JPS6210458B2

JPS6210458B2 -

Info

Publication number: JPS6210458B2
Application number: JP1855480A
Authority: JP
Inventors: Yutaka Yasuda; Toshio Takahashi; Koichi Konnai; Teisuke Kurokawa
Original assignee: Kokusai Denshin Denwa KK
Current assignee: KDDI Corp
Priority date: 1980-02-19
Filing date: 1980-02-19
Publication date: 1987-03-06
Also published as: JPS56116350A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、PCM方式等により符号化された音
声信号や各種データの伝送に代表されるデイジタ
ル通信において、PSK変調方式と軟判定（ソフト
デシジヨン）復調方式を用いることが効果的な誤
り訂正装置や各種信号処理装置の伝送路雑音に関
する特性測定に有効な軟判定復調用擬似雑音発生
装置に関する。

近年、符号化された音声や各種データを伝送す
るデイジタル通信が盛んとなつてきている。それ
らのデイジタル信号の伝送には一般にPSKなどの
デイジタル変復調技術が用いられる。一方、この
デイジタル変調された信号が伝送路上で雑音など
の影響を受けた場合、復調後のデイジタル信号中
にビツト誤りを生起させることは周知の通りであ
り、これらの誤りを受信側で訂正しようとする誤
り訂正装置の研究も盛んである。このような目的
で使用される強力な誤り訂正方式の代表的なもの
として例えばたたみ込み符号化・ビタービ復号法
が挙げられる。たたみ込み符号化とは、過去の入
力信号系列をもとに連鎖的に順次符号化を行い符
号化された信号間に一定の相関を持たせてゆく符
号化方式であり、ビタービ復号法とは、その相関
を利用して雑音の影響を受けた受信信号から、た
たみ込み符号化前の最も確からしい送信信号系列
を能率よく推測する最尤復号法である。

こうした符号化・復号法を用いる場合、前述の
ような雑音の影響を受けたPSK変調波の復調時
に、復調前の信号が持つているアナログ情報をで
きるだけ失わないようにデイジタル化して復調デ
ータをとり出すことが極めて重要である。この目
的から、近年、通常の“０”か“１”かの２値復
調データ（ビツト）にそのデータの確かさの情報
をも付加して出力する軟判定復調法が使用され始
めた。

ここで、CPSK軟判定復調法について簡単に説
明しておく。

通常、PSK変調された送信信号に分散N₀／２
（N₀；片側雑音電力密度）のランダム雑音が加わ
つた受信信号をコヒーレント検波した時の各直交
成分毎の受信信号振幅ｒは、理想的なマツチドフ
イルタにより通信路で生じる符号間干渉が完全に
除去されている時には、Ｅ_bを信号１ビツト当り
のエネルギー、ｎを分散N₀／２のランダム雑音
成分として、次式で表わされる。

ｒ＝±√_b＋ｎ (1) 通常の復調器では、各サンプル時点での上記受
信信号振幅ｒの正負の判定のみを行い、その判定
に応じて“０”または“１”のデイジタル信号を
復調データとして出力する。これを一般に、硬判
定（ハードデイシジヨン）復調と呼ぶ。

一方、軟判定復調とは、上記受信信号振幅ｒを
デイジタル化する際にデイジタル化領域をいくつ
かの小領域に分割しておき、各時点の通常の硬判
定復調データである“０”または“１”に、この
硬判定復調データの確率的な確かさを表わすビツ
トを受信信号振幅γが落ち込む前記小領域に応じ
て付加して出力するものである。図１は軟判定復
調法を説明する図であり、縦軸に確率密度、横軸
に受信信号振幅ｒをとり、ｒを軟判定時しきい値
間隔Ｔで(1)〜(8)の８つの小領域に分割した８値軟
判定復調法の例である。１は送信信号が“０”で
ある場合、２は送信信号が“１”である場合の雑
音のない時の受信信号振幅ｒでありその値はそれ
ぞれ−√_b、＋√_bである。３，４はガウス雑
音が重畳した送信信号“０”、“１”を復調した場
合のそれぞれの受信信号振幅ｒの確率密度関数を
示すものであり、その分散はN₀／２に等しい。
斜線で示した領域５は送信信号“０”に着目した
場合、それが“１”と誤られるビツト誤り確率を
示している。６，７は軟判定復調の出力となる復
調データであり、６が硬判定復調に相当するビツ
ト、７が復調データの確率的な確かさを表わすビ
ツトである。図から明らかなように“１”、“０”
を判定する際に一番あいまいさを残す小領域は(4)
と(5)であり、この場合のビツト７は“00”となつ
ており、逆に高確度をもつて“１”、“０”を判定
できる小領域は(1)と(8)であり、この場合のビツト
７は“11”となつている。

このように軟判定復調とは、アナログでの復調
信号振幅ｒに含まれている情報をできるだけ忠実
にデイジタル化して出力し、復調データに含まれ
る雑音の影響を推測し易くする復調法である。

本発明はランダム雑音（ガウス雑音）のある通
信路を通つたPSK信号を軟判定復調した場合に得
られる復調データをPSK変復調器などを用いるこ
となくデイジタル的に発生でき、前述の誤り訂正
装置等のビツト誤り特性測定に有効な軟判定用擬
似雑音発生装置を提供するものである。

従来、この種のデイジタル擬似雑音発生装置と
しては、通常の硬判定復調用のものは既にその例
が見られる。図２に従来例を示し、その動作を簡
単に説明しておく。１０は適当な段数のフイード
バツクレジスタ１１で構成したPN系列発生器で
あり、入力データ１２の入力タイミング毎に、適
当なシフトクロツクで各フイードバツクレジスタ
１１の内容が変化する。この各フイードバツクレ
ジスタ１１からの出力信号１４のうちから、所望
するビツト誤り率情報１８に基づいて選択回路１
９により適当なｎ本を選択し、ANDゲート１５
によつて選択されたｎ本の論理積をとることによ
つて、Ｐ＝２^-nの誤り率をもつた２値デイジタル
擬似雑音１６が得られる。この後、この２値デイ
ジタル擬似雑音１６と入力データ１２との排他的
論理和を排他的論理和ゲート１７によつて求める
ことにより、誤り率２^-nの誤りビツトを含んだ出
力データ１３が得られるというしくみになつてい
る。

しかし、図２からも明らかなように、このよう
なデイジタル擬似雑音発生器には軟判定復調され
た時の各受信データの確かさを表わすビツト成分
までをもデイジタル的に出力させるような回路は
含まれていない。

従つて本発明による軟判定用擬似雑音発生装置
は、軟判定復調データ中に含まれるランダム雑音
成分をデイジタル的に発生させることを目的と
し、送信データを本装置に通すことによつて、実
際にその信号がPSK変調されランダム雑音が加わ
つた後に、CPSK軟判定復調された時に得られる
であろう出力データが、模擬的に直接、本装置か
ら出力されるようにするものである。

上記目的を達成するための本発明の特徴は、デ
イジタル信号を入力信号として、所望する誤り率
及び誤り発生パターンを有するビツト誤りを当該
デイジタル信号に付加して出力信号とする擬似雑
音発生装置において、前記ビツト誤りを与えるた
めの２値デイジタル擬似雑音発生器と、前記入力
信号が実際にデイジタル変調され、確率密度関数
の形状が既知の伝送路雑音が存在する伝送路を通
過したのちに軟判定復調されたと仮定する際に予
め定まる各受信信号振幅の属する軟判定用小領域
に対応するしきい値を発生する手段と、一様乱数
信号を発生する一様乱数発生器と、該一様乱数信
号と前記しきい値信号とを比較し、その時点での
受信信号振幅が属する前記小領域を判定する比較
器を備え、該比較器の判定結果から前記小領域に
対応して予め定められる前記出力信号の確かさを
表わすビツトを前記出力信号に付加して出力する
ごとき軟判定復調用擬似雑音発生装置にある。

本装置を用いれば、軟判定復調された多値の復
調データを用いて種々のデイジタル信号処理を行
う場合に、実際にPSK変復調装置や雑音信号源を
用いることなく、全てデイジタル信号のままで模
擬実験を行うことが可能となる。

以下図面を用いて本発明を詳細に説明する。

図３は、本発明の一実施例である８値軟判定用
のデイジタル擬似雑音発生装置を示すものであ
り、また、図４は図３の実施例における各信号の
タイミング関係を示すタイムチヤートである。本
実施例では所望のビツト誤り率ＰをＰ＝２^-nの形
で外部から設定すれば、それに応じて通常の硬判
定時のデイジタル擬似雑音成分a₁（１６）がラン
ダムに発生すると同時に、軟判定時の復調データ
の確かさを表わすビツトa₂，α_３（２３）も同時
に発生し、入力データ１２にそれらの雑音成分が
加わつた形で出力データ２２，２３が出力される
しくみになつている。

図３において、１００は擬似雑音発生器であ
り、１０，１４，１５，１６，１７，１８は図２
に示した従来例と全く同じである。２０は入力端
子であり、入力データ２１が入力され、従来技術
と同様にビツト誤り率２^-nの誤りビツトを含んだ
出力データ２２として出力端子２４に出力され
る。２５はROMであり、誤り率情報１８と、２
値デイジタル擬似雑音１６と、クロツクジエネレ
ータ（図示せず）から端子３３に入力される軟判
定符号用パルス３４（＃１：図４におけるＣ）お
よび３５（＃２：図４におけるＤ）とをアドレス
情報３６として、誤り率情報に対応する小領域１
〜８の小領域しきい値２６を出力するものであ
る。２７は比較器であり、小領域しきい値２６と
PN系列発生器１０の各フイードバツクレジスタ
の出力３７を一様乱数ｘとみなし（３７は１４と
全く同じであるが、使用目的が異なるため、以後
一様乱数ｘ３７と呼ぶこととする）、この一様乱
数ｘ３７が小領域しきい値２６と等しいかまたは
小さい場合にラツチ回路３２のトリガパルス２８
を発生するものである。２９はインバータ、３
０，３１は排他的論理和ゲート、２３は本発明の
目的である復調データの確かさを表わす出力ビツ
トa₂，a₃である。

図４は本実施例に必要な主要なタイミングパル
スを示す図であり、Ａは入力データでＥがその１
ビツト長を示す。ＢはPN発生器１０内のシフト
クロツクパルス、ＣおよびＤは軟判定符号用パル
ス３４（＃１）、３５（＃２）を示している。

次に動作を説明する。入力端子２０から入力デ
ータ２１の１ビツトが入力する毎にPN系列発生
器１０がシフトクロツクパルス（図４Ｂ）により
シフトされ擬似雑音発生器１００から２値デイジ
タル擬似雑音１６が出力される。入力データ２１
は排他的論理和回路１７により２値デイジタル擬
似雑音１６が“１”である時に誤りを受け、
“０”である時は誤りを受けずに出力データ２２
として出力端子２４に出力される。２値デイジタ
ル擬似雑音１６は同時にROM２５のアドレス情
報として用いられる。

ここでROM２５について説明しておく。ROM
２５には、図５ａに示すようなアドレスに対応し
て予め計算された小領域しきい値ｔ_i（ｉ＝１〜
８）が記憶されている。図５ａにおいて３６はア
ドレス情報であり、これを構成する１６，１８，
３４，３５は前述の通りである。４１はビツト誤
り率情報１８が２^-nである時に指定されるアドレ
ス領域、４０は２^-(n-1)、４２は２^-(n+1)である
時に指定されるアドレス領域を示している。２６
は記憶内容である小領域しきい値ｔ_iであり、各
アドレスとの対応を示している。また２３は復調
データの確かさを表わすビツトa₂，a₃であり、小
領域しきい値ｔ_iとの対応を示している。いま、
ビツト誤り情報１８が２^-nであつたとすると４１
のアドレス領域が指定され、軟判定符号用パルス
３４，３５によつてα_１１６の値に対応する領域
（４１１または４１２）内の４つの小領域しきい
値ｔ_i（a₁＝０のときｉ＝１〜４、a₁＝１のときｉ
＝５〜８）が順次選択され出力されるように動作
する。

なお、小領域しきい値tiは次のような計算手法
によつて求められている。即ち、ビツト誤り率Ｐ
＝２^-nが与えられると、理想的なCPSK復調時に
その誤り率を実現するために必要なＥ_b／N₀（Ｅ
_b：信号１ビツト当りのエネルギー、N₀：片側雑
音電力密度）の値が一意的に定まる。

このＥ_b／N₀が定まると、図１に示した送信信
号振幅ｒと、ガウス雑音の確率密度関数３，４の
形状との関係が一意的に定まる。従つて、予め、
軟判定時しきい値間隔Ｔが与えられていれば図１
に示した小領域(1)〜(8)に実際の復調信号振幅ｒが
落ち込む確率P′〓が一意的に定まる。

このようにして得られたP′〓を図５ｂに示した
ように、a₁＝０となる領域（硬判定時にビツト誤
りなしとされる領域）とa₁＝１となる領域（硬判
定時にビツト誤りあり、と判定される領域：図１
の斜線部分５）毎に別個に０〜１の範囲で規格化
し直した規格化確率Ｐ〓を次のように計算する。

この規格化確率Ｐ〓から次式のような形で各し
きい値ｔ_iを計算する。

各誤り率Ｐ＝２^-nに対応して、上記のように計
算されたしきい値ｔ_i（ｉ＝１〜８）が、ROM２
５の当該アドレスの内容となつている。

ここで図３の動作説明に戻る。

ROM２５から順次出力される小領域しきい値
２６は、比較器２７の一方の入力信号Ｙとなる。
他方、PN系列発生器１０の各時点でのレジスタ
の内部状態から定まる一様乱数ｘ３７は、前記比
較器２７の入力信号Ｘとなつており、Ｘ≦Ｙの条
件が満たされた時点で、比較器２７から
LATCHE３２のクロツク用タイミング２８が供
給され、a₁＝０のときにはその時点の３４
（＃１）及び３５（＃２）に対応するビツト内容
がインバータ２９、排他的論理和回路３１，３２
により反転された値が、またa₁＝１のときには、
その時点の３４（＃１）及び３５（＃２）に対応
するビツトの内容がそのままの形でLATCH３２
からa₂及びa₃（２３）として出力され、これが出
力データ２４中の復調データ２２の確かさを表わ
すビツトとなる。

なお図３では、通常の硬判定時の復調データ２
２と、その確かさを表わすビツトa₂，a₃（２３）
が並列出力されているが、これは適当な並列―直
列変換により直列出力とすることも可能である。

なお、このようにして発生したデイジタル擬似
雑音のランダム性をよくするには、前記PN系列
発生器１０内のシフトレジスタ１１の段数を多く
し、しかも図４に示すようにPN系列発生器内の
レジスタのシフトクロツクＢをできるだけ早くし
て、各データタイミング毎にレジスタの内容がほ
ぼ完全に入れかわつて各データタイミング毎のレ
ジスタ内容の相関ができるだけなくなるように配
慮する必要がある。

なお、図３の実施例においては、回路の簡単化
のため擬似雑音発生器１００内のPN系列発生器
１０を一様乱数発生器とみなしたが、１００とは
別個に一様乱数発生器を備えてもよいことは自明
である。

また、以上の説明では主として、Ｐ＝２^-nの形
で書き表わされるビツト誤り率に対応する雑音が
存在する場合の８値軟判定用のデイジタル擬似雑
音発生器を例にとつて説明したが、図３の一様乱
数ｘ３７を用いれば、ｎが整数でないような任意
のビツト誤り率に対する２値デイジタル擬似雑音
発生器１６を構成できることは公知であるので、
そのような発生器と、そのビツト誤り率に対応す
る軟判定しきい値を予め記憶させたROM２５と
を用いることにより、任意のビツト誤り率に対応
する軟判定用擬似雑音発生装置を構成することも
原理的に可能である。また軟判定レベル数を16，
32…等の値にすることも勿論可能である。（４値
軟判定用擬似雑音は、８値軟判定用のデータの第
３ビツト目を除けばよい。）更に図１では、軟判
定用しきい値間隔Ｔ（１７）を一定として、各領
域(1)〜(8)を定めているが、このＴの値は自由に選
べ、また、必ずしも各小領域の巾が等間隔でなく
ても、自由に定められた小領域毎に受信信号振幅
ｒの落ち込み確率を計算してその値に従つて、
ROM２５に記憶されるしきい値ｔ_iを定めれば、
所望のデイジタル擬似雑音が発生する。

更に、これまでの例では、確率密度関数の形状
がガウス分布に従うランダム雑音を仮定して話を
進めたが、この確率密度関数の形状は一般に任意
であり、伝送路にガウス雑音以外の雑音源が存在
するような場合にも、その確率密度関数の形状が
わかつていれば同様の考え方で軟判定用デイジタ
ル擬似雑音を供給する装置を構成することができ
る。

以上説明した本発明による装置を用いることに
より、実際のPSK変復調装置や雑音信号源を用い
ることなく、軟判定復調データを用いる種々のデ
イジタル信号処理の諸特性を調べることができる
ので、実験の容易さ、安定性、再現性などの点で
非常に効果がある。更に具体的には、近年注目を
浴びているビタービ復号法の種々の特性を実験的
に調べる場合に、この軟判定復調用擬似雑音発生
装置と、たたみ込み符号器／ビタービ復号器を接
続することにより、伝送路雑音に関するビタービ
復号の各種特性を極めて容易に能率よく調べるこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

図１は、１ビツト当りのエネルギーＥ_bなる送
信信号に分散N₀／２（N₀：片側雑音電力密度）
のガウス雑音が加わつた場合の理想的な受信信号
振幅ｒと、８値軟判定復調データとの関係を示す
図、図２は、従来の２値デイジタル擬似雑音発生
器の構成例、図３は、本発明による８値軟判定復
調用デイジタル擬似雑音発生装置の構成例、図４
は図３に示した装置を動作させるための各信号の
タイミング関係を示すタイムチヤート、図５ａ及
びｂは、図３に示されたROM２５の内容を示す
図である。１００；擬似雑音発生器、２０；入力端子、２
４；出力端子、２５；しきい値発生手段
（ROM）、２７；比較器、１０；一様乱数発生
器。

Claims

【特許請求の範囲】

１デイジタル信号を入力信号として、所望する
誤り率及び誤り発生パターンを有するビツト誤り
を当該デイジタル信号に付加して出力信号とする
擬似雑音発生装置において、前記ビツト誤りを与
えるための２値デイジタル擬似雑音発生器と、前
記入力信号が実際にデイジタル変調され確率密度
関数の形状が既知の伝送路雑音が存在する伝送路
を通過したのちに軟判定復調されたと仮定する際
に予め定まる各受信信号振幅の属する軟判定用小
領域に対応するしきい値を発生する手段と、一様
乱数信号を発生する一様乱数発生器と、該一様乱
数信号と前記しきい値信号とを比較し、その時点
での受信信号振幅が属する前記小領域を判定する
比較器を備え、該比較器の判定結果から前記小領
域に対応して予め定められる前記出力信号の確か
さを表わすビツトを前記出力信号に付加して出力
することを特徴とする軟判定復調用擬似雑音発生
装置。