JPS6181179A

JPS6181179A - 電源装置

Info

Publication number: JPS6181179A
Application number: JP59199815A
Authority: JP
Inventors: Satoshi Kubota; 久保田　諭
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1984-09-25
Filing date: 1984-09-25
Publication date: 1986-04-24

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔技術分野〕この発明は、主として放電灯の点灯装置または点灯調光
装置として用いる電源装置に関するものである。

〔背景技術〕

第４図ないし第６図に従来例を示す。以下、この従来例
を説明する。

交流電源１にダイオードブリッジＤＢ１が接続され、こ
のダイオードブリッジＤＢ１の正の出力端に定電流チョ
ークＬ１を介してプッシュプル型のインバータＩｎが接
続されている。すなわち、定電流チョークＬ１は発振ト
ランスＴの１次巻線ｎ１の中間タップに接続され、１次
巻線ｎ１の両端間にコンデンサＣ０を接続している。ス
イッチングトランジスタＱｌ、Ｑ２のコレクタをそれぞ
れコンデンサＣ０の各端子に接続し、エミ・ツタはダイ
オードブリッジＤＢ１の負の出力端に接続している。

発振トランスＴの巻線ｎ３は発振電圧を帰還する帰還巻
線であり、スイッチングトランジスタＱ１゜Ｑ２のベー
ス端子間に接続されている。

スイッチングトランジスタＱ１．Ｑ２のベースに抵抗Ｒ
１，Ｒ２を接続し、抵抗Ｒ１，Ｒ２の他端を互いに接続
し、この接続点とエミッタとの間にバイアス電圧を印加
するための直列電ｉＥ、を接続している。ダイオードブ
リッジＤＢ１の正の出力端と直列電源Ｅ、の正極端子と
を起動抵抗Ｒ３を介して接続している。直列電源Ｅ、の
魚種端子とダイオードブリッジＤＢ１の負の出力端とを
接続している。

発振トランスＴの２次巻線ｎ２に、限流チａ−りＬ２と
放電灯りの直列回路を並列に接続している。放電灯りの
両端に予熱トランスＴ１の１次巻線を接続し、２次巻線
をフィラメントに接続しである。

ダイオードブリッジＤＢ１の正端子と定電力チョークＬ
１との間にスイッチング素子としてのサイリスタＳ１が
、そのアノードをダイオードブリッジＤＢ１側とする状
態で介挿され、このサイリスタＳ１に並列に抵抗Ｒが接
続されている。

つぎに、制御回路Ｃｏｎについて説明する。

サイリスタＳ１のカソードとゲートは端子Ａ。

Ｂを介して制御回路ＣｏｎにおけるパルストランスＰＴ
の出力端子に接続されている。発振トランスＴの２次巻
線ｎ４の両端が端子Ｃ，Ｄを介して制御回路Ｃｏｎにお
けるダイオードブリッジＤＢ２の入力端子に接続されて
いる。

サイリスタＳ１の両端に抵抗Ｒ４，Ｒ５の直列回路を接
続し、その接続点をトランジスタＱ３のベースに接続し
ている。そのエミッタはダイオードブリッジＤＢ２の負
の出力端（以下、「マイナスライン」という）に接続さ
れ、コレクタはトランジスタＱ４のベースに接続されて
いる。

トランジスタＱ４のエミッタはマイナスラインに接続さ
れ、コレクタ・エミッタ間にコンデンサＣ１を接続し、
コレクタにプログラマブル・ユニジャンクション・トラ
ンジスタ（以下ＰＵＴと記載する）２のアノードを接続
している。

ＰＵＴ２のカソードをパルストランスＰＴの１次＠線を
介してマイナスラインに接続している。

ＰＵＴ２のカソードをトランジスタＱ５のコレクタにつ
なぎ、トランジスタＱｓのエミッタをマイナスラインに
接続している。また、トランジスタＱ、のコレクタ・エ
ミッタ間に前記のパルストランスＰＴの１次巻線を接続
している。

ダイオードブリッジＤＢ２の出力端に抵抗Ｒ１２と平滑
コンデンサＣ２の直列回路を接続し、ダイオードブリッ
ジＤＢ２の負端子をマイナスラインに接続している。

平滑コンデンサＣ２の正端子をツェナーダイオードＺＤ
を介してトランジスタＱ６のベースに接続している。ト
ランジスタＱ６のエミッタはマイナスラインに接続され
ているとともに、そのベース・エミッタ間に抵抗Ｒ１）
を接続している。

トランジスタＱ６のコレクタにトランジスタＱｓのベー
スを接続し、トランジスタＱ５のコレクタをＰＵＴ２の
カソードに、またエミッタをマイナスラインにそれぞれ
接続している。

平滑コンデンサＣ２の両端電圧を抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ９と
で分圧し、ＰＵＴ２のゲート電圧としている。トランジ
スタＱ；３．Ｑ４．Ｑ６のコレクタを各々抵抗Ｒ６，Ｒ
？、ＲＩＧを介して平滑コンデンサＣ２の正端子に接続
しである。

次に動作について説明する。

交流電源１を投入すると、起動抵抗Ｒ３を通じてスイッ
チングトランジスタＱ１．Ｑ２にベース電流が流れ、両
方のトランジスタＱ１．Ｑ２が導通しようとするが、ト
ランジスタＱ１．Ｑ２の直流増幅率ｈＰＨのばらつき等
によってトランジスタＱ１．Ｑ２のコレクタ電流が異な
ると発振トランスＴの１次巻線ｎ１に電圧が誘起される
。このため帰還巻線ｎ３によってトランジスタＱ１．Ｑ
２のベース端子にこの電圧が帰還され、コレクタ電流の
多い方のトランジスタをオンさせ、他方のトランジスタ
をオフする。こうしてインバータＩｎは起動され１次巻
線ｎ１とコンデンサＣ８でＬＣ発振を行ない、２次巻線
ｎ２に高周波電圧を得て、放電灯りを点灯させる。

上記のように電源投入後、インバータＩｎは、抵抗Ｒを
介して起動発振する。このため、スイッチングトランジ
スタＱ１．Ｑ２には、配線でのＬＣ発振などの理由で生
じる過渡的な高電圧が印加されることな（良好に発振す
る。

抵抗Ｒを介してインバータＩｎが発振している期間はイ
ンバータＩｎの出力電圧が低いために、放電灯しは始動
するに至らず、フィラメントの予熱だけが行われる。

この予熱のみの期間の設定はつぎのように行われる。

インバータＩｎが発振を開始すると、発振トランスＴの
２次巻線ｎ４に高周波電圧が発生する。

この高周波電圧によってトランジスタＱＳはオンとなり
、ＰＵＴ２のカソードがマイナスラインに短絡されるた
め、パルストランスＰＴよりサイリスタＳ１にはトリガ
パルスが与えられないことになる。

一方、抵抗Ｒ１□とコンデンサＣ２とで決まる時定数で
平滑コンデンサＣ２が充電され、その充電電圧■。３が
ツェナーダイオードＺＤのツェナー電圧ＶＺＤを超える
と、ツェナーダイオードＺＤが導通し、トランジスタＱ
６にベース電流を流す。

これにより、トランジスタＱ６をオンにするとともに、
トランジスタＱ５をオフにし、その結果、サイリスタＳ
１にトリガパルスを与えることになる（第５図参照）。

このように、この従来例は、電源投入後の一定期間、抵
抗Ｒを介して起動発振した後、サイリスタＳ１を全導通
させるものである。

ところで、この従来例において、抵抗Ｒ８を可変抵抗と
することにより、位相制御による調光機能をサイリスタ
Ｓ１に兼備させた回路とすることができる。以下、その
動作を説明する。

毎商用半サイクルについて、サイリスタＳ１の両端に第
６図（ロ）に示す電圧Ｖｓが発生すると、制御回路Ｃｏ
ｎのトランジスタＱ３がオンするとともに、トランジス
タＱ４がオフとなる。これにより、ダイオードブリッジ
ＤＢ２の出力でコンデンサＣ１を一定時定数で充電する
。

その充電電圧■。１がＰＵＴ２のゲート電圧■。

を超えると、ＰＵＴ２が導通し、パルストランスＰＴを
介してサイリスタＳ１にトリガパルスを与え、サイリス
タＳ１を導通させる。その導通位相は、可変抵抗Ｒ９ψ
調整によってＰＵＴ２のゲート電圧Ｖ、を変化させ、コ
ンデンサＣ１の充電期間を変えることにより調整するこ
とができる。

以上説明した構成および動作から、この従来例にはつぎ
のような問題があることがわかる。

■　サイリスタＳ１を調光に兼用する構成をとっている
ため、サイリスタＳ１の休止期間においても抵抗Ｒに電
流が流れる。そのため、抵抗Ｒの発熱が多く、抵抗Ｒと
して電力容量の大きいものが必要となる。

■　抵抗Ｒとして抵抗値の小さいものを用いた場合には
、サイリスタＳ１の導通位相を遅らせたとしても、抵抗
Ｒを介して電流が流れるために調光比を低くとることが
できない。

これとは逆に、抵抗値の大きい抵抗Ｒを用いた場合には
、電源投入後に抵抗Ｒを介して電流が流れる期間、イン
バータＩｎの出力電圧が低くなるため、十分な予熱がで
きないまま放電灯りが点灯してしまい、その結果、放電
灯りの寿命を縮める。

■　さらに、抵抗Ｒの抵抗値が大きい場合では、電源投
入時の起動を確実に行わせるためには、トランジスタＱ
、、Ｑ２のベース電流を増す必要があるが、そのために
は起動抵抗Ｒ３の抵抗値を小さくする必要がある。

しかし、このようにすると、サイリスタＳ１の導通時に
起動抵抗Ｒ３での発熱がその容量に比べて大きくなりす
ぎ、その断線を招くおそれがある。

以上の問題は、放電灯のみに限って起こるものではなく
、同様の負荷一般についても起こり得る問題である。

（発明の目的〕この発明の目的は、インバータの入力側に直列に介挿す
るスイッチング素子に対して並列接続する抵抗素子にお
いて、調光など出力電力の調整の際には電流が流れず、
したがって、前記の抵抗素子として抵抗値の小さいもの
の採用を可能とするとともに、調光など出力電力の調整
範囲が大きい電源装置を提供することである。

〔発明の開示〕

この発明の電源装置は、直流または整流電圧を高周波電
圧に変換するインバータと、このインバータの入力側に
直列接続した第１のスイッチング素子と、この第１のス
イッチング素子に並列接続した抵抗素子および第２のス
イッチング素子の直列回路と、電源投入後の所定期間前
記第２のスイッチング素子のみを導通し前記所定期間の
経過後前記第２のスイッチング素子を遮断しかつ前記第
１のスイッチング素子を導通するように制御する制御回
路とを備えたものである。

この構成において、実施上、前記第１のスイッチング素
子をサイリスタとし、前記制御回路が前記サイリスタを
位相制御するものである場合が好ましい。

この発明の上記構成によれば、つぎの作用がある。

（ａｌ　　制御回路は、電源投入の直後の所定期間にお
いては、インバータの入力端に直列接続した第１のスイ
ッチング素子を導通せずに、この第１のスイッチング素
子に並列接続した第２のスイッチング素子のみを導通す
るように制御するから、負荷の始動時において予熱電流
など始動用電流を流すうえではなんら支障が生じない。

負荷が放電灯の場合には、従来のように「十分な予熱が
できないまま放電灯が点灯してしまう」といったことが
なく、その寿命を延長化することができる。

（ｂｌ　　制御回路は、予熱電流など始動用電流を流す
ための前記の所定期間の経過後においては、前記第２の
スイッチング素子を遮断し、かつ（同時に）前記第１の
スイッチング素子を導通ずるように制御するから、負荷
の始動終了後にあっては、第２のスイッチング素子と直
列の抵抗素子には全（電流が流れない。

したがって、この抵抗素子として、抵抗値の小さいもの
を採用することができる。また、この採用によって、電
源投入時の起動を確実に行わせるに当たって、ことさら
インバータの起動抵抗を小さくする必要がない。つまり
、従来のように「第１のスイッチング素子の導通時に起
動抵抗での発熱がその容量に比べて大きくなりすぎる」
といったことが解消され、起動抵抗の断線を招かずにす
む。

（Ｃ）上記（′ｂ）のように負荷の始動終了後にあって
は、第２のスイッチング素子に直列の抵抗素子には全く
電流が流れないから、負荷への出力電力の調整を広い範
囲にわたって行うことができる。

実施例この発明の第１の実施例を第１図に基づいて説明する。

第１図において、従来例に係る第５図で用いたのと同一
符号は、その符号が指す部品２部分と同様のものを指す
。接続関係についても、特にことわらない限り、この実
施例と従来例とは同一構成をもっている。

この実施例が、従来例と異なる構成は、つぎの通りであ
る。

インバータＩｎの入力側に直列接続された「第１のスイ
ッチング素子」の−例としてのサイリスタＳ１のアノー
ド・カソード間には、抵抗素子Ｒ８と［第２のスイッチ
ング素子」の−例としてのサイリスタＳ２との直列回路
が接続されている。第１のサイリスタＳ１のアノードと
第２のサイリスタＳ２のゲートとが抵抗Ｒ８′を介して
接続されている。

第２のサイリスタＳ２の両端が端子Ｆ、Ａを介、して制
御回路Ｃｏｎの抵抗Ｒ，，Ｒ５の直列回路の両端に接続
されている。また、第２のサイリスタＳ２のゲートが端
子Ｇを介して制御回路ＣｏｎのトランジスタＱ７のコレ
クタに接続されている。

このトランジスタＱ７は、そのベースがツェナーダイオ
ードＺＤのアノードに接続され、エミソ夕がマイナスラ
インに接続されている。

つぎに動作を説明する。

■　電源投入後抵抗Ｒ８′を介して第２のサイリスタＳ
２にゲート電流が与えられ、第２のサイリスタＳ２が導
通し、抵抗素子Ｒ６を介してインバータＩｎを発振開始
させる。

■　インバータＩｎが発振を開始すると、発振トランス
Ｔの２次巻線ｎ４に高周波電圧が発生する。この高周波
電圧をダイオードブリッジＤＢ２によって整流平滑し、
抵抗Ｒ１□と平滑コンデンサＣ２で決まる時定数（商用
電源周期×整数倍）で平滑コンデンサＣ２が充電され始
め、その充電電圧ｖｃ２がツェナー電圧ＶＺＤを超える
と、ツェナーダイオードＺＤが導通ずる。

■　ツェナーダイオードＺＤの導通によって、トランジ
スタＱ７にベース電流が流れ、トランジスタＱ７が導通
ずる。この導通により、第２のサイリスタＳ２のゲート
がマイナスラインに短絡され、第２のサイリスタＳ２を
オフにする。

■　第２のサイリスタＳ２のオフによって、第１のサイ
リスタＳ１の両端に毎半サイクルの電圧が生じる。この
電圧を端子Ｆ、Ａを介して制御回路Ｃｏｎに入力する。

制御回路Ｃｏｎにおいては、トランジスタＱ３がオンし
トランジスタＱ、がオフとなるため、コンデンサＣ１に
ダイオードブリッジＤＢ２の整流電流が流入し、コンデ
ンサＣ１が一定時定数（商用電源半サイクル内）で充電
開始される。

■　一方、ＰＵＴ２のゲートには抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ９と
でツェナー電圧ＶＺＤを分圧した電圧が与えられる。コ
ンデンサＣ１の充電電圧■。１がＰＵＴ２のゲート電圧
■、より高くなると、ＰＵＴ２が導通ずる。ＰＵＴ２の
導通によって、パルストランスＰＴの１次巻線に電流が
流れ、端子Ｂを介して第１のサイリスタＳ１のゲートに
トリガパルスを与え、この第１のサイリスタＳ１を導通
させる。

■　可変抵抗Ｒ８を調整してその抵抗値を大にすると、
ＰＵＴ２のゲート電圧ｖｐが上昇するため、ＰＵＴ２が
導通するまでのコンデンサＣ１の充電時間を延長するこ
とになる。これにより、第１のサイリスタＳ１の導通位
相を遅らせて調光することができる。

以上の一連の動作から明らかなように、この実施例には
つぎの特徴がある。

（１）電源投入時は抵抗素子Ｒ６を介してインバータＩ
ｎを起動するものであるが、従来例では、並列のサイリ
スタＳ１が位相制御されている放電灯りの点灯の期間に
あっても、そのサイリスタＳ１がオフの位相期間はサイ
リスタＳ１と並列−の抵抗Ｒを介して電流が流れている
ため、この抵抗Ｒでの発熱が大きい。そのため、抵抗Ｒ
の抵抗値を小さくすることができず、電力容量の大きい
抵抗を必要としていた。

これに対して、この実施例によれば、抵抗素子Ｒｏと直
列に接続した第２のサイリスタＳ２を放電灯りの点灯時
においてオフしておくものであるため、抵抗素子Ｒ８と
じて、電力容量の小さいものを採用できるとともに、抵
抗値も小さくでよい。

すなわち、フィラメントの予熱なしで放電灯しが始動す
ることを冷陰極放電というが、この冷陰極放電が生じる
電圧の直前の電圧までインバータＩｎの出力電圧をもっ
てくるような小さい抵抗値の抵抗素子Ｒ８を採用するこ
とができる。

（２）また、そのような小さい抵抗値の抵抗素子Ｒｏの
採用によって、この抵抗素子Ｒ８を介しての放電灯フィ
ラメントの予熱電流を十分に流すことができる。つまり
、熱電子放射を確実に行って始動するため、放電灯りの
ランプの寿命を悪化させない。

（３）抵抗素子Ｒ８を介して電流が流れる期間は放電灯
りの予熱期間であり、この期間内にもし第１のサイリス
タＳ１が導通してしまうと、予熱が不十分なまま放電灯
りが始動してしまい、フィラメントに塗布しである熱電
子放射物質の飛散を生じ、フィラメントの黒化を起こし
たり、ランプ寿命を悪化させることになる。

これに対して、この実施例では、抵抗素子Ｒ０に電流が
流れている期間と、第１のサイリスタＳ１に電流が流れ
ている期間との画然とした切換えを行っているから、フ
ィラメントの黒化が起こしたり、ランプ寿命が悪化した
りすることはない。

（４）制御回路Ｃａｎへの入力信号として第２のサイリ
スタＳ２の両端電圧を利用し、抵抗素子Ｒ０を介して電
流が流れている期間には、第２のサイリスタＳ２の両端
電圧がゼロであるため、制御回路Ｃｏｎによる第１のサ
イリスタＳ１へのトリガパルスの入力指令はない。つま
り、第１のサイリスタＳ１は、抵抗素子Ｒ０の導通状態
では必ずオフに維持される。

そして、第２のサイリスタＳ２がオフして初めて、この
第２のサイリスタＳ２の両端に電圧が発生し、これによ
り、制御回路Ｑｏｎを介して第１のサイリスタＳ１につ
いての位相制御が開始される。

このように、制御回路Ｃｏｎへの入力信号として第２の
サイリスタＳ２の両端電圧を利用しているため、抵抗素
子Ｒ６に電流が流れている期間と、第１のサイリスタＳ
１に電流が流れている期間との画然とした切換えを簡単
な構造で実現することができる。

（５）点灯時に抵抗素子Ｒ８には電流が流れないため、
放電灯りの調光範囲を広くとることができる。

第２の実施例を第２図および第３図に基づいて説明する
。

第２図において、第１の実施例に係る第１図で用いたの
と同一符号は、その符号が指す部品１部分と同様のもの
を指す。接続関係についても、特にことわらない限り、
この実施例と第１の実施例とは同一構成をもっている。

この実施例が、第１の実施例と異なる構成は、つぎの通
りである。

交流電ｉ！Ｉ！１に、トライアック４を有する調光器３
が接続されているとともに、この調光器３の出力側に、
コンデンサＣ３とチョークＬ３とコンデンサＣ４とから
なるフィルタ回路Ｆｉが接続され、フィルタ回路Ｆｉの
出力側にダイオードブリッジＤＢ１が接続され、ダイオ
ードブリッジＤＢ１の出力端にコンデンサＣ７が接続さ
れている。

また、発振トランスＴの２次巻線ｎ２には、限流チョー
クＬ２と放電灯りとの直列回路が複数組互いに並列状態
に接続されている。２次巻線ｎ２の出力回線に電流検出
用のカレントトランスＣＴが挿入されている。このカレ
ントトランスＣＴの２次巻線が端子Ｈ，Ｉを介してダイ
オードブリッジＤＢ３の入力側に接続されている。

発振トランスＴの２次巻線ｎ４に端子Ｃ，Ｄを介してダ
イオードブリッジＤＢ２が接続されている。ダイオード
ブリッジＤＢ２の出力側に、抵抗ＲＩ３とコンデンサＣ
５との直列回路が接続され、コンデンサＣ５に抵抗Ｒ２
□が並列接続されている。

ダイオードブリッジＤＢ３の出力側に、抵抗ＲＩ４とコ
ンデンサＣ６との直列回路が接続されている。

また、コンデンサＣ６に抵抗Ｒ２２が並列接続されてい
る。

ダイオードブリッジＤＢ２とダイオードブリッジＤＢ３
との極性は互いに逆であり、抵抗Ｒ２□の両端電圧Ｖ２
１と抵抗Ｒ２□の両端電圧Ｖ２２との差電圧（”２１　
　’２１）が抵抗Ｒ２３を介してＰＵＴ２のゲートに人
力されるように構成されている。

抵抗Ｒ２＋の両端電圧ＶＺ＋は負荷群への出力電圧を検
出したものであり、抵抗Ｒ２□の両端電圧■２□は、負
荷群への出力電流を検出したものである。

つぎに動作を説明する。

■　調光器３は、通常の位相制御回路であり、インバー
タＩｎの調光比の設定を行う。制御回路Ｃｏｎは、調光
器３が導通した後、第１のサイリスタＳ１が導通するま
での遅れ時間を設定するものである。遅れ時間の設定は
、放電灯りの灯数変化に対応して第３図のようにＰＵＴ
２のゲート電圧■、を調整することにより行う。このゲ
ート電圧■、は、前記の差電圧（■２＋−■２□）で与
えられる。

したがって、灯数変化による負荷電流の変動を抑制でき
る。すなわち、動作負荷量の変動にかかわらず負荷電流
をほぼ一定化して、負荷（ランプ）の寿命低下を防止す
るとともに、動作負荷量減少調整の場合の省エネルギー
効果を損なわないですむという効果がある。

なお、このことの詳細については、同一出願人の昭和５
９年８月２０日付けの特許出願（発明の名称；電源装置
）の明細書１図面に記載の通りであるので、それを参照
されたい。

■　電源投入時は、第２のサイリスタＳ２が導通し、抵
抗素子Ｒ８を介してインバータＩｎが起動発振する。イ
ンバータＩｎの発振によって、制御回路Ｃｏｎのコンデ
ンサＣ２がダイオードブリッジＤＢ２を介して充電され
る。

■　コンデンサＣ２の充電電圧■。２がツェナーダイオ
ードＺＤのツェナー電圧ＶＺＤを超えると、ツェナーダ
イオードＺＤが導通ずる。これにより、トランジスタＱ
７がオンとなり、第２のサイリスタＳ２をオフにすると
同時に第１のサイリスタＳ１にトリガパルスを与え、第
１のサイリスタＳ１を位相制御する。

■　フィルタＦｉは電源へ帰還する雑音防止用のもので
あり、コンデンサＣ７は、フィルタＦｉによる第２のサ
イリスタＳ２の両端電圧の振動電圧を整形するものであ
る。

この第２の実施例によれば、第１の実施例と同様の効果
のほかに、第１のサイリスタＳ１をもって、調光制御と
ともに灯数変化による負荷電流の変動を抑制できるとい
う効果がある。

なお、上記いずれの実施例にあってもサイリスタＳ１．
Ｓ２および抵抗素子Ｒ８をダイオードブリッジＤＢ１に
対して交流電源側に接続してもよい。また、限流チョー
クＬ２に代えてリーケージトランスでもよい。

〔発明の効果〕

この発明によれば、つぎの効果がある。

（ａｌ　　制御回路は、電源投入の直後の所定期間にお
いては、インバータの入力側に直列接続した第１のスイ
ッチング素子を導通せずに、この第１のスイッチング素
子に並列接続した第２のスイッチング素子のみを導通ず
るように制御するから、負荷の始動時において予熱電流
など始動用電流を流すうえではなんら支障が生じない。

（ｂｌ　　制御回路は、予熱電流など始動用電流を流す
ための前記の所定期間の経過後においては、前記第２の
スイッチング素子を遮断し、かつ（同時に）前記第１の
スイッチング素子を導通ずるように制御するから、負荷
の始動終了後にあってはζ第２のスイッチング素子と直
列の抵抗素子には全く電流が流れない。

（Ｃ１上記（ｂｌのように負荷の始動終了後にあっては
、第２のスイッチング素子と直列の抵抗素子には全く電
流が流れないから、負荷への出力電力の調整を広い範囲
にわたって行うことができる。

【図面の簡単な説明】第１図はこの発明の第１の実施例の電気回路図、第２図
は第２の実施例の電気回路図、第３図は灯数とＰＵＴの
ゲート電圧との関係を示すグラフ、第４図は従来例の電
気回路図、第５図はコンデンサ両端電圧の変化特性図、
第６図は回路各部の動作波形図である。Ｉｎ・・・インバータ、Ｓｌ・・・第１のスイッチング
素子（第１のサイリスタ）、Ｓ２・・・第２のスイッチ
ング素子（第２のサイリスタ）、Ｒ９・・・抵抗素子、
Ｃｏｎ・・・制御回路酬Ｕ　　□ 〉

Claims

【特許請求の範囲】

（１）直流または整流電圧を高周波電圧に変換するイン
バータと、このインバータの入力側に直列接続した第１
のスイッチング素子と、この第１のスイッチング素子に
並列接続した抵抗素子および第２のスイッチング素子の
直列回路と、電源投入後の所定期間前記第２のスイッチ
ング素子のみを導通し前記所定期間の経過後前記第２の
スイッチング素子を遮断しかつ前記第１のスイッチング
素子を導通するように制御する制御回路とを備えた電源
装置。
（２）前記第１のスイッチング素子がサイリスタであり
、前記制御回路が前記サイリスタを位相制御するもので
ある特許請求の範囲第（１）項記載の電源装置。
（３）前記制御回路が、交流電源の毎半サイクルに発生
する入力信号より一定位相遅らせて前記サイリスタを導
通制御するものであるとともに、前記第２のスイッチン
グ素子の両端電圧を入力信号としてこの第２のスイッチ
ング素子の導通期間中に前記サイリスタの位相制御を休
止するように構成されたものである特許請求の範囲第（
１）項記載の電源装置。