JPS62113018A

JPS62113018A - 電磁流量計

Info

Publication number: JPS62113018A
Application number: JP25422585A
Authority: JP
Inventors: Tadashi Azegami; 畔上　忠
Original assignee: Yokogawa Electric Corp
Current assignee: Yokogawa Electric Corp
Priority date: 1985-11-13
Filing date: 1985-11-13
Publication date: 1987-05-23
Also published as: JPH0516728B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〈産業上の利用分野〉本発明は、磁場を被測定流体に印加しその流量を測定す
る電磁流量計に係り、特にその励磁方式とこれに伴う信
号処理方式を改良した電磁流量計に関する。

〈従来の技術〉第８図はマイクロコンピュータを用いた従来の電磁流量
計の構成を示すプロ、り図である。

ｌＯは被測定流体を流す導管であり、この導管１０とは
絶縁されて流量を検出するだめの電極１１ａ。

１１　ｂがその内面に設置されている。被測定流体には
励磁コイル１２より磁場が印加されており、励磁コイル
１２には励磁電源１３より基準電圧を発生するための基
準抵抗１４を介して矩形波状の励磁電圧が印加されてい
る。励磁電源１３と基準抵抗１４との接続点は共通電位
点ＣＯＭに接続されている。

一方、電極１１ａ、ｌｌｂは増幅器１５０入力端と接続
されており、その出力端はマルチプレクサ１６を介して
アナログ・デジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）１７の入力
端と接続されている。マルチプレクサ１６はスイッチ１
６ａ　、　１６ｂで構成され、スイッチ１６ａは増幅器
１５の出力端とＡ／ｌｌ変換器１７の入力端の間に接続
され、スイッチ１６ｂは基準抵抗１４の一端とＡ／ｌ）
変換器１７の入力端の間に接続される。スイッチ１６ａ
　、　１６ｂはマイクロコンピュータ１８からのタイミ
ング信号Ｔａ、Ｔ、によりそれぞれその開閉のタイミン
グが制御される。一方、マイクロコンピュータ１８は励
磁電源１３より励磁の切替えのタイミングを知る同期信
号８ｃを受けとる。マイクロコンピュータ１８はＡ／Ｄ
変換器１７からのデジタル信号を受けとり流量演算をし
たのち、出力回路１９を介して出力端２０に流量信号を
出力する。

次に１以上の如く構成された電磁流量計の動作について
第９図を用いて説明する。

励磁電源１３から励磁コイル１２に流される矩形波状の
励磁電流によりマルチプレクサ１６のスイッチ１６ｂ　
Ｋけ第９図１）Ｋ示すようが矩形状の波形の基準電圧ｖ
Ｒ′が印加されている。

マルチプレクサ１６のスイッチ１６ａには、流速がゼロ
のときは第９図（ロ）に示す波形の電圧が、被測定流体
が流れているときは第９図ｅｆＫ示す波形の電圧が、そ
れぞれ増幅器１５の出力として発生する。

増幅器１５の出力（第９図（ロ）、（ハ））はタイミン
グ信号Ｔａにより、励磁期間と非励磁期間にそれぞれ所
定期間だけゲートされ、ＶＤ変換器１７によりデジタル
信号に変換されてマイクロコンピュータ１８内に読込ま
れる。読込むタイミングはそれぞれ励磁電流が切替えら
れた後の定常状態である。この様にしてマイクロコンピ
ュータ１８に読込まれた励磁状態と非励磁状態における
デジタル信号は、マイクロコンピュータ１８によりこれ
等の差をとる演算が実行され電極１１ａ、ｌｌｂに発生
する直流雑音が除去される。

また、基準電圧ｖＲＩ（第９図０））はタイミング信号
ＴｂＫより所定期間だけゲートされ、Ａ／Ｄ変換器１７
によりデジタル信号に変換されてマイクロコンピータ１
８内に読込まれる。読込みは励磁電流が切替えられた後
の定常状態で行なわれる。マイクロコンピュータ１８に
読込まれた励磁状態と非励磁状態におけるデジタル信号
は、マイクロコンピュータ１８によりこれ等の差がとら
れる。この結果け励磁電流の値に比例している。

マイクロコンピュータ１８は励磁状態と非励磁状態に読
込まれたデジタル信号の差と励磁電流に対応するデジタ
ル信号の差との比率を演算し出力回路１９を介して出力
端２０に出力する。この様にして励磁電流の変動による
流量出力の変動を防いでいる。

〈発明が解決しようとする問題点〉この従来の電磁流量計は、励磁電流が安定した時点で流
量信号をサンプリングするので励磁の切替に伴って生ず
る微分性の雑音（第９図（ロ）、０のＮ１．　Ｎ２）の
影響を受けない利点がある反面、流量信号に外部雑音が
重畳されると特定のサンプリングのタイミングにおいて
のみデータが収集されることから雑音の影響が強調され
ることがある。更に、流量信号が整定されるのを待つ必
要があるの共に増加する低周波のランダムノイズ（以下
、フローノイズという）の影響を受けやすいという欠点
がある。

また、マイクロコンピュータ１８は励磁周波数に同期し
た同期信号８ｃに同期して頻繁なデータを収集する必要
があり、マイクロコンピュータ１８の負荷が増大し他の
必要なジ、プを実行することができないという問題があ
る。

〈問題点を解決するための手段〉この発明は、これ等の問題点を一掃するため、第１周波
数とこれより低い第２周波数の２つの異なった周波数を
有する励磁電流を励磁コイルに流す励磁手段と、この励
磁手段により励磁され流量に対応して発生する信号電圧
を増幅する増幅手段と、この増幅手段の出力を第１周波
数に基づいて整流平滑して第１直流電圧を得る第１復調
手段と。

増幅手段の出力を第２周波数に基づいて整流平滑する第
２直流電圧を得る第２復調手段と、第１および第２直流
電圧をマイクロコンピュータかラノ指令に基づき第１お
よび第２デジタル信号として収集するデータ収集手段と
、第１および第２デジタル信号をマイクロコンピュータ
により加算的に合成して出力する構成としたものである
。

〈実施例〉以下１本発明の実施例について図面に基づき説明する。

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。

２１けＮ極１１ａ、ｌｌｂに発生した電圧を増幅器１５
で増幅しまた出力を整流平滑する復調回路である。

２２は復調回路２１で復調された直流の信号電圧をデー
タと１７で収集するデータ収集回路、２３け収集したデ
ータをデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換
器（Ａ／Ｄ変換器という）である。Ａ／Ｄ変換器２３で
デジタル化された信号はマイクロコンピュータ２４で後
述する所定の演算がなされ、出力回路２５を介して出力
端２０に出力される。２６は励磁コイル１２を励磁する
励磁電源部、２７はタイミング制御部である。

タイミング制御部２７は検数のタイミングパルスＧ１．
Ｇ２を励磁電源部２６に供給して複合励磁の励磁タイミ
ングを与える。

タイミング制御部２７において、２８はクロック発生器
であり、２９はステ、ブダウンカウンタである。

励磁コイル１２への複合励磁において１例えば高い方の
周波数と［７て１２８Ｈｚ、低い方の周波数としてＩ　
Ｈｚを採用する。この場合には、クロック発生器２８の
発生周波数ｆ。を４．０９６　（ＫＨｚ　）とする。こ
れをステ、プダウンカウンタ２９のクロック端子ＣＬに
印加し、ステップダウンした出力端ｃ＋１１　ｑ２１〜
ｑ１□の出力のうち出力端Ｑ５から１２８　Ｈｚのゲー
ト信号ＧＨ’　Ｇ１２からＩ　Ｈｚのゲート信号ＧＬを
得てインバータ３０．３１を介してアンドゲート３２の
各入力端に印加し、その出力端にタイミングパルスＧｌ
を得ている。インバータ３０の出力端にはゲート信号Ｇ
Ｈを反転したゲート信号ＧＨが得られる。また、出力端
Ｑ５＋Ｑ１□の各出力はナントゲート３３の各入力端に
入力され、その出力端にタイミングパルスＧ２を得てい
る。インバータ３１の出力端にはゲート信号ＧＬを反転
したゲート信号ＧＬが得られる。なお、名論珪素子は正
電源＋Ｅ、負電源−Ｅで付勢されている。

励磁電源部２６において、抵抗３４．３５．３６はタイ
ミングバルスＧ１．Ｇ２のオン・オフに基づいて多重モ
ードの励磁電流の値を設定するだめの設定部であり、抵
抗３４．３５の一端に与えられたタイミングパルスＧ１
．Ｇ２を各々抵抗３６で電圧分割し、抵抗３６の両端に
設定電圧−を発生させる。抵抗３７は励磁コイル１２の
一端と直列に接続され、ここに基準電圧−を生じさせて
いる。

比較器３８は設定電圧ｖＴが反転入力端に、基準電圧ｖ
Ｒが非反転入力端にそれぞれ印加され、スイ。

チ回路３９を制御して設定電圧Ｖに基準電圧ｖＲを追従
させる。ここで、±Ｅ＝±５．５（Ｖ）、抵抗３４．３
５の値を５（ｋΩ）、抵抗３６の値を５００（Ω）に選
定するとｖＴ＝　＋　ｏ、ｓ　（ｖ）−ｏ　〜−０，５
（ｖ）の３レベルの設定値をもつ。また、例えば抵抗３
７の値を１（Ω）に選定すると励磁電流■、は０．５（
Ａ）〜−０，５（Ａ）になる。

スイッチ回路３９はＣ−ＭＯ８トランジスタによねスイ
ッチ４０．４１が形成され、その各一端には＋Ｅ。

−Ｅｌの電圧が印加されその各他端は励磁コイル１２の
他端に接続されている。

復調回路２１には、検数のスイッチｓｗ１．　ｓｗ２゜
〜ＳＷ８と、抵抗とコンデンサで構成された複数のフィ
ルタＦｌｌ　Ｆ２．〜Ｆ８が設けられている。増幅器】
５の出力端は抵抗４２を介してスイッチ５ｗ１１５ｗ２
の各一端に接続され、これ等の各他端はフィルタＦ　１
１　Ｆ　２に接続されている。また、増幅器１５の出方
端は抵抗４３を介してスイッチｓｗ３．ｓｗ４の各一端
に接続され、これ等の各他端はフィルタＦ３１Ｆ４に接
続されている。基準電圧ＶＲは抵抗４４を介してスイッ
チＳＷ５．ＳＷ６の各一端に印加され、これ等の各他端
はフィルタＦ５”　６に接続されている。また、基準電
圧ＶＲは抵抗４５を介（７てスイッチ５Ｗ７１　ＳＷｓ
の各一端に印加され、これ等の各他端はフィルタＦ　７
＊　Ｆ　ｓに接続されている。スイッチＳＷ１と８ｗ５
はゲート信号ＧＨにより、スイッチｓｗ２と８　Ｗ６は
ゲート信号ＧＨにより、スイッチＳＷ３と８ｗ７はゲー
ト信号ＧＬにより、スイッチＳＷ４と８ｗ８はゲート信
号九によりそれぞれ開閉を制御される。

データ収集回路２２はスイッチＳＷ１′、ＳＷ２．〜Ｓ
Ｗ８′で構成され、フィルタＦ１．Ｆ３．Ｆ５．Ｆ８の
出力の直流電圧はスイッチｓｗ１’、　ｓｗ３’、　ｓ
ｗ５’、　ｓｗ７恰介してＡ／Ｄ変換器２３に入力され
、またフィルタＦ２１Ｆ’４．　Ｆ６．Ｆｓの出力の直
流電圧はそれぞれスイッチｓｗ　’　　ｓｗ　’、　ｓ
ｗ６’、　ｓｗ８’を介してＡ沖変換器２３に２’　　
　　　４人力される。

次に、以上の如く構成された第１図に示す電磁流量計の
動作について第２図に示す波形図を用いて説明する。

タイミング制御部２７ではクロック発生器２８の発生周
波数ｆをステ、プダウンカウンタ２９により分周し、出
力端ｑ５．Ｑ１□よねゲート信号Ｇ、、ＧＬ（第２図（
イ）、（ロ））を得る。ゲート信号ＧＨＩ　Ｇｔ、をそ
れぞれインバータ３０．３１により反転してゲート信号
ＧＨ１ＧＬ（第２図（へ）、（ト））を得る。

これ轡のゲート信号ＧＨ１ＧＬおよびＧＨｌＧＬはそれ
ぞれアンドゲート３２．ナントゲート３３を介してタイ
ミングパルスＧｌ、Ｇ２とされ、抵抗３４．３５．３６
によ抄電圧分割されて設定電圧ＶＴ（第２図（ハ））と
なる。比較器３８は設定電圧−と抵抗３７に励磁電流に
よって発生した基準電圧ｖＲ（第２図に））を比較し。

設定電圧ｖＴに基準電圧ｖＲを追従させる。スイッチ４
０のオンにより励磁電流Ｉｆが増加し、基準電圧界が増
加する。スイッチ４１のオンによ抄励磁電流■１が減少
し基準電圧ｖＲが減少する。この増減を比較器３８での
出力で操作して設定電圧■１に基準電圧ＶＲを追従させ
る。この結果、励磁コイル１２の両端の励磁電圧ｅｆ＃
′！、第２図（ホ）に示すようなオン・オフ波形となる
。一方、基準電圧■、は励磁コイル１２のインダクタン
スにより励磁電圧ｅｆ（第２図（ホ））を平滑した波形
で、繰返し周波数２Ｈと２Ｌの２つの周波数を含む波形
（第２図に））となる。この波形は励磁電流１１の波形
と同じであり、これ等の周波数に対応する磁場が被測定
流体に印加され、対応する周波数を含む信号電圧６ｓが
増幅器１５の出力端に得られる（第２図（イ））。

増幅器１５の出力端の信号電圧ｅｓ　（第２図（イ））
は。

ゲート信号ＧＨ１ＧＬ、ＧＨ１ＧＬをタイミング制御部
２７より受け、復調回路２７で同期整流される。信号電
圧ｅの平均レベルが第２図力のＡの場合とＢの場合につ
いてスイッチｓｗ　　−５ｗ４で同期整流した１’ ときの各出力ｅ１＋６３に対してそれぞれ添字Ａ、Ｂを
付して示すと、第２図（す）〜（３）に示す整流電圧ｅ
ＩＡＩ　ｅ３Ａ　ｌ　ｅｌＢ　Ｉ　Ｃ３Ｂとなる。

整流電圧ｅ１は周期２Ｈ（第２図（イ）（へ））で同期
整流され、フィルタＦ１ｔ　Ｆ２で平滑されてこの出力
端で直流電圧Ｅ１とされる。この直流電圧Ｅ１は周期２
Ｈで決定される平均電圧に等しく高速応答を示す。

しかし、第２図（す）に示すように励磁電流の切替えに
よって生ずる微分性の雑音Ｎ３とＮ４が周期’２　Ｈに
亘って平滑しても消去されず残っている。この微分性の
雑音Ｎ３．Ｎ４は信号検出の際に磁場に対して信号検出
ループが面積をもつなどして生ずるものであり温度によ
り変化し長期ドリフトの要因をなす。

これに対して、整流電圧Ｃ３は周期２Ｌ（第２図（ロ）
（ト））で同期整流され、フィルタＦ３．Ｆ４で平滑さ
れてこの出力端で直流電圧Ｅ３とされる。この直流電圧
Ｅ３は周期２Ｌで決定される平均電圧に等しいので応答
は遅く、低速応答を示す。しかし、第２図（２）に示す
ように励磁電流の切替えによって生ずる微分性の雑音Ｎ
５．　Ｎ６はその極性は反対であり。

周期２Ｌに亘って平滑すると消去され、従ってドリフト
の原因を作ることなく安定である。

第２図Ｖ）はゲート信号ＧＨ（第２図０））、ゲート信
号Ｇ１（第２図（へ））により制御されて基準電圧ｖＲ
を同期整流して得た整流電圧ｅ５の波形を示している。

図中、Ｎ７で示す突起状の部分は励磁電流の切替えに伴
って生じた微分性の雑音を示している。

整流電圧へは周期２Ｈで同期整流され、フィルタＦ５１
Ｆ６で平滑されてこの出力端で直流電圧Ｅ５とされる。

第２図（ロ）はゲート信号ＧＬ（第２図（ロ））、ゲー
ト信号Ｇ７（第２図（ト））によ抄制御されて基準電圧
−を同期整流して得た整流電圧ｅ７の波形を示す。整流
電圧ｅ７は周期２Ｌで同期整流され、フィルタＦ７＋Ｆ
８で平滑されてこの出力端で直流電圧Ｅ７とされる。

以上の各直流電圧Ｅ１．Ｅ３１Ｅ５１Ｅ７の時間に対す
る変化を示したものが第３図〜第５図である。

第３図は秒単位における各直流電圧Ｅ１．〜Ｅ７の時間
変化を示している。第３図（イ）に示すＥｌに対して第
３図（うに示すＦ３の値が小さくなっているのは、直流
電圧Ｅ、が第２図（Ｉ力に示すように微分性の雑音ＮＮ
が加算され、直流電圧Ｅ３が第２図０）に示すように雑
音Ｎ３ｒ　Ｎ４が減算されているためである。

第４図は分単位における各直流電圧Ｅ１〜Ｅ７の応答を
示している。第４図（イ）に示す直流電圧Ｅ１は流量変
化に対し高速応答を示し、第４図（ハ）に示す直流電圧
Ｅ３は低速応答を示している。

第５図は時間単位における直流電圧Ｅ１．Ｅ３の長時間
ドリフトの様子を示している。直流電圧Ｅ１は第４図（
イ）に示す如く高速応答を示す反面、長期的に見るとド
リフトを起し、安定性に欠けることを示し、１１流電圧
Ｅ３は第４図ｅ）に示すごとく応答は遅いが、ドリフト
がなく長期安定性を持っている。

ｊｕ−ｆ−１説明したように各直流電圧Ｅ、〜Ｅ７は各
々特徴を有し、これ等の直流電圧はマイクロコンピュー
タ２４からの指令に基づくタイミングでデータ収集回路
２２のスイッチｓｗ’　　ｓｗ’　　〜ＳＷ８′を切替
１’　　　　　２’ え、データの収集を行ない、これをＡ／１）変換器２３
でデジタル値に変換してマイクロコンピュータ２４に取
込む。このデータの収集は、復調回路２１で各電圧が直
流電圧に変換されているので、マイクロコンピータ２４
のデータ処理能力に合せて入力アクセス頻度を選定し励
磁周期と切り離して実行できる。

マイクロコンピュータ２４は、直流電圧Ｅ１と直流電圧
Ｅ５の比をとる演算、および直流電圧Ｅ３と直流電圧Ｅ
７の比をとる演算を実行して励磁電流の変動を補償し、
更に各々の比演算（Ｅ１／　Ｅ５＋　Ｅ３／　Ｅ７　）
の結果を加算的に合成して出力回路２５に出力する。

比演算Ｅｌ　／　Ｅ５　、　Ｅ３　／　Ｅ７の和をとる
演算をすると、Ｅｌ　／　Ｅ５の高速応答性を生かしな
からＥ３／Ｅ７の有する長期安定性を確保することがで
きる。

流量変動の少ない通常の作動の場合は、増幅器１５の出
力に含まれる信号電圧ｅの変動の周波数は小さく、直流
出力Ｅ１はバイパスフィルタとして機能するスイッチＳ
Ｗ１，５Ｗ２（繰返し周期２）Ｉ）のため応答せず、ロ
ーパスフィルタとして機能するスイッチ８Ｗ３，８Ｗ４
　（繰返し周期２Ｌ）によるゼロ点の安定（雑音Ｎ５．
Ｎ６はキャンセルされる）な低速応答の直流出力Ｅ３が
合成出力として出力される。一方、フローノイズに関し
ては、ローパスフィルタとして機能するスイッチｓｗ３
．　ｓｗ４の存在のためにその影響が軽減され直流電圧
Ｅ３の揺動としては現われず、また、高い励磁周波数と
同期して切換えられるスイッチｓｗ１．　ｓｗ２の存在
のため低周波領域に存在するフローノイズとの周波数差
が大きく、直流電圧Ｅ１にその影響が現われない。

換言すれば、流量変動の少ない通常の作動の場合は、安
定なゼロ点を確保しながらフローノイズの影響も受は難
い電磁流量計とすることができる。

次に、流量が急に変動した場合には、直流電圧Ｅ３ハロ
ーバスフィルタとして機能するスイッチｓｗ３．ｓｗ４
の大きな時定数のために応答しないが。

直流電圧Ｅｌはバイパスフィルタとして機能するスイッ
チｓｗ、　、　ｓｗ２の小さな時定数のため直ちに応答
して直流電圧Ｅ１が合成出力として出力される。

第６図は本発明の変形実施例を示すプロ、り図である。

第１図に示すゲート信号軸、篩の半周期Ｈを例えば５ミ
リ秒、ゲート信号ＧＬ、Ｇ’Ｔの半周期りを例えば３２
０ミリ秒に選定し、前記５ンり秒の値をフローノイズの
主成分の周期、１００〜２０００ミリ秒に対して充分小
さい値として選定すれば。

第２図に示すように信号電圧ｅ、の全量を必ずしも整流
して平滑する必要はない。例えばＨ／２の幅ごとに整流
してもフローノイズは充分平滑して取り込める。

第１１図にはＨ／２の幅ごとの電圧をゲートして使用す
る場合のゲート信号ａ　／、　ａ　／、　ａ、／、　ｃ
、／を得る構成を示しである。ステ、ブダウンカウン２
９の出力端Ｑ４の出力がアントゲ−）　４６．４７．４
８．４９の入力の一端に印加され、アンドゲート４６の
入力の他端にはＱ５の出力が印加されてその出力端にゲ
ート信号ａ／を得、アンドゲート４７の入力の他端には
Ｑ１□の出力が印加されてその出力端にゲート信号ＧＬ
′を得、アンドゲート４８の入力の他端にはインバータ
３１の出力が印加されてその出力端にゲート信号ＧＬを
得、アンドゲート４９の入力の他端にはインノζ−タ３
０の出力が印加されてその出力端にゲート信号ＧＨ′を
得る。

ゲート信号〜′でスイッチｓｗ１．　　ｓｗ５が、ゲー
ト信号Ｃｒ’でスイッチｓｗ２．　ｓｗ６が、ゲート信
号ＧＬ′でスイッチｓＷ３．ｓｗ７が、ゲート信号輻′
でスイッチｓｗ４．ｓｗ８がそれぞれ制御される。

第７図は第６図に示すゲート信号を用いて信号処理した
ときの各部の波形を示す。第６図（イ）、（ロ）。

（ハ）、に）、に）の各波形は第２図に）、（ト）、（
ロ）、　（Ｘ）、　（！Ｊ）に各々対応している。これ
等の波形においては励磁電流の切替えに伴う微分性の雑
音、例えばＮ７などの影響が軽減され、マイクロコンピ
ュータによる合成出力の安定性は更に向上する。

なお、第１図に示す実施例においては５基準電圧ｖＲと
増幅器１５の出力との比をとる演算がマイクロコンピュ
ータ２４により実行されたが、励磁電流■、が安定なら
ば、この比演算は省略することができる。

〈発明の効果〉以上、実施例とともに具体的に説明した様に本発明によ
れば以下の如き効果がある。

（イ）、複数の励磁周波数により発信器を励磁し、生ず
る複数の周波数を含む信号電圧を各励磁周波に同期した
ゲート信号で復調して直流電圧とし。

この直流電圧に対してマイクロコンピュータの選定した
任意の入力アクセス頻度でデータを収集するようにした
ので、励磁周期とデータ収集の周期とを切り離すことが
できるようになり、マイクロコンピュータの他のジョブ
処理能力が向上し得る。

（ロ）、励磁周波数に同期して信号電圧を収集する必要
がない構成であるので、第１周波数を高くしてフローノ
イズの影響を避けやすくしても、これニ伴ってマイクロ
コンピュータの入力アクセス頻度を増やす必要がない。

従って、第１周波数を充分に高く選定することができる
。

（ハ）、複数の周波数で励磁し、対応する周波数の信号
電圧を各々加算的に合成することにより、高い周波数の
高速応答性を生かしながら同時に低い周波数の長期安定
性を確保し、精度の高い電磁流量計が実現できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図。第２図は第１図における各部の波形を示す波形図、第３
図、第４図、第５図は第１図に示す実施例の各フィルタ
出力の短期、中期、長期における安定性を示す説明図、
第６図は本発明におけるゲート信号を発生させる他の実
施例を示すブロック図。第７図は第６図における構成を用いたときの各部の波形
を示す波形図、第８図は従来の電磁流量計の構成を示す
ブロック図、第９図は第８図における各部の波形を示す
波形図である。１５・・・増幅器、２１・・・復調回路、２２・・・デ
ータ収集回路、２３・・・ｈ７’Ｄ変換器、２４・・・
マイクロコンピータ。２５・・・出力回路％２６・・・励磁電源部、２７・・
・タイミング制御部、２８・・・クロック発生器。（イ）　基準電圧　ＶＲ’ （ロ）　増幅器１５出力（流速ゼロ）（ハ）　層幅器１５出力＜＃！７１す）（ニ）　タイミング信号ＴａＣホ）　タイミング信号　Ｔｂ第９図

Claims

【特許請求の範囲】

第１周波数とこれより低い第２周波数の２つの異なった
周波数を有する励磁電流を励磁コイルに流す励磁手段と
、この励磁手段により励磁され流量に対応して発生する
信号電圧を増幅する増幅手段と、この増幅手段の出力を
前記第１周波数に基づいて整流平滑して第１直流電圧を
得る第１復調手段と、前記増幅手段の出力を前記第２周
波数に基づいて整流平滑する第２直流電圧を得る第２復
調手段と、前記第１および第２直流電圧をマイクロコン
ピュータからの指令に基づき第１および第２デジタル信
号として収集するデータ収集手段と、前記第１および第
２デジタル信号を前記マイクロコンピュータにより加算
的に合成して出力することを特徴とする電磁流量計。