JPS6192168A - 磁束制御形スイツチング電源回路 - Google Patents
磁束制御形スイツチング電源回路Info
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- JPS6192168A JPS6192168A JP21298684A JP21298684A JPS6192168A JP S6192168 A JPS6192168 A JP S6192168A JP 21298684 A JP21298684 A JP 21298684A JP 21298684 A JP21298684 A JP 21298684A JP S6192168 A JPS6192168 A JP S6192168A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transformer
- switching
- series
- magnetic flux
- switching power
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
電子機器に供給する２石構成磁束制御形スイ・ノチング
レギュレータのドライブ回路に関するもので、特に軽負
荷状態でのトランジスタのドライブを最適状態としてス
イッチング損失を低減し、同時にドライブトランスの配
置を電源ブロック内ののどの位置にしても２石のスイッ
チングトランジスタの０Ｎ−ＯＦＦ比（デユーティサイ
クル）を常に一定に保持する事を可能とするものである
。
レギュレータのドライブ回路に関するもので、特に軽負
荷状態でのトランジスタのドライブを最適状態としてス
イッチング損失を低減し、同時にドライブトランスの配
置を電源ブロック内ののどの位置にしても２石のスイッ
チングトランジスタの０Ｎ−ＯＦＦ比（デユーティサイ
クル）を常に一定に保持する事を可能とするものである
。
本願出願人は先に以下のような電源回路を提案した（特
願昭５８−１９６５０９号）。
願昭５８−１９６５０９号）。
第６図は従来の２石構成磁束制御形スイソチンダレギュ
レータ回路を示し、第７図はこれに構成される自助発振
ベース時定数用インダクターＬＨ□。
レータ回路を示し、第７図はこれに構成される自助発振
ベース時定数用インダクターＬＨ□。
ＬＢ２の構成図を示す。
図の示す様に従来は絶縁コンバータトランスの１次巻線
上にＮ１と電気的に絶縁されたフルポン線にてＮＢｉ＋
ＮＢ２が巻装され、Ｎ阻の誘起電圧をＴ□のベース時
定数直列共振回路ＬＢ１． Ｌｓｚを構成してＴ１を
ドライブし、ＮＢ２に誘起するＮＢ□と逆位相の誘起電
圧はＬＢ２． ＣＢ２を構成してＴ２をドライブして
Ｔ１とＴ２の０Ｎ−ＯＦＦをプッシュプル動作を高周波
で繰り返すが下記の欠点があり改善が望まれていた。
上にＮ１と電気的に絶縁されたフルポン線にてＮＢｉ＋
ＮＢ２が巻装され、Ｎ阻の誘起電圧をＴ□のベース時
定数直列共振回路ＬＢ１． Ｌｓｚを構成してＴ１を
ドライブし、ＮＢ２に誘起するＮＢ□と逆位相の誘起電
圧はＬＢ２． ＣＢ２を構成してＴ２をドライブして
Ｔ１とＴ２の０Ｎ−ＯＦＦをプッシュプル動作を高周波
で繰り返すが下記の欠点があり改善が望まれていた。
■ 負荷が開放の場合、あるいは軽負荷時に直流圧の上
昇に伴ってＮＢ１＋ ＮＦ１２の誘起電圧が大きいため
にスイッチングトランジスタＴ＞。
昇に伴ってＮＢ１＋ ＮＦ１２の誘起電圧が大きいため
にスイッチングトランジスタＴ＞。
Ｔ２がオーバードライブ状態でドライブされるため、ト
ランジスタの損失が大きい。
ランジスタの損失が大きい。
■ ＬＢＩＩ ＬＢ２は第７図の如くドラムコアにコ
イルを巻装したいわゆる開磁路形のインダクターである
ので、ＬＢＩＩ ＬＢ２いづれか一方の周辺に金属の
放熱板、電源ブロックのシールドケースあるいは絶縁コ
ンバータトランス（Ｐ Ｉ Ｔ）、可飽和リアククトラ
ンス（ＰＲＴ）の磁心の漏洩磁束に依って影響を受けＬ
Ｂ１≠ＬＢＩとなった場合Ｔ１とＴ２のデユーティ比が
１＝１とならず、トランジスタへの励磁電流が不平衡と
なって最大負荷条件が崩されるため、ＬＢＩＩ ＬＢ
ｚをプリント基板に配置する場合、制約を受けるため基
板の設計が困難である。
イルを巻装したいわゆる開磁路形のインダクターである
ので、ＬＢＩＩ ＬＢ２いづれか一方の周辺に金属の
放熱板、電源ブロックのシールドケースあるいは絶縁コ
ンバータトランス（Ｐ Ｉ Ｔ）、可飽和リアククトラ
ンス（ＰＲＴ）の磁心の漏洩磁束に依って影響を受けＬ
Ｂ１≠ＬＢＩとなった場合Ｔ１とＴ２のデユーティ比が
１＝１とならず、トランジスタへの励磁電流が不平衡と
なって最大負荷条件が崩されるため、ＬＢＩＩ ＬＢ
ｚをプリント基板に配置する場合、制約を受けるため基
板の設計が困難である。
従来の装置においては、
■ 負荷が開放の場合、あるいは軽負荷時に直流電圧Ｅ
ｉが上昇しＮ１巻線両端の誘起電圧の上昇に伴ってＮＢ
１＋ ＮＢ２の誘起電圧力く大きしまためにスイッチ
ングトランジスタＴ１．Ｔ２がオーバードライブ状態で
ドライブされるため、トランジスタの損失が大きい。
ｉが上昇しＮ１巻線両端の誘起電圧の上昇に伴ってＮＢ
１＋ ＮＢ２の誘起電圧力く大きしまためにスイッチ
ングトランジスタＴ１．Ｔ２がオーバードライブ状態で
ドライブされるため、トランジスタの損失が大きい。
■ Ｌｓｌ、 ＬＢ２はドラムコアにコイルを巻装し
たいわゆる開磁路形のインダクターであるので、Ｌ ８
１ ＋ Ｌ ８２いづれか一方の周辺に金属の放熱板、
電源ブロックのシールドケースあるしへはＰＩＴ、ＰＲ
Ｔの磁心の漏洩磁束に依って影響を受けＬｓ□≠Ｌ８２
となった場合Ｔ１とＴ２のデユーティ比が１：１となら
ず、トランスへの励磁電流が不平衡となって最大負荷条
件が崩されるため、ＬＢＩＩ ＬＢ２をプリント基板
に配置する場合、制約を受けるため基板の設計が困難で
ある。
たいわゆる開磁路形のインダクターであるので、Ｌ ８
１ ＋ Ｌ ８２いづれか一方の周辺に金属の放熱板、
電源ブロックのシールドケースあるしへはＰＩＴ、ＰＲ
Ｔの磁心の漏洩磁束に依って影響を受けＬｓ□≠Ｌ８２
となった場合Ｔ１とＴ２のデユーティ比が１：１となら
ず、トランスへの励磁電流が不平衡となって最大負荷条
件が崩されるため、ＬＢＩＩ ＬＢ２をプリント基板
に配置する場合、制約を受けるため基板の設計が困難で
ある。
などの問題点があった。
本発明は、２石のスイッチングトランジスタで構成され
る磁束制御形スイ・ノチング電源回路において、１次側
励磁電流の経路に直列に閉磁路形ドライブトランスの１
次巻線を接続して、２次巻線で構成するインダクタンス
と直接共振用コンデンサとダンピング抵抗の直列共振回
路によって、それぞれのスイッチングトランジスタを交
互にプッシュプル動作でスイッチングされる様にした磁
束制御形スイッチング電源回路である。
る磁束制御形スイ・ノチング電源回路において、１次側
励磁電流の経路に直列に閉磁路形ドライブトランスの１
次巻線を接続して、２次巻線で構成するインダクタンス
と直接共振用コンデンサとダンピング抵抗の直列共振回
路によって、それぞれのスイッチングトランジスタを交
互にプッシュプル動作でスイッチングされる様にした磁
束制御形スイッチング電源回路である。
この回路によれば、ＰＩＴに巻装されていたドライブ巻
線ｆ’Ｊｓｔ、 ＮＢＩを削除して新たに閉磁路の小形
フェライトトランスでドライブトランスを構成してＰＩ
Ｔの１次巻線Ｎ１と直列にコンバータドライブトランス
（ＣＤＴ）の１次巻線ＮＤを接続し、ＮＤとトランス結
合でＮイ、ＮＢ４を巻装してそのインダクタンス値をそ
れぞれＬ ８１ ＋ Ｌ Ｒ２（Ｌｓ１＝ＬＢ２）と
等しく設計してドライブ回路が構成されるとトランスの
１次電流に比例してドライブ電圧がそれぞれ誘起するの
で、負荷の開放、あるいは軽負荷時にスイッチングトラ
ンジスタが最適に励振されスイッチング損失が低減し消
費電力が低減する。又スイッチング周波数がさらに高周
波化されてもＮＤとＮＢ１． ＮＢ２の巻数比で自由に
ドライブ条件を設定できるためダンピング抵抗Ｒａｔ＋
ＲＢ２の値が小さく設計可能である。又ＣＤＴは閉
磁路のため周辺の影響、ＣＤＴの漏洩磁束の影響がない
ため基板設計が容易となり、ＰＩＴの製造が容易となる
。またこれによって軽負荷時の消費電力の低減と信頼性
の向上、構成部品の低減ＰＩＴ０）製造が容易、基板の
設計容易、高周波での最適ドライブ化、などの利点を有
する。
線ｆ’Ｊｓｔ、 ＮＢＩを削除して新たに閉磁路の小形
フェライトトランスでドライブトランスを構成してＰＩ
Ｔの１次巻線Ｎ１と直列にコンバータドライブトランス
（ＣＤＴ）の１次巻線ＮＤを接続し、ＮＤとトランス結
合でＮイ、ＮＢ４を巻装してそのインダクタンス値をそ
れぞれＬ ８１ ＋ Ｌ Ｒ２（Ｌｓ１＝ＬＢ２）と
等しく設計してドライブ回路が構成されるとトランスの
１次電流に比例してドライブ電圧がそれぞれ誘起するの
で、負荷の開放、あるいは軽負荷時にスイッチングトラ
ンジスタが最適に励振されスイッチング損失が低減し消
費電力が低減する。又スイッチング周波数がさらに高周
波化されてもＮＤとＮＢ１． ＮＢ２の巻数比で自由に
ドライブ条件を設定できるためダンピング抵抗Ｒａｔ＋
ＲＢ２の値が小さく設計可能である。又ＣＤＴは閉
磁路のため周辺の影響、ＣＤＴの漏洩磁束の影響がない
ため基板設計が容易となり、ＰＩＴの製造が容易となる
。またこれによって軽負荷時の消費電力の低減と信頼性
の向上、構成部品の低減ＰＩＴ０）製造が容易、基板の
設計容易、高周波での最適ドライブ化、などの利点を有
する。
〔実施例〕
第１図は本発明例の回路を示し、第２図は本発明ｉｊ１
に実施されるコンバータドライブトランス（ＣＤＴ）の
閉磁路形小形フエラントトランスの構造図を示す。
に実施されるコンバータドライブトランス（ＣＤＴ）の
閉磁路形小形フエラントトランスの構造図を示す。
第３図、第４図は従来例と本発明例との軽負荷状態での
動作波形の違いを示している。従来例ではＮ Ｂ１．
Ｎ Ｂ２＝ Ｉ Ｔにもかかわず、ドライブ巻線誘起電
圧Ｖ８１＋ ＶＢ２が大きいため、ドライブ回路のダ
イビング抵抗３．°３Ω／３讐がＲＢ工＋ＲＢ２での動
作波形であり、電流Ｉｆ、Ｉ２のＴ１．Ｔ２が○Ｎ−０
ＦＦの過渡時に下降時間に依るスイッチング損失が多い
事が第４図から解かる。
動作波形の違いを示している。従来例ではＮ Ｂ１．
Ｎ Ｂ２＝ Ｉ Ｔにもかかわず、ドライブ巻線誘起電
圧Ｖ８１＋ ＶＢ２が大きいため、ドライブ回路のダ
イビング抵抗３．°３Ω／３讐がＲＢ工＋ＲＢ２での動
作波形であり、電流Ｉｆ、Ｉ２のＴ１．Ｔ２が○Ｎ−０
ＦＦの過渡時に下降時間に依るスイッチング損失が多い
事が第４図から解かる。
本発明例ではＮΩ−３Ｔで、ＮＢｒ、 Ｎｓ；とで従来
のＬＢＩＩ ＬＢ２のインダクタンス値を構成して設
計するとダイビング抵抗ＲＢ１１ Ｒ１１２は１Ω／
１匈の抵抗体で可能でありＩｆ、１２によるＴ１．Ｔ２
のスイッチング損失が低減する。
のＬＢＩＩ ＬＢ２のインダクタンス値を構成して設
計するとダイビング抵抗ＲＢ１１ Ｒ１１２は１Ω／
１匈の抵抗体で可能でありＩｆ、１２によるＴ１．Ｔ２
のスイッチング損失が低減する。
実験に依れば最大負荷１６５Ｗを自励発振周波数４０
ｋＨｚで電源回路が設計された場合、最小負荷７５Ｗ時
のスイッチングトランジスタの損失が、Ｔｌ 十７２
＝ １．５Ｗ ＋ １．５Ｗ ＝ ３．０Ｗ低減され、
同時にドライブ回路ダンピング抵抗の電力損失がＲＢＬ
十Ｒｓｚ＝０゜７Ｗ ＋ ０．７Ｗ ＝ １．４Ｗ低減
されるのが確認された。又従来例において第７図の開磁
路形インダクターのどちらか１組が周辺の金属板他のト
ランスの漏洩磁束等の影響によってＬ ８１ ＞ Ｌ
８２となった場合第５図に示す様にＴ２ トランジスタ
のＯＮ期間が短くなって発振周波数が高くなり、最大負
荷電力を供給できなくなる。本発明例の第２図では、周
辺に構成部品に依る影響は受けない。
ｋＨｚで電源回路が設計された場合、最小負荷７５Ｗ時
のスイッチングトランジスタの損失が、Ｔｌ 十７２
＝ １．５Ｗ ＋ １．５Ｗ ＝ ３．０Ｗ低減され、
同時にドライブ回路ダンピング抵抗の電力損失がＲＢＬ
十Ｒｓｚ＝０゜７Ｗ ＋ ０．７Ｗ ＝ １．４Ｗ低減
されるのが確認された。又従来例において第７図の開磁
路形インダクターのどちらか１組が周辺の金属板他のト
ランスの漏洩磁束等の影響によってＬ ８１ ＞ Ｌ
８２となった場合第５図に示す様にＴ２ トランジスタ
のＯＮ期間が短くなって発振周波数が高くなり、最大負
荷電力を供給できなくなる。本発明例の第２図では、周
辺に構成部品に依る影響は受けない。
本発明によれば、従来技術では絶縁コンバータトランス
（ＰＩＴ）に励振巻線を巻装してスイッチングトランジ
スタ２石をドライブしていたため、 ＰＩＴの製造が回
器であり、負荷開放、軽負荷時にオーバードライブ状態
であるためスイッチング損失が増加し、ストレージタイ
ムが長い不安定な状態であったが、本発明例ではＰＩＴ
と直列に接続されるＣＤＴを介してドライブするため常
に最適な状態であり、スイッチング損失の低減が計られ
て常に安定な自助発振によるスイッチング動作が継続す
る。
（ＰＩＴ）に励振巻線を巻装してスイッチングトランジ
スタ２石をドライブしていたため、 ＰＩＴの製造が回
器であり、負荷開放、軽負荷時にオーバードライブ状態
であるためスイッチング損失が増加し、ストレージタイ
ムが長い不安定な状態であったが、本発明例ではＰＩＴ
と直列に接続されるＣＤＴを介してドライブするため常
に最適な状態であり、スイッチング損失の低減が計られ
て常に安定な自助発振によるスイッチング動作が継続す
る。
またＣＤＴが閉磁路で構成されるため自身の漏洩磁束に
依る影響あるいは周辺部品同志の干渉がなくデユーティ
比が常に１：１として動作を繰り返す。
依る影響あるいは周辺部品同志の干渉がなくデユーティ
比が常に１：１として動作を繰り返す。
さらに２石構成の磁束制御形スイッチング電源をさらに
高周波化して設計する場合、ＣＤＴの巻数比の選定に依
ってベース時定数用ダンピング抵抗の電力損失を増加せ
ず設計することが可能となる。
高周波化して設計する場合、ＣＤＴの巻数比の選定に依
ってベース時定数用ダンピング抵抗の電力損失を増加せ
ず設計することが可能となる。
第１図は本発明の一例の構成図、第２図〜第５図はその
説明のための図、第６図、ｇＪ７図は従来の回路の説明
のための図である。 ＰＩＴは絶縁コンバータトランス、ＰＲＴは可飽和リア
クタートランス、ＣＤＴはコンバータドライブトランス
である。
説明のための図、第６図、ｇＪ７図は従来の回路の説明
のための図である。 ＰＩＴは絶縁コンバータトランス、ＰＲＴは可飽和リア
クタートランス、ＣＤＴはコンバータドライブトランス
である。
Claims (1)
- ２石のスイッチングトランジスタで構成される磁束制御
形スイッチング電源回路において、１次側励磁電流の経
路に直列に閉磁路形ドライブトランスの１次巻線を接続
して、２次巻線で構成するインダクタンスと直列共振用
コンデンサとダンピング抵抗の直列共振回路によって、
それぞれのスイッチングトランジスタを交互にプッシュ
プル動作でスイッチングさせる様にした磁束制御形スイ
ッチング電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21298684A JPS6192168A (ja) | 1984-10-11 | 1984-10-11 | 磁束制御形スイツチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21298684A JPS6192168A (ja) | 1984-10-11 | 1984-10-11 | 磁束制御形スイツチング電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6192168A true JPS6192168A (ja) | 1986-05-10 |
Family
ID=16631573
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21298684A Pending JPS6192168A (ja) | 1984-10-11 | 1984-10-11 | 磁束制御形スイツチング電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6192168A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20130316637A1 (en) * | 2011-02-15 | 2013-11-28 | Yanmar Co., Ltd. | Packaged Engine Working Machine |
-
1984
- 1984-10-11 JP JP21298684A patent/JPS6192168A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20130316637A1 (en) * | 2011-02-15 | 2013-11-28 | Yanmar Co., Ltd. | Packaged Engine Working Machine |
| US9644853B2 (en) * | 2011-02-15 | 2017-05-09 | Yanmar Co., Ltd. | Packaged engine working machine |
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