JPS6193746A - スペクトラム拡散通信復調装置 - Google Patents
スペクトラム拡散通信復調装置Info
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- JPS6193746A JPS6193746A JP59214599A JP21459984A JPS6193746A JP S6193746 A JPS6193746 A JP S6193746A JP 59214599 A JP59214599 A JP 59214599A JP 21459984 A JP21459984 A JP 21459984A JP S6193746 A JPS6193746 A JP S6193746A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/709—Correlator structure
- H04B1/7093—Matched filter type
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Ultra Sonic Daignosis Equipment (AREA)
- Spectrometry And Color Measurement (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はスペクトラム拡散通信復調装置に関する。
スペクトラム拡散通信方式（これをＳＳ通信方式と呼ぶ
）は、伝送すべき情報信号を、当該情報信号よりも十分
に広いスペクトラム幅をもつ擬似雑音符号（これをＰＮ
符号と呼ぶ）で変調して伝送する通信方式で、各通信チ
ャンネルに対して相互相関が十分に小さいＰＮ符号を用
いているので、各通信チャンネル間の干渉がほとんどな
い高い秘話性がある点に特徴がある。
）は、伝送すべき情報信号を、当該情報信号よりも十分
に広いスペクトラム幅をもつ擬似雑音符号（これをＰＮ
符号と呼ぶ）で変調して伝送する通信方式で、各通信チ
ャンネルに対して相互相関が十分に小さいＰＮ符号を用
いているので、各通信チャンネル間の干渉がほとんどな
い高い秘話性がある点に特徴がある。
このＳＳ通信方式の伝信信号を受信する際には、当該通
信チャンネルに割当てられたＰＮ符号を用いて受信信号
との自己相関を得るいわゆる逆拡散処理を行って伝送さ
れてきた情報信号を復調する。
信チャンネルに割当てられたＰＮ符号を用いて受信信号
との自己相関を得るいわゆる逆拡散処理を行って伝送さ
れてきた情報信号を復調する。
かかる逆拡散処理を行うためには復調装置側において、
受信信号に含まれているＰＮ符号の位相に対して、復調
装置において発生したＰＮ符号を位相同期させて（これ
をＰＮ同期と呼ぶ）、自己相関の有無を判断する必要が
ある。かかるＰＮ同期をとるため従来の復調装置は、第
９図及び第１０図に示すようなスライディング相関ルー
プを用いたものと、第１１図に示すようなマツチドフィ
ルタを用いたものとがあった。
受信信号に含まれているＰＮ符号の位相に対して、復調
装置において発生したＰＮ符号を位相同期させて（これ
をＰＮ同期と呼ぶ）、自己相関の有無を判断する必要が
ある。かかるＰＮ同期をとるため従来の復調装置は、第
９図及び第１０図に示すようなスライディング相関ルー
プを用いたものと、第１１図に示すようなマツチドフィ
ルタを用いたものとがあった。
第９図の復調装置は、送信側において、伝送すべき情報
信号をＰＮ符号で変調し、このＰＮ変調された情報信号
を用いてキャリアを所定の方式で変コ）１した後伝送す
る構成をもっている場合に適用する。、二の場合、受信
スペクトラム拡散信号（以下受信ＳＳ信号と呼ぶ）ＳＳ
ＩＮは、乗算器構成の相関器１においてスライディング
相関ループＳＬＬから得られるＰＮ自己相関信号ＰＮＳ
と乗算される。その結果自己相関が得られれば、相関器
１の出力端に逆拡散された情報信号が得られ、これがバ
ンドパスフィルタ２を通じて逆拡散信号ＤＭＳとしてデ
ータ再生系３に送出されると共に、ス！ ラ
イディング相関ループＳＬＬを構成する検波フィルタ回
路４に供給される。
信号をＰＮ符号で変調し、このＰＮ変調された情報信号
を用いてキャリアを所定の方式で変コ）１した後伝送す
る構成をもっている場合に適用する。、二の場合、受信
スペクトラム拡散信号（以下受信ＳＳ信号と呼ぶ）ＳＳ
ＩＮは、乗算器構成の相関器１においてスライディング
相関ループＳＬＬから得られるＰＮ自己相関信号ＰＮＳ
と乗算される。その結果自己相関が得られれば、相関器
１の出力端に逆拡散された情報信号が得られ、これがバ
ンドパスフィルタ２を通じて逆拡散信号ＤＭＳとしてデ
ータ再生系３に送出されると共に、ス！ ラ
イディング相関ループＳＬＬを構成する検波フィルタ回
路４に供給される。
ここで逆波ｎｋ信号Ｄ’ＭＳは例えばＰＳＫ信号形弐（
位相シフトキーイング信号形式）の信号でなり、データ
再生系３はその位相シフト量に基づいてディジタル情報
信号を再生する。
位相シフトキーイング信号形式）の信号でなり、データ
再生系３はその位相シフト量に基づいてディジタル情報
信号を再生する。
検波フィルタ回路４は一逆拡散信号ＤＭＳをエンベロー
プ検波すると共に、平滑化して直流レベルの制御信号を
電圧側１ｆｆｌｌ型発振器（ＶＣＯ）に供給し、自己相
関が得られていないとき逆拡散信号ＤＭＳのピークレベ
ルが十分に小さいことに基づいて、ＶＣＯ５において受
信ｓｓ倍信号ｓ、、４に含まれているＰＮ符号の周波数
に対して僅かに異なる周波数の発振出力を得、これをＰ
Ｎ符号発生回路６にクロック信号として供給する。この
ときＰＮ符号発生回路６において発生されるＰＮ自己相
関信号ＰＮＳは、周波数が受信ＰＮ符号の周波数と少し
ずれていることにより、ＰＮ自己相関信号のフォーマッ
トを構成する各チップの位相が受（８ＰＮ符号の対応す
るチップの符号に対して時間の経過に従って徐々に位相
がずれて行くことになり、その結果第１２図に示すよう
に、受信ｓｓ倍信号ＳＩＮに含まれているＰＮ符号の１
周！ｔＩＩＴが経過するごとに相関器１において自己相
関が得られることによって、三角波形状の逆拡散波形Ｐ
Ｒを発生してなる逆拡散信号ＤＭＳが得られることにな
る。
プ検波すると共に、平滑化して直流レベルの制御信号を
電圧側１ｆｆｌｌ型発振器（ＶＣＯ）に供給し、自己相
関が得られていないとき逆拡散信号ＤＭＳのピークレベ
ルが十分に小さいことに基づいて、ＶＣＯ５において受
信ｓｓ倍信号ｓ、、４に含まれているＰＮ符号の周波数
に対して僅かに異なる周波数の発振出力を得、これをＰ
Ｎ符号発生回路６にクロック信号として供給する。この
ときＰＮ符号発生回路６において発生されるＰＮ自己相
関信号ＰＮＳは、周波数が受信ＰＮ符号の周波数と少し
ずれていることにより、ＰＮ自己相関信号のフォーマッ
トを構成する各チップの位相が受（８ＰＮ符号の対応す
るチップの符号に対して時間の経過に従って徐々に位相
がずれて行くことになり、その結果第１２図に示すよう
に、受信ｓｓ倍信号ＳＩＮに含まれているＰＮ符号の１
周！ｔＩＩＴが経過するごとに相関器１において自己相
関が得られることによって、三角波形状の逆拡散波形Ｐ
Ｒを発生してなる逆拡散信号ＤＭＳが得られることにな
る。
ここで逆拡散波形Ｐ、Ｉの極性はＰＳＫ信号形式の情報
信号が到来したとき、その位相シフト方向を表しており
、例えば逆拡散波形Ｐ＊が正方向に立上がれば論理「１
」レベルの位相シフトがされていることを表し、逆に逆
拡散波形ＰＲが負方向に立下がれば論理「０」レベルの
位相シフトがされていることを表す。
信号が到来したとき、その位相シフト方向を表しており
、例えば逆拡散波形Ｐ＊が正方向に立上がれば論理「１
」レベルの位相シフトがされていることを表し、逆に逆
拡散波形ＰＲが負方向に立下がれば論理「０」レベルの
位相シフトがされていることを表す。
かくしてデータ再生系３は、逆拡散波形ＰＲの立上がり
方向及び振幅を例えばエンベロープ検波することによっ
て、伝送されてきた情報信号を再生することができる。
方向及び振幅を例えばエンベロープ検波することによっ
て、伝送されてきた情報信号を再生することができる。
また検波フィルタ回路４は、この逆拡散波形Ｐ７が生じ
たとき、ｖｃｏｓの発振周波数を現在の周波数に固定さ
せるように制御し、かくしてスライディング相関ループ
ＳＬＬは受信ＳＳ信号Ｓ Ｓ Ｉ Ｎに含まれているＰ
Ｎ符号とＰＮ同期した状態にロックされる。
たとき、ｖｃｏｓの発振周波数を現在の周波数に固定さ
せるように制御し、かくしてスライディング相関ループ
ＳＬＬは受信ＳＳ信号Ｓ Ｓ Ｉ Ｎに含まれているＰ
Ｎ符号とＰＮ同期した状態にロックされる。
第１０図の゛場合も、第９図との対応部分に同一符号を
付して示すように、ＰＮ同期のためにスライディング相
関ループＳＬＬを有する。これに加えて第１０図の場合
は、受信ＳＳ信号５ＳｔＨが、送信側においてキャリア
信号に対してＰＮ変調をした後情報信号でさらに変調し
た信号形式の信号を伝送していることに対応して、局部
発振回路を構成するＶＣＯＩＩと、その発振出力をＰＮ
自己相関信号ＰＮＳと乗算する乗算回路１２とを有する
キャリア信号ループＣＲＬを有する。
付して示すように、ＰＮ同期のためにスライディング相
関ループＳＬＬを有する。これに加えて第１０図の場合
は、受信ＳＳ信号５ＳｔＨが、送信側においてキャリア
信号に対してＰＮ変調をした後情報信号でさらに変調し
た信号形式の信号を伝送していることに対応して、局部
発振回路を構成するＶＣＯＩＩと、その発振出力をＰＮ
自己相関信号ＰＮＳと乗算する乗算回路１２とを有する
キャリア信号ループＣＲＬを有する。
この場合データキャリア再生系１３は、逆拡散信号ＤＭ
Ｓに含まれているデータ及びキャリアの再生を行い、デ
ータＤＡＴＡとは別にキャリア追従制御信号ＣＲ３をＶ
ＣＯＩＩに与える。
Ｓに含まれているデータ及びキャリアの再生を行い、デ
ータＤＡＴＡとは別にキャリア追従制御信号ＣＲ３をＶ
ＣＯＩＩに与える。
第１０図の構成において、相関器１は、ＶＣＯｌｌの発
振出力をＰＮ符号発生回路６のＰＮ自己相関信号ＰＮＳ
で変調してなる信号を用いて受信信号ＳＳ、Ｎに対する
自己相関を取り、自己相関が得られたとき第１２図につ
いて上述したと同様にして、逆拡散波形ＰＲを有する逆
拡散信号ＤＭＳを得る。
振出力をＰＮ符号発生回路６のＰＮ自己相関信号ＰＮＳ
で変調してなる信号を用いて受信信号ＳＳ、Ｎに対する
自己相関を取り、自己相関が得られたとき第１２図につ
いて上述したと同様にして、逆拡散波形ＰＲを有する逆
拡散信号ＤＭＳを得る。
これに対して相関器１が自己相関を取れないときには、
逆拡散波形Ｐ、Ｉが得られないことにより、スライディ
ング相関ループＳＬＬがＰＮ同期引込動作をする。かく
してこの場合も第９図について上述したと同様に、逆拡
散信号ＤＭＳからデータＤＡＴＡを再生することができ
る。
逆拡散波形Ｐ、Ｉが得られないことにより、スライディ
ング相関ループＳＬＬがＰＮ同期引込動作をする。かく
してこの場合も第９図について上述したと同様に、逆拡
散信号ＤＭＳからデータＤＡＴＡを再生することができ
る。
第１１図の場合、受信ＳＳ信号Ｓ３０はマツチドフィル
タ１５でなる相関器に与えられる。マツチドフィルタ１
５は、表面弾性波遅延線、Ｃ０Ｄ（ｃｈａｒｇｅ ｃｏ
ｕｐｌｅｄ ｄｅｖｉｃｅ ）、ディジタル処理回路等
で構成され得る。この場合マツチドフィルタ１５はＣＯ
Ｄで構成され、その駆動パルスが■Ｃ０１６から与えら
れている。マツチドフィルタ１５は当該チャンネルに割
当てられているＰＮ符号１周期分の各チップの信号を時
間直列的に順次受けて、各チップごとに予め設定されて
いるＰＮ符号パターンと常時比較し、一致が得られたと
き第１ １２図について上述した逆拡散波形Ｐ
８を出力端に送出し、かくして逆拡散信号ＤＭＳＸを得
る。
タ１５でなる相関器に与えられる。マツチドフィルタ１
５は、表面弾性波遅延線、Ｃ０Ｄ（ｃｈａｒｇｅ ｃｏ
ｕｐｌｅｄ ｄｅｖｉｃｅ ）、ディジタル処理回路等
で構成され得る。この場合マツチドフィルタ１５はＣＯ
Ｄで構成され、その駆動パルスが■Ｃ０１６から与えら
れている。マツチドフィルタ１５は当該チャンネルに割
当てられているＰＮ符号１周期分の各チップの信号を時
間直列的に順次受けて、各チップごとに予め設定されて
いるＰＮ符号パターンと常時比較し、一致が得られたと
き第１ １２図について上述した逆拡散波形Ｐ
８を出力端に送出し、かくして逆拡散信号ＤＭＳＸを得
る。
この逆拡散信号ＤＭＳＸはデータ再生系１７において処
理されてデータＤＡＴＡが再生される。
理されてデータＤＡＴＡが再生される。
これと共に、逆拡散信号ＤＭＳＸは検波フィルタ１８に
与えられ、逆拡散波形Ｐ、Ｉが得られないとき、ＶＣＯ
１６を制御してその発振周波数を受信ＳＳ信号５ＳＩＮ
に含まれているＰＮ符号の周波数に追従させる。
与えられ、逆拡散波形Ｐ、Ｉが得られないとき、ＶＣＯ
１６を制御してその発振周波数を受信ＳＳ信号５ＳＩＮ
に含まれているＰＮ符号の周波数に追従させる。
第１１図の構成によれば、マツチドフィルタ１５の出力
端に時間の経過と共に順次到来するＰＮ符号の各チップ
が、丁度マツチドフィルタ１５に入ったタイミングで出
力端に逆拡散波形ＰＲを送出する状態になり、これによ
り第１２図について上述したと同様にして、受信ＳＳ信
号５ＳＩＨに含まれているＰＮ符号の周期Ｔ間隔で逆波
１１’１波形ＰＲを発生してなる逆拡散信号ＤＭＳＸを
得ることができる。
端に時間の経過と共に順次到来するＰＮ符号の各チップ
が、丁度マツチドフィルタ１５に入ったタイミングで出
力端に逆拡散波形ＰＲを送出する状態になり、これによ
り第１２図について上述したと同様にして、受信ＳＳ信
号５ＳＩＨに含まれているＰＮ符号の周期Ｔ間隔で逆波
１１’１波形ＰＲを発生してなる逆拡散信号ＤＭＳＸを
得ることができる。
このように従来のスペクトラム拡散通信復調装置におい
ては、逆波１１に処理を行うためにＰＮ同期ループを必
ず設けなければならず、この分全体としての構成を簡易
化するにつき制限があった。
ては、逆波１１に処理を行うためにＰＮ同期ループを必
ず設けなければならず、この分全体としての構成を簡易
化するにつき制限があった。
本発明はかかる点を考慮してなされたもので、ＰＮ符号
の位相同期を取らずに受信ＳＳ信号からデータを再生で
きるようにしたスペクトラム拡散通信復調装置を提案し
ようとするものである。
の位相同期を取らずに受信ＳＳ信号からデータを再生で
きるようにしたスペクトラム拡散通信復調装置を提案し
ようとするものである。
かかる問題点を解決するため本発明においては、スペク
トラム拡散信号を受けて当該通信チャンネルに割当てら
れたＰＮ符号との相関が取れたとき、逆拡散信号を送出
するマツチドフィルタ構成の相関手段２４１．２４Ｑ、
４１と、この相関手段の出力に相関が取れたとき生ずる
三角波形出力のピーク時間位置を検出して抽出信号を発
生する抽出信号形成手段２７．４５と、この抽出信号を
受けて逆波ｎｋ信号を抽出し、その抽出結果から伝送さ
れてきた再生情報出力を得る情報出力抽出手段３３．４
４とを設ける。
トラム拡散信号を受けて当該通信チャンネルに割当てら
れたＰＮ符号との相関が取れたとき、逆拡散信号を送出
するマツチドフィルタ構成の相関手段２４１．２４Ｑ、
４１と、この相関手段の出力に相関が取れたとき生ずる
三角波形出力のピーク時間位置を検出して抽出信号を発
生する抽出信号形成手段２７．４５と、この抽出信号を
受けて逆波ｎｋ信号を抽出し、その抽出結果から伝送さ
れてきた再生情報出力を得る情報出力抽出手段３３．４
４とを設ける。
相関手段２４１．２４Ｑ、４１において得られる逆波１
１に信号に三角波形出力が生じたとき、抽出信号形成手
段２７．４５がこの三角波形出力のビ一り時間位置を検
出して抽出信号を発生する。この抽出信号は情報出力抽
出手段３３．４４に与えられ、相関手段２４１．２４Ｑ
、４１の出力から逆拡散信号を抽出し、この抽出結果か
ら伝送されてきた再生情報出力を得る。
１に信号に三角波形出力が生じたとき、抽出信号形成手
段２７．４５がこの三角波形出力のビ一り時間位置を検
出して抽出信号を発生する。この抽出信号は情報出力抽
出手段３３．４４に与えられ、相関手段２４１．２４Ｑ
、４１の出力から逆拡散信号を抽出し、この抽出結果か
ら伝送されてきた再生情報出力を得る。
このようにしてＰＮ同朋ループを設けることなく受信さ
れたスペクトラム拡散信号から伝送されてきた情報を確
実に再生できる。
れたスペクトラム拡散信号から伝送されてきた情報を確
実に再生できる。
以下図面について本発明の一実施例を詳述する。
第１図は同期検波方式の復調装置を示すもので、正弦波
信号でなるキャリアを位相シフト変調してなる次式、 ＳＳ、、＝±Ａｃｏｓ（ωＣｔ＋φ）・・・・・・（１
）で表される受信ＳＳ信号５ＳＩＮが！アーム側乗算回
路２１１及びＱアーム側乗算回路２１Ｑに与えられる。
信号でなるキャリアを位相シフト変調してなる次式、 ＳＳ、、＝±Ａｃｏｓ（ωＣｔ＋φ）・・・・・・（１
）で表される受信ＳＳ信号５ＳＩＮが！アーム側乗算回
路２１１及びＱアーム側乗算回路２１Ｑに与えられる。
■アーム側乗算回路２１１には局部発振回路を構成する
ＶＣＯ２２の発振出力Ｌｏｔが与えられ、この発振出力
ＬＯ，がπ／２移相回路２３によってπ／２だけ移相さ
れて、ローカル発振信号ＬＯ，としてＱアーム側乗算回
路２１Ｑに与えられる。
ＶＣＯ２２の発振出力Ｌｏｔが与えられ、この発振出力
ＬＯ，がπ／２移相回路２３によってπ／２だけ移相さ
れて、ローカル発振信号ＬＯ，としてＱアーム側乗算回
路２１Ｑに与えられる。
かくして■アーム側乗算回路２１１には次式、Ｌ ＯＩ
＝ Ｃｏ５（ｔｉｃ ｔ −・” （２）
で表されるローカル発振信号ＬＯ，が（１）式で表され
る受信ＳＳ信号ＳＳ、、に乗算されて、キャリア信号の
２倍の周波数をもつ信号成分と、ローカル発振信号ＬＯ
Ｉ及び受信ＳＳ信号５ＳＩＮの位相差φに基づくビート
成分とを含んでなる次式、Ｓ Ｓ ＩＮＸＬ ＯＨ＝±
Ａ （ｃｏｓ（２ωｃｔ＋φ）＋ ｃｏｓφ〕・・・・
・・（３） で表されるＩアーム信号■を得る。ここでＡは振幅値、
ω。はキャリアの角周波数、φは受信ＳＳ信号５ＳＩＮ
及びＶＣＯ２２の発振出力ＬＯｔ間の位相差を表す。
＝ Ｃｏ５（ｔｉｃ ｔ −・” （２）
で表されるローカル発振信号ＬＯ，が（１）式で表され
る受信ＳＳ信号ＳＳ、、に乗算されて、キャリア信号の
２倍の周波数をもつ信号成分と、ローカル発振信号ＬＯ
Ｉ及び受信ＳＳ信号５ＳＩＮの位相差φに基づくビート
成分とを含んでなる次式、Ｓ Ｓ ＩＮＸＬ ＯＨ＝±
Ａ （ｃｏｓ（２ωｃｔ＋φ）＋ ｃｏｓφ〕・・・・
・・（３） で表されるＩアーム信号■を得る。ここでＡは振幅値、
ω。はキャリアの角周波数、φは受信ＳＳ信号５ＳＩＮ
及びＶＣＯ２２の発振出力ＬＯｔ間の位相差を表す。
これに対してＱアーム側乗算回路２１Ｑにはローカル発
振信号ＬＯ１に対してπ／２位相がずれ１
た次式、 ＬＯ，＝ ５ｉｎ（ｄｃ ｔ
・・・・” （４）で表されるローカル発振信号ＬＯ
０を（１）式で表される受信ＳＳ信号５ＳＩＮと乗算し
て、出力端にキャリア信号の２倍の周波数をもつ信号成
分と、ビート信号成分とを含んでなる次式、 Ｓ Ｓ ＩＮＸ Ｌ Ｏｏ ＝±Ａ （ｓｉｎ（２ω、
ｔ＋φ）＋ ｓｉｎφ〕・・・・・・（５） で表されるＱアームｆ３号Ｑを得る。
振信号ＬＯ１に対してπ／２位相がずれ１
た次式、 ＬＯ，＝ ５ｉｎ（ｄｃ ｔ
・・・・” （４）で表されるローカル発振信号ＬＯ
０を（１）式で表される受信ＳＳ信号５ＳＩＮと乗算し
て、出力端にキャリア信号の２倍の周波数をもつ信号成
分と、ビート信号成分とを含んでなる次式、 Ｓ Ｓ ＩＮＸ Ｌ Ｏｏ ＝±Ａ （ｓｉｎ（２ω、
ｔ＋φ）＋ ｓｉｎφ〕・・・・・・（５） で表されるＱアームｆ３号Ｑを得る。
ここで■アーム信号■のビート成分は、余弦波ＣＯＳφ
になるのに対して、Ｑアーム信号Ｑに含まれるビート成
分は、正弦波ｓｉｎφになり、互いに９０°の位相差を
もつことになる。
になるのに対して、Ｑアーム信号Ｑに含まれるビート成
分は、正弦波ｓｉｎφになり、互いに９０°の位相差を
もつことになる。
Ｉアーム信号■及びＱアーム信号Ｑはマツチドフィルタ
２４１及び２４Ｑにそれぞれ供給される。
２４１及び２４Ｑにそれぞれ供給される。
この場合マツチドフィルタ２４Ｉ及び２４Ｑは表面弾性
波フィルタで構成され、そのくし歯パターンは当該通信
チャンネルに割当てられているＰＮ符号の論理符号配列
を表す各チップ（チップ数をＮとする）の配列パターン
と同一の配列パターンで構成され、か（して当該通信チ
ャンネルのＰＮ符号１周期分がマツチドフィルタ２４１
及び２４Ｑに入ったとき、第１２図について上述したと
同様にして、三角波形状の逆拡散波形Ｐ、Ｉを送出する
。かくして時間の経過に従ってマツチドフィルタ２４Ｉ
及び２４Ｑの出力端には第２図に示すように、ＰＮ符号
の１周期Ｔ１が経過するごとに逆波ｔｌｋ波形Ｐ、ｌを
発生する逆拡散出力ＩＩ及びＱＩＩがそれぞれ送出され
る。
波フィルタで構成され、そのくし歯パターンは当該通信
チャンネルに割当てられているＰＮ符号の論理符号配列
を表す各チップ（チップ数をＮとする）の配列パターン
と同一の配列パターンで構成され、か（して当該通信チ
ャンネルのＰＮ符号１周期分がマツチドフィルタ２４１
及び２４Ｑに入ったとき、第１２図について上述したと
同様にして、三角波形状の逆拡散波形Ｐ、Ｉを送出する
。かくして時間の経過に従ってマツチドフィルタ２４Ｉ
及び２４Ｑの出力端には第２図に示すように、ＰＮ符号
の１周期Ｔ１が経過するごとに逆波ｔｌｋ波形Ｐ、ｌを
発生する逆拡散出力ＩＩ及びＱＩＩがそれぞれ送出され
る。
逆拡散出力Ｉ８及びＱＩＩにはキャリアの２倍の周波数
成分とビート成分とが含まれているので（（３）式及び
（５）式）、第２図（Ａ）に示すように三角波形をエン
ベロープとする逆拡散出力■１及びＱ９を送出する。
成分とビート成分とが含まれているので（（３）式及び
（５）式）、第２図（Ａ）に示すように三角波形をエン
ベロープとする逆拡散出力■１及びＱ９を送出する。
逆波ｎｋ出力１．及びＱ、Ｉはそれぞれローパスフィル
タ２５Ｉ及び２５Ｑによってキャリアの２倍の周波数の
信号成分を除去し、 これにより第２図（Ｂ）に示す三
角波エンベロープ信号１１１Ｋ及びＱＲＸを抽出回路２
６を構成するホールド回路２８Ｉ及び２８Ｑに入力する
。
タ２５Ｉ及び２５Ｑによってキャリアの２倍の周波数の
信号成分を除去し、 これにより第２図（Ｂ）に示す三
角波エンベロープ信号１１１Ｋ及びＱＲＸを抽出回路２
６を構成するホールド回路２８Ｉ及び２８Ｑに入力する
。
逆拡散出力■７及びＱＩＩは、抽出信号形成回路２９の
２乗加算回路３０に与えられ、次式、Ｓ １ ＝ ＩＮ
” ＋ＱＲ” ・・・・・・（６）で表され
る２乗加算出力３１を得る。２乗加算出力Ｓｔは逆拡散
出力■９及びＱ、Ｉに含まれている周波数成分が正及び
負の間を変化するのに対して、これを２乗した正の値と
して得て両者を加算した内容をもち、 従ってエンベロ
ープ信号ＩＩＩＫ及びＱＲＸ（第２図（Ｂ））が三角波
形Ｐ、Ｉを発生したとき、これに応じて正方向に立上が
るパルス出力が２乗加算出力Ｓ１として得られる。
２乗加算回路３０に与えられ、次式、Ｓ １ ＝ ＩＮ
” ＋ＱＲ” ・・・・・・（６）で表され
る２乗加算出力３１を得る。２乗加算出力Ｓｔは逆拡散
出力■９及びＱ、Ｉに含まれている周波数成分が正及び
負の間を変化するのに対して、これを２乗した正の値と
して得て両者を加算した内容をもち、 従ってエンベロ
ープ信号ＩＩＩＫ及びＱＲＸ（第２図（Ｂ））が三角波
形Ｐ、Ｉを発生したとき、これに応じて正方向に立上が
るパルス出力が２乗加算出力Ｓ１として得られる。
この２乗加算出力Ｓ１はレベル判定回路３１に与えられ
、２乗加算出力Ｓ１が所定のレベル（第２図（Ｃ）に示
すように、エンベロープ信号！＋１１１及びＱ、ＩＸの
レベルＬｌに対応する）を越えたとき判定出力Ｓ２を発
生し、これを■アーム側に−ルド回路２８１及びＱアー
ム側ホールド回路２８Ｑに抽出信号として与える。
、２乗加算出力Ｓ１が所定のレベル（第２図（Ｃ）に示
すように、エンベロープ信号！＋１１１及びＱ、ＩＸの
レベルＬｌに対応する）を越えたとき判定出力Ｓ２を発
生し、これを■アーム側に−ルド回路２８１及びＱアー
ム側ホールド回路２８Ｑに抽出信号として与える。
このときホールド回路２８１及び２８Ｑは、抽出信号Ｓ
２が発生したタイミングにおけるエンベロープ信号Ｉ、
ＩＸ及びＱ、ｌＸをサンプリングホールドする。ここで
エンベロープ信号■。及びＱＲＸは逆拡散出力ｒＲ及び
Ｑ、の位相シフト方向に応じた極性をもち、かつ逆拡散
出力■１及びＱ、Ｉの三角波形出力ＰＲのピーク値又は
その近傍の値をホールドする。
２が発生したタイミングにおけるエンベロープ信号Ｉ、
ＩＸ及びＱ、ｌＸをサンプリングホールドする。ここで
エンベロープ信号■。及びＱＲＸは逆拡散出力ｒＲ及び
Ｑ、の位相シフト方向に応じた極性をもち、かつ逆拡散
出力■１及びＱ、Ｉの三角波形出力ＰＲのピーク値又は
その近傍の値をホールドする。
ところで逆拡散出力■え及びＱＲは第２図（Ａ）につい
て上述したようにＰＮ符号の１周期Ｔ１間隔で発生し、
その周期は位相シフト変調信号として含まれている情報
信号の周期に対して十分に短い周期をもっている。従っ
てホールド回路２８Ｉ及び２８Ｑには実際上、論理ｒｌ
Ｊの位相シフト区間の間に多数の三角波形出力Ｐ、Ｉが
発生することによって論理「１」に対応する正の信号レ
ベルがホールドされ、その後続いて情報信号の論理「０
」を表す位相シフト区間になるとこれに対応して負の信
号レベルがホールドされることになる。
て上述したようにＰＮ符号の１周期Ｔ１間隔で発生し、
その周期は位相シフト変調信号として含まれている情報
信号の周期に対して十分に短い周期をもっている。従っ
てホールド回路２８Ｉ及び２８Ｑには実際上、論理ｒｌ
Ｊの位相シフト区間の間に多数の三角波形出力Ｐ、Ｉが
発生することによって論理「１」に対応する正の信号レ
ベルがホールドされ、その後続いて情報信号の論理「０
」を表す位相シフト区間になるとこれに対応して負の信
号レベルがホールドされることになる。
か（してホールド回路２８１及び２８Ｑにホールドされ
た信号レベルはレベル出力ＬＶ、及びＬＶｏとして送出
される。レベル信号ＬＶ、はリミ１ ツタ３２
において正及び負の所定レベル（論理「１」及び「０」
レベルに相当する）にリミットされ、再生ＩＦ７Ｎ出力
ＩＮＦとして送出される。
た信号レベルはレベル出力ＬＶ、及びＬＶｏとして送出
される。レベル信号ＬＶ、はリミ１ ツタ３２
において正及び負の所定レベル（論理「１」及び「０」
レベルに相当する）にリミットされ、再生ＩＦ７Ｎ出力
ＩＮＦとして送出される。
これに加えて再生悄輯出力ＩＮＦは乗算回路３３におい
てレベル信号ＬＶＱと乗算され、その乗算出力が局部発
振回路を構成するＶＣＯ２２に発振制御信号Ｓ３として
与えられる。
てレベル信号ＬＶＱと乗算され、その乗算出力が局部発
振回路を構成するＶＣＯ２２に発振制御信号Ｓ３として
与えられる。
ここでボールド回路２８Ｉ及び２８Ｑから得られるレベ
ル信号ＬＶ＋及びＬＶ、は、逆拡散出力ＩＲ及びＱｌか
らキャリア成分を除去した信号で°、あるので、受信Ｓ
Ｓ信号５ＳＩＮのキャリア信号とＶＣＯ２２の発振出力
ＬＯＩ との位相差φに相当するビート周波数で振幅が
変動する。この逆拡散出力■宵及びＱ７に対するビート
成分の影響を考えると、マツチドフィルタ２４Ｉ及び２
４Ｑから得られるレベル出力ＬＶ、及びＬＶ、に含まれ
ている三角波信号ＰＩＩのピーク値が、第３図（Ａ）及
び（Ｂ）に示すように、ビート周波数で正方向及び負方
向に変化している。そしてその変化の位相は、■アーム
側のレベル信号Ｌ Ｖ ｒに含まれるビート成分がｃｏ
ｓφで表されるのに対して、Ｑアーム側のレベル信号Ｌ
Ｖ、に含まれるビート成分は、ｓｉｎφで表される。
ル信号ＬＶ＋及びＬＶ、は、逆拡散出力ＩＲ及びＱｌか
らキャリア成分を除去した信号で°、あるので、受信Ｓ
Ｓ信号５ＳＩＮのキャリア信号とＶＣＯ２２の発振出力
ＬＯＩ との位相差φに相当するビート周波数で振幅が
変動する。この逆拡散出力■宵及びＱ７に対するビート
成分の影響を考えると、マツチドフィルタ２４Ｉ及び２
４Ｑから得られるレベル出力ＬＶ、及びＬＶ、に含まれ
ている三角波信号ＰＩＩのピーク値が、第３図（Ａ）及
び（Ｂ）に示すように、ビート周波数で正方向及び負方
向に変化している。そしてその変化の位相は、■アーム
側のレベル信号Ｌ Ｖ ｒに含まれるビート成分がｃｏ
ｓφで表されるのに対して、Ｑアーム側のレベル信号Ｌ
Ｖ、に含まれるビート成分は、ｓｉｎφで表される。
ところが■アーム側のレベル信号ＬＶ、はリミッタ３２
によってリミットされて情報信号ＩＮＦに変換されるの
で、情報信号ＩＮＦは−π／２〜＋π／２の間に＋１の
レベル又は−１のレベルにリミットされている。従って
乗算回路３３の出力Ｓ３は次式、 ５３＝（±Ａ ｓｉｎφ）×（＋１） ＝Ａｓｔｎ φ ・・・・・・（７）で
表される。（７）式において、φはＶＣＯ２２の発振出
力ＬＯ，と、受信ＳＳ信号ＳＳ、、のキャリア信号との
位相差を表しているから、発振制御信号Ｓ３は第４図に
示すように、位相差φが−π／２から＋π／２の範囲で
変化したとき（７）式で表される発振制御信号Ｓ３を得
ることができ、この発振制御信号Ｓ３を用いてＶＣＯ２
２を制御することによって、当該位相差を０に戻すこと
ができることを意味している。そして位相差φを０にす
ることができればレベル信号ＬＶ、の三角波形出力Ｐ、
ｌのピーク値がビートによって変化しなくなるので、そ
の信号レベルが伝送されて来た情報信号の位相シフト量
を表わすことになる。
によってリミットされて情報信号ＩＮＦに変換されるの
で、情報信号ＩＮＦは−π／２〜＋π／２の間に＋１の
レベル又は−１のレベルにリミットされている。従って
乗算回路３３の出力Ｓ３は次式、 ５３＝（±Ａ ｓｉｎφ）×（＋１） ＝Ａｓｔｎ φ ・・・・・・（７）で
表される。（７）式において、φはＶＣＯ２２の発振出
力ＬＯ，と、受信ＳＳ信号ＳＳ、、のキャリア信号との
位相差を表しているから、発振制御信号Ｓ３は第４図に
示すように、位相差φが−π／２から＋π／２の範囲で
変化したとき（７）式で表される発振制御信号Ｓ３を得
ることができ、この発振制御信号Ｓ３を用いてＶＣＯ２
２を制御することによって、当該位相差を０に戻すこと
ができることを意味している。そして位相差φを０にす
ることができればレベル信号ＬＶ、の三角波形出力Ｐ、
ｌのピーク値がビートによって変化しなくなるので、そ
の信号レベルが伝送されて来た情報信号の位相シフト量
を表わすことになる。
第１図の構成において、■アーム側乗算回路２１１及び
Ｑアーム側乗算回路２１Ｑにおいて余弦波信号でなるロ
ーカル発振信号Ｌ Ｏ＋及び正弦波信号でなるローカル
発振信号ＬＯ０が乗算され、その結果得られる■アーム
信号Ｉ及びＱアーム信号Ｑがマツチドフィルタ２４１及
び２４Ｑに入力されることにより、受信ＳＳ信号５ＳＩ
Ｈに含まれているＰＮ符号１周期分がマツチドフィルタ
２４Ｉ及び２４Ｑに入ったタイミングで、第２図につい
て上述した三角波形出力ＰＲが発生され、この三角波形
出力Ｐ、Ｉに対して第３図について上述したように、局
部発振器としてのＶＣＯ２２の発振周波数と、受信ＳＳ
信号のキャリアとの周波数差に基づくビート成分が重畳
していることにより、マツチドフィルタ２４１及び２４
Ｑの出力端に得られる逆拡散出力ＩＲ及びＱ、ｌは、第
５図（Ａ１）及び（Ａ２）に示すように、ビート成分が
互いに９０°位相がずれた関係をもちながら三角波形出
力Ｐ□をＰＮ信号の周期Ｔ１ごとに発生する。
Ｑアーム側乗算回路２１Ｑにおいて余弦波信号でなるロ
ーカル発振信号Ｌ Ｏ＋及び正弦波信号でなるローカル
発振信号ＬＯ０が乗算され、その結果得られる■アーム
信号Ｉ及びＱアーム信号Ｑがマツチドフィルタ２４１及
び２４Ｑに入力されることにより、受信ＳＳ信号５ＳＩ
Ｈに含まれているＰＮ符号１周期分がマツチドフィルタ
２４Ｉ及び２４Ｑに入ったタイミングで、第２図につい
て上述した三角波形出力ＰＲが発生され、この三角波形
出力Ｐ、Ｉに対して第３図について上述したように、局
部発振器としてのＶＣＯ２２の発振周波数と、受信ＳＳ
信号のキャリアとの周波数差に基づくビート成分が重畳
していることにより、マツチドフィルタ２４１及び２４
Ｑの出力端に得られる逆拡散出力ＩＲ及びＱ、ｌは、第
５図（Ａ１）及び（Ａ２）に示すように、ビート成分が
互いに９０°位相がずれた関係をもちながら三角波形出
力Ｐ□をＰＮ信号の周期Ｔ１ごとに発生する。
ここで各三角波形出力ＰＲが生じている時間の間に、受
信ＳＳ信号５ＳＩＮとして情報信号によって位相シフト
キーイング変調されたキャリアがマツチドフィルタ２４
１及び２４Ｑを通じて取込まれて行く。
信ＳＳ信号５ＳＩＮとして情報信号によって位相シフト
キーイング変調されたキャリアがマツチドフィルタ２４
１及び２４Ｑを通じて取込まれて行く。
この逆拡ｆｌｋ出力ＩＲ及びＱＲは抽出信号形成回路２
９の２乗加算回路３０によって２乗加算された後、レベ
ル判定回路３１が三角波形出力ｉのピーク時間位置を判
定し、かくして三角波形ＰＲのピーク時間位置又はその
近傍位置に同期したタイミングで抽出信号Ｓ２（第５図
（Ｂ））を発生する。ここで抽出信号Ｓ２を逆拡ｎｋ出
力■、及びＱ３の２乗加算出力Ｓ１に基づいて得るよう
にしたことにより、ＶＣＯ２２の発振周波数が受信ＳＳ
信号５ＳＩＮのキャリア周波数からずれているためにビ
ートが発生していても、２乗加算出力Ｓ１はこのビート
成分に対してはほぼ一定値になるこ！ と
により、このビート成分の影響を受けずに正しく三角波
ＰＲのピーク位置に対応したホールド信号Ｓ２を得るこ
とができる。
９の２乗加算回路３０によって２乗加算された後、レベ
ル判定回路３１が三角波形出力ｉのピーク時間位置を判
定し、かくして三角波形ＰＲのピーク時間位置又はその
近傍位置に同期したタイミングで抽出信号Ｓ２（第５図
（Ｂ））を発生する。ここで抽出信号Ｓ２を逆拡ｎｋ出
力■、及びＱ３の２乗加算出力Ｓ１に基づいて得るよう
にしたことにより、ＶＣＯ２２の発振周波数が受信ＳＳ
信号５ＳＩＮのキャリア周波数からずれているためにビ
ートが発生していても、２乗加算出力Ｓ１はこのビート
成分に対してはほぼ一定値になるこ！ と
により、このビート成分の影響を受けずに正しく三角波
ＰＲのピーク位置に対応したホールド信号Ｓ２を得るこ
とができる。
かくしてＩアーム側ホールド回路２８１のレヘル信号Ｌ
Ｖ、は、第５図（Ｃ）に示すように、受信ＳＳ信号ＳＳ
＋Ｈのキャリアの位相が情報信号に基づいて位相シフト
していること、及びこれに重畳してＶＣＯ２２の発振出
力とキャリア信号との位相差に基づくビート成分が発生
していることの結果としてレベルが変動する。このレベ
ル信号Ｌｖ１のレベル変動はリミッタ３２において＋１
又は−１の信号レベルに変換され、再生情報出力ＩＮＦ
として送出されると共に、乗算回路３３に供給される。
Ｖ、は、第５図（Ｃ）に示すように、受信ＳＳ信号ＳＳ
＋Ｈのキャリアの位相が情報信号に基づいて位相シフト
していること、及びこれに重畳してＶＣＯ２２の発振出
力とキャリア信号との位相差に基づくビート成分が発生
していることの結果としてレベルが変動する。このレベ
ル信号Ｌｖ１のレベル変動はリミッタ３２において＋１
又は−１の信号レベルに変換され、再生情報出力ＩＮＦ
として送出されると共に、乗算回路３３に供給される。
乗算回路３３はＶＣＯ２２の発振出力と、受信ＳＳ信号
５ＳＩＮのキャリア周波数との間に偏差があれば、逆拡
散出力ＩＮ及びＱｌｌにビート成分が重畳されることに
より、上述の（７）式に基づく発振制御信号Ｓ３を生じ
て、当該位相差φがＯになるようにＶＣＯ２２の発振周
波数を制御する。
５ＳＩＮのキャリア周波数との間に偏差があれば、逆拡
散出力ＩＮ及びＱｌｌにビート成分が重畳されることに
より、上述の（７）式に基づく発振制御信号Ｓ３を生じ
て、当該位相差φがＯになるようにＶＣＯ２２の発振周
波数を制御する。
かくして位相差φが０になったとき、逆拡散出力ｌ、Ｉ
及びＱ、Ｉの包絡線は第５図（Ａ１）及び（Ａ２）の状
態から、ビート成分が除去されて一定値になる状態に制
御される。従ってホールド回路２８■のレベル信号ＬＶ
、も、第５図（Ｃ）に示す状態から、ビート成分による
包絡線の変化を除去したレベル変化をすることになり、
その結果再生情報出力ＩＮＦとして第５図（Ｄ）に示す
ように受信ＳＳ信号５ＳＩＮにおいてキャリアを位相シ
フト変調している情報信号が取出されることになる。
及びＱ、Ｉの包絡線は第５図（Ａ１）及び（Ａ２）の状
態から、ビート成分が除去されて一定値になる状態に制
御される。従ってホールド回路２８■のレベル信号ＬＶ
、も、第５図（Ｃ）に示す状態から、ビート成分による
包絡線の変化を除去したレベル変化をすることになり、
その結果再生情報出力ＩＮＦとして第５図（Ｄ）に示す
ように受信ＳＳ信号５ＳＩＮにおいてキャリアを位相シ
フト変調している情報信号が取出されることになる。
第１図の構成によれば、ＰＮ符号によってスペクトラム
拡１１（処理された受信ＳＳ信号５ＳｔＨを逆波１１に
処理することによって情報信号を復調することができる
が、受信ＳＳ信号□に対してＰＮ同期させるようなルー
プを復調回路に設けずに、受信ＳＳ信号５ＳＩＮから直
接情報信号を復調し得る。
拡１１（処理された受信ＳＳ信号５ＳｔＨを逆波１１に
処理することによって情報信号を復調することができる
が、受信ＳＳ信号□に対してＰＮ同期させるようなルー
プを復調回路に設けずに、受信ＳＳ信号５ＳＩＮから直
接情報信号を復調し得る。
因に第１図の構成においては、受信ＳＳ信号５ＳＩＮを
時間の経過に従ってマツチドフィルタに入力することに
より、ＰＮ符号の周期をもつ三角波形出力Ｐ、を有する
逆拡散出力■８及びＱ、Ｉに変換すると共に、当該三角
波形出力ＰＲのピーク値の時間位置に同ｊｔＪｌｌ、た
抽出信号を発生し、この抽出信号によって逆拡散出力Ｉ
Ｒの信号を取込むようにしたことにより、伝送されてき
た情報信号を失うことなく確実に再生することができる
。
時間の経過に従ってマツチドフィルタに入力することに
より、ＰＮ符号の周期をもつ三角波形出力Ｐ、を有する
逆拡散出力■８及びＱ、Ｉに変換すると共に、当該三角
波形出力ＰＲのピーク値の時間位置に同ｊｔＪｌｌ、た
抽出信号を発生し、この抽出信号によって逆拡散出力Ｉ
Ｒの信号を取込むようにしたことにより、伝送されてき
た情報信号を失うことなく確実に再生することができる
。
第６図は本発明の他の実施例を示すもので、この場合の
復調装置は、遅延検波方式を有する。この場合、受信Ｓ
Ｓ信号ＳＳ□がマツチドフィルタ４１に時間の経過に従
って入力されると、第２図（Ａ）について上述したと同
様にして三角波形出力Ｐ１１を有するフィルタ出力ＭＦ
Ｏを得る。
復調装置は、遅延検波方式を有する。この場合、受信Ｓ
Ｓ信号ＳＳ□がマツチドフィルタ４１に時間の経過に従
って入力されると、第２図（Ａ）について上述したと同
様にして三角波形出力Ｐ１１を有するフィルタ出力ＭＦ
Ｏを得る。
このフィルタ出力ＭＦＯは乗算回路４２に人力されると
共に、遅延回路４３においてキャリア信号のπ／２だけ
遅延され、その遅延出力ＭＦＯＸが乗算回路４２におい
てフィルタ出力ＭＦＯと乗算され、キャリア信号の２倍
の周波数の信号成分に三角波形出力Ｐ、Ｉでエンベロー
プを付与した第２図（Ａ）に示すと同様の乗算出力Ｓｌ
ｌを得る。
共に、遅延回路４３においてキャリア信号のπ／２だけ
遅延され、その遅延出力ＭＦＯＸが乗算回路４２におい
てフィルタ出力ＭＦＯと乗算され、キャリア信号の２倍
の周波数の信号成分に三角波形出力Ｐ、Ｉでエンベロー
プを付与した第２図（Ａ）に示すと同様の乗算出力Ｓｌ
ｌを得る。
この乗算出力Ｓｌｌはローパスフィルタ４４においてキ
ャリア信号成分を除去されて第２図（Ｂ）について上述
したと同様のエンベロープ出力Ｓ１２に変換され、抽出
回路４５に入力される。
ャリア信号成分を除去されて第２図（Ｂ）について上述
したと同様のエンベロープ出力Ｓ１２に変換され、抽出
回路４５に入力される。
一方フィルタ出力ＭＦＯが抽出信号形成回路４６のエン
ベロープ検波回路４７に与えられ、フィルタ出力ＭＦＯ
のエンベロープ（従って第２図（Ａ）における三角波形
ＰＲのエンベロープの変化）を表すエンベロープ出力Ｓ
１３が得られ、そのレベルの変化がレベル判定回路４８
において判定される。かくしてレベル判定回路４８から
第２図（Ｃ）について上述したと同様に、三角波形ＰＲ
がピークになる時点又はその近傍の時点のタイミングで
発生する抽出パルス信号Ｓ１４が得られる。
ベロープ検波回路４７に与えられ、フィルタ出力ＭＦＯ
のエンベロープ（従って第２図（Ａ）における三角波形
ＰＲのエンベロープの変化）を表すエンベロープ出力Ｓ
１３が得られ、そのレベルの変化がレベル判定回路４８
において判定される。かくしてレベル判定回路４８から
第２図（Ｃ）について上述したと同様に、三角波形ＰＲ
がピークになる時点又はその近傍の時点のタイミングで
発生する抽出パルス信号Ｓ１４が得られる。
この抽出信号Ｓ１４は抽出回路４５に入力され、か（し
て三角波形ＰＲのピークのタイミングにおける乗算出力
Ｓ１２の信号レベルが抽出されて再生情報出力ＩＮＦと
して送出される。
て三角波形ＰＲのピークのタイミングにおける乗算出力
Ｓ１２の信号レベルが抽出されて再生情報出力ＩＮＦと
して送出される。
第一１＝６図の構成において、マツチドフィルタ４１の
出力端に得られるフィルタ出力ＭＦＯのうち、三角波形
ＰＲのピークのタイミングで抽出信号形成回路４６にお
いて抽出信号Ｓ１４を発生するこ！ とによっ
て、 このタイミングで受信ＳＳ信号５ＳＩＮに含まれ
ている情報信号が抽出回路４５に取込まれ、これが再生
情報出力ＩＮＦとして送出される。
出力端に得られるフィルタ出力ＭＦＯのうち、三角波形
ＰＲのピークのタイミングで抽出信号形成回路４６にお
いて抽出信号Ｓ１４を発生するこ！ とによっ
て、 このタイミングで受信ＳＳ信号５ＳＩＮに含まれ
ている情報信号が抽出回路４５に取込まれ、これが再生
情報出力ＩＮＦとして送出される。
従って第６図の構成によれば、マツチドフィルタ４１か
ら時間の経過に従ってＰＮ符号の周期ごとに発生する三
角波形出力Ｐ、のピークのタイミングで抽出信号Ｓ１４
を形成するようにしたことにより、この抽出信号Ｓ１４
によって受信ＳＳ信号ＳＳＩＭに含まれている情報信号
を確実に抽出回路４５に取込むことができ、かくして従
来の場合のようにＰＮＮ同舟ループもたずに再生情報出
力ＩＮＦを確実に復調できる復調装置を得ることができ
る。
ら時間の経過に従ってＰＮ符号の周期ごとに発生する三
角波形出力Ｐ、のピークのタイミングで抽出信号Ｓ１４
を形成するようにしたことにより、この抽出信号Ｓ１４
によって受信ＳＳ信号ＳＳＩＭに含まれている情報信号
を確実に抽出回路４５に取込むことができ、かくして従
来の場合のようにＰＮＮ同舟ループもたずに再生情報出
力ＩＮＦを確実に復調できる復調装置を得ることができ
る。
なお上述においては、マツチドフィルタとして受信ＳＳ
信号に含まれるＰＮ符号の１周期ごとに三角波形出力Ｐ
８を得るようにした構成のものを用いたが、これに代え
、第７図に示すようにＰＮ符号１周期の間に複数個の三
角波形Ｐ、ｌを発生させることによって抽出信号が取込
む情幸Ｉ！量を増大させるようにし得る。すなわち第７
図において、マツチドフィルタ回路５１は２つのマツチ
ドフィルタ５１Ａ及び５１Ｂに受信ＳＳ信号ＳＳ、、を
受け、その出力ＭＦＯＡ及びＭＦＯＢを加算回路又はス
イッチ回路で構成された合成回路５２を通じてマツチド
フィルタ出力ＭＦｏＬＩ７として送出する。
信号に含まれるＰＮ符号の１周期ごとに三角波形出力Ｐ
８を得るようにした構成のものを用いたが、これに代え
、第７図に示すようにＰＮ符号１周期の間に複数個の三
角波形Ｐ、ｌを発生させることによって抽出信号が取込
む情幸Ｉ！量を増大させるようにし得る。すなわち第７
図において、マツチドフィルタ回路５１は２つのマツチ
ドフィルタ５１Ａ及び５１Ｂに受信ＳＳ信号ＳＳ、、を
受け、その出力ＭＦＯＡ及びＭＦＯＢを加算回路又はス
イッチ回路で構成された合成回路５２を通じてマツチド
フィルタ出力ＭＦｏＬＩ７として送出する。
ここで第２のマツチドフィルタ５１Ｂのフィルタパター
ンは、第１のマツチドフィルタ５１Ａのフィルタパター
ンに対して、ＰＮ符号１周期の区間の約半分だけずれた
パターンを有し、かくして第１のマツチドフィルタ５１
Ａにおいて第８図（Ａ）に示すような位相で出力ＭＦＯ
Ａが得られたとき、第２のマツチドフィルタ５１Ｂの出
力ＭＦＯＢの位相は、出力ＭＦＯＡに対してｌ／２周期
だけずれた位相をもっている。
ンは、第１のマツチドフィルタ５１Ａのフィルタパター
ンに対して、ＰＮ符号１周期の区間の約半分だけずれた
パターンを有し、かくして第１のマツチドフィルタ５１
Ａにおいて第８図（Ａ）に示すような位相で出力ＭＦＯ
Ａが得られたとき、第２のマツチドフィルタ５１Ｂの出
力ＭＦＯＢの位相は、出力ＭＦＯＡに対してｌ／２周期
だけずれた位相をもっている。
第７図の構成によれば、合成回路５２から出力されるマ
ツチドフィルタ出力Ｍ Ｆ ｏ ｕ□は、第８図（Ｃ）
に示すように、出力ＭＦＯＡ及びＭＦＯＢの和になるの
で、三角波形出力ＰＲの周期が出力ＭＦＯＡ及びＭＦＯ
Ｂの２倍になる。かくして第７図のような構成のマツチ
ドフィルタ回路を用いれば、上述の実施例のマツチドフ
ィルタに対して２倍のサンプリング点をもつ復調装置を
実現し得る。
ツチドフィルタ出力Ｍ Ｆ ｏ ｕ□は、第８図（Ｃ）
に示すように、出力ＭＦＯＡ及びＭＦＯＢの和になるの
で、三角波形出力ＰＲの周期が出力ＭＦＯＡ及びＭＦＯ
Ｂの２倍になる。かくして第７図のような構成のマツチ
ドフィルタ回路を用いれば、上述の実施例のマツチドフ
ィルタに対して２倍のサンプリング点をもつ復調装置を
実現し得る。
なお第７図においては、マツチドフィルタを２系列設け
た場合について述べたが、これに限らす３系列以上の複
数系列を設けても良く、かくすれば、サンプリングポイ
ントを必要に応じて複数倍に増加させることができる。
た場合について述べたが、これに限らす３系列以上の複
数系列を設けても良く、かくすれば、サンプリングポイ
ントを必要に応じて複数倍に増加させることができる。
また（３）式及び（５）式において、ＶＣＯ２２の発振
周波数を受信ＳＳ信号５ＳＩＮのキャリア周波数に一致
させるように選定したが、これに代え、所定の周波数差
をもたせることにより乗算出力のキャリアの周波数を中
間周波に変換させるようにしても良い。この場合中間周
波の周波数をマツチドフィルタの動作周波数に選定する
。このようにする場合、マツチドフィルタの出力側に中
間周波除去用の乗算器及びローパスフィルタを設けるこ
とにより、マツチドフィルタの出力からエンベロープ出
力を得るようにすれば良い。
周波数を受信ＳＳ信号５ＳＩＮのキャリア周波数に一致
させるように選定したが、これに代え、所定の周波数差
をもたせることにより乗算出力のキャリアの周波数を中
間周波に変換させるようにしても良い。この場合中間周
波の周波数をマツチドフィルタの動作周波数に選定する
。このようにする場合、マツチドフィルタの出力側に中
間周波除去用の乗算器及びローパスフィルタを設けるこ
とにより、マツチドフィルタの出力からエンベロープ出
力を得るようにすれば良い。
以上のように本発明によれば、受信ＳＳ信号ＳＳ１，１
から情報信号を復調するにつき、ＰＮ同朋ル−プを設け
る必要をなくし得、この分節易な構成の復調装置を容易
に得ることができる。
から情報信号を復調するにつき、ＰＮ同朋ル−プを設け
る必要をなくし得、この分節易な構成の復調装置を容易
に得ることができる。
第１図は本発明によるスペクトラム拡散通信復調装置の
一実施例を示すブロック図、第２図〜第５図はその各部
の信号及び特性を示す信号波形図及び特性曲線図、第６
図は本発明の他の実施例を示すブロック図、第７図は本
発明のさらに他の実施例を示すブロック図、第８図はそ
の各部の信号を示す信号波形図、第９図〜第１１図は従
来のＳＳ通信復調装置の構成を示すブロック図、第１２
図はその逆拡散波形を示す信号波形図である。 ２１１．２１Ｑ・・・・・・乗算回路、２２・・・・・
・局部発振回路、２３・・・・・・π／２移相回路、２
４１．２４Ｑ・・・・・・マツチドフィルタ、２６・・
・・・・抽出回路、２８Ｉ、２８Ｑ・・・・・・ホール
ド回路、２９・・・・・・抽出信号形成回路、３２・・
・・・・リミッタ、３３・・・・・・乗算回路
一実施例を示すブロック図、第２図〜第５図はその各部
の信号及び特性を示す信号波形図及び特性曲線図、第６
図は本発明の他の実施例を示すブロック図、第７図は本
発明のさらに他の実施例を示すブロック図、第８図はそ
の各部の信号を示す信号波形図、第９図〜第１１図は従
来のＳＳ通信復調装置の構成を示すブロック図、第１２
図はその逆拡散波形を示す信号波形図である。 ２１１．２１Ｑ・・・・・・乗算回路、２２・・・・・
・局部発振回路、２３・・・・・・π／２移相回路、２
４１．２４Ｑ・・・・・・マツチドフィルタ、２６・・
・・・・抽出回路、２８Ｉ、２８Ｑ・・・・・・ホール
ド回路、２９・・・・・・抽出信号形成回路、３２・・
・・・・リミッタ、３３・・・・・・乗算回路
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 （ａ）スペクトラム拡散信号を受けて当該通信チャンネ
ルに割当てられたＰＮ符号との相関が得られた時逆拡散
信号を送出するマッチドフィルタ構成の相関手段と、 （ｂ）相関が得られた時上記相関手段の出力端に生ずる
三角波形出力のピーク時間位置又はその近傍の時間位置
を検出して抽出信号を発生する抽出信号形成手段と、 （ｃ）上記抽出信号を受けて上記逆拡散信号を抽出し、
当該抽出結果から伝送されて来た再生情報出力を得る情
報出力抽出手段と、 を具えることを特徴とするスペクトラム拡散通信復調装
置。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59214599A JPS6193746A (ja) | 1984-10-12 | 1984-10-12 | スペクトラム拡散通信復調装置 |
| CA000492463A CA1260141A (en) | 1984-10-12 | 1985-10-08 | Decoder for spectrum diffusion signals |
| US06/785,854 US4651327A (en) | 1984-10-12 | 1985-10-09 | Decoder for spectrum diffusion signals |
| AU48491/85A AU588256B2 (en) | 1984-10-12 | 1985-10-10 | Decoder for spectrum diffusion signals |
| AT85112868T ATE62572T1 (de) | 1984-10-12 | 1985-10-10 | Dekoder fuer signale mit gespreiztem spektrum. |
| DE8585112868T DE3582469D1 (de) | 1984-10-12 | 1985-10-10 | Dekoder fuer signale mit gespreiztem spektrum. |
| EP85112868A EP0177963B1 (en) | 1984-10-12 | 1985-10-10 | Decoder for spectrum diffusion signals |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59214599A JPS6193746A (ja) | 1984-10-12 | 1984-10-12 | スペクトラム拡散通信復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6193746A true JPS6193746A (ja) | 1986-05-12 |
Family
ID=16658381
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59214599A Expired - Lifetime JPS6193746A (ja) | 1984-10-12 | 1984-10-12 | スペクトラム拡散通信復調装置 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4651327A (ja) |
| EP (1) | EP0177963B1 (ja) |
| JP (1) | JPS6193746A (ja) |
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| AU (1) | AU588256B2 (ja) |
| CA (1) | CA1260141A (ja) |
| DE (1) | DE3582469D1 (ja) |
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- 1985-10-10 EP EP85112868A patent/EP0177963B1/en not_active Expired - Lifetime
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Also Published As
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|---|---|
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| AU588256B2 (en) | 1989-09-14 |
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