡＫ短絡となる。
イオード側を見たインピーダンスは開放となり、移相器
５を介したＡ点でのインピーダンスＺＡＫ短絡となる。
他方、ダイオード３がオフのときのＤ点よりダイオード
側を見たインピーダンスは開放となり、またＢ−Ｄ間の
線路長を無視するとＢ点でのインピーダンスＺＢは開放
となる。
側を見たインピーダンスは開放となり、またＢ−Ｄ間の
線路長を無視するとＢ点でのインピーダンスＺＢは開放
となる。
このこと（ま、ハイブリッド結合回路６の入力側のアイ
ソレーション端子の終端条件がダイオード２゜３のオン
、オフにより大きく異なってくることを意味する。
ソレーション端子の終端条件がダイオード２゜３のオン
、オフにより大きく異なってくることを意味する。
ハイブリッド結合回路６は所望の結合度を得るために各
入出力抱子と外部回路との間で整合がとれていることが
必要である。しかるに、前述したようにハイブリッド結
合回路６の片側の入力端子が開放または短絡となった場
合、ハイブリッド結合回路６においては入出力端子間の
結合度が所望の値にならず、第（２）式の関係、ひいて
は（３）式の関係式を満足することができなくなり、２
つの径路のマイクロ波の通過位相差が１８０度より異な
る値をとるようになり、さらに２つの径路を経て出力さ
れる信号の振幅もその値が互いに異なってしまうという
問題点があった。′ 〔発明の目的〕 本発明は上記欠点を除去し、位相偏差および振幅偏差の
小さいマイクロ波位相被変調信号を得ることができる０
−π位相変調器を提供することを目的とする。
入出力抱子と外部回路との間で整合がとれていることが
必要である。しかるに、前述したようにハイブリッド結
合回路６の片側の入力端子が開放または短絡となった場
合、ハイブリッド結合回路６においては入出力端子間の
結合度が所望の値にならず、第（２）式の関係、ひいて
は（３）式の関係式を満足することができなくなり、２
つの径路のマイクロ波の通過位相差が１８０度より異な
る値をとるようになり、さらに２つの径路を経て出力さ
れる信号の振幅もその値が互いに異なってしまうという
問題点があった。′ 〔発明の目的〕 本発明は上記欠点を除去し、位相偏差および振幅偏差の
小さいマイクロ波位相被変調信号を得ることができる０
−π位相変調器を提供することを目的とする。
本発明は、マイクロ波スイッチ回路の出力に入力マイク
ロ波のほぼ１／４波長の伝送線路および定在波比改善用
の抵抗を直列に挿入することにより、上記目的を達成し
ている。
ロ波のほぼ１／４波長の伝送線路および定在波比改善用
の抵抗を直列に挿入することにより、上記目的を達成し
ている。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図であり、第３図
と同一部分は同一記号で表している。第１図において、
第３図の従来回路と異なるのは、ダイオード２．３の出
力側に入力マイクロ波のほぼ１／４波長の伝送線路１４
．１１−直列に接続し、さらにこの伝送線路１４ 、１
５に定在波比改善用の抵抗１６ 、１７を直列に接続し
ていることである。
と同一部分は同一記号で表している。第１図において、
第３図の従来回路と異なるのは、ダイオード２．３の出
力側に入力マイクロ波のほぼ１／４波長の伝送線路１４
．１１−直列に接続し、さらにこの伝送線路１４ 、１
５に定在波比改善用の抵抗１６ 、１７を直列に接続し
ていることである。
この構成によれば、ダイオード２がオンで、ダイオード
３がオフのときの高周波等価回路は第２図に示すような
ものとなる。但し、第２図において、抵抗１６ 、１７
は等しい値のものを使用し、伝送線路の特性インピーダ
ンスで規格化したときの規格化インピーダンスをＲとし
て表している。
３がオフのときの高周波等価回路は第２図に示すような
ものとなる。但し、第２図において、抵抗１６ 、１７
は等しい値のものを使用し、伝送線路の特性インピーダ
ンスで規格化したときの規格化インピーダンスをＲとし
て表している。
この等何回路から明らかなように、抵抗１７は先端開放
の１／４波長伝送線路１５に接続され、また抵抗１７の
接続点からダイオード側を見たインピーダンスは短絡と
なっている。このため、Ｂ点からできる。
の１／４波長伝送線路１５に接続され、また抵抗１７の
接続点からダイオード側を見たインピーダンスは短絡と
なっている。このため、Ｂ点からできる。
以上の説明から明らかなように、本発明によれば、マイ
クロ波スイッチ回路の出力に入力マイクロ波のほぼ１７
４波長の伝送線路および定在波比改善用の抵抗を直列に
挿入したため、ハイブリッド結合回路の入力側の一方の
アイソレーション端子の反射係数が改善され、他方のア
イソレーション端子の整合状態による影響を受けにくく
なり、位相偏差および撮幅偏差の小さいマイクロ波被変
調信号を得ることができる。
クロ波スイッチ回路の出力に入力マイクロ波のほぼ１７
４波長の伝送線路および定在波比改善用の抵抗を直列に
挿入したため、ハイブリッド結合回路の入力側の一方の
アイソレーション端子の反射係数が改善され、他方のア
イソレーション端子の整合状態による影響を受けにくく
なり、位相偏差および撮幅偏差の小さいマイクロ波被変
調信号を得ることができる。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は第１
図の高周波等価回路、第３図は従来の〇−π位相変調器
を示す回路図である。 １・・・マイクロ波入力端子、２，３・・・ダイオード
、４・・・バイアス供給端子、５・・・移相器、６・・
・ハイブリッド結合回路、７・・・マイクロ波出力端子
、１３・・・終端抵抗、１４ 、１５・・・伝送線路、
１６ 、１７・・・抵抗。
図の高周波等価回路、第３図は従来の〇−π位相変調器
を示す回路図である。 １・・・マイクロ波入力端子、２，３・・・ダイオード
、４・・・バイアス供給端子、５・・・移相器、６・・
・ハイブリッド結合回路、７・・・マイクロ波出力端子
、１３・・・終端抵抗、１４ 、１５・・・伝送線路、
１６ 、１７・・・抵抗。
Claims (1)
- 入力されたマイクロ波を２つの径路に分岐し、第１の径
路には第１のマイクロ波スイッチ回路、入力マイクロ波
のほぼ１／４波長の伝送線路、定在波比改善用の抵抗、
位相遅れが約９０度または約１８０度の移相器を順に直
列接続し、第２の径路には前記第１のマイクロ波スイッ
チ回路と相反的に動作する第２のマイクロ波スイッチ回
路、入力マイクロ波のほぼ１／４波長の伝送線路、定在
波比改善用の抵抗を順に直列接続し、これら第１および
第２の径路から出力されるマイクロ波を位相差が１８０
度になるようにハイブリッド結合回路で合成し、このハ
イブリッド結合回路から位相が１８０度異なるマイクロ
波位相被変調信号を出力することを特徴とする０−π位
相変調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20468284A JPS6181057A (ja) | 1984-09-28 | 1984-09-28 | Ｏ−兀位相変調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20468284A JPS6181057A (ja) | 1984-09-28 | 1984-09-28 | Ｏ−兀位相変調器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6181057A true JPS6181057A (ja) | 1986-04-24 |
Family
ID=16494556
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20468284A Pending JPS6181057A (ja) | 1984-09-28 | 1984-09-28 | Ｏ−兀位相変調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6181057A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2636793A1 (fr) * | 1988-09-19 | 1990-03-23 | Alcatel Transmission | Modulateur hyperfrequence a deux etats de phase : 0,pi a tres faibles pertes |
| JPH0391341A (ja) * | 1989-09-04 | 1991-04-16 | Oki Electric Ind Co Ltd | 位相変調器 |
| US5161206A (en) * | 1990-10-03 | 1992-11-03 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson | Method of linearizing a transmission function of a modulator arrangement, and a linearized modulator |
| US5363230A (en) * | 1991-12-20 | 1994-11-08 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson | Method of linearizing the transmission function of modulator |
-
1984
- 1984-09-28 JP JP20468284A patent/JPS6181057A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2636793A1 (fr) * | 1988-09-19 | 1990-03-23 | Alcatel Transmission | Modulateur hyperfrequence a deux etats de phase : 0,pi a tres faibles pertes |
| US4965866A (en) * | 1988-09-19 | 1990-10-23 | Alcatel N.V. | Very low loss microwave modulator having two phase states O, π |
| JPH0391341A (ja) * | 1989-09-04 | 1991-04-16 | Oki Electric Ind Co Ltd | 位相変調器 |
| US5161206A (en) * | 1990-10-03 | 1992-11-03 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson | Method of linearizing a transmission function of a modulator arrangement, and a linearized modulator |
| US5363230A (en) * | 1991-12-20 | 1994-11-08 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson | Method of linearizing the transmission function of modulator |
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