JPS62117A - 適応デイジタルフイルタ - Google Patents
適応デイジタルフイルタInfo
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- JPS62117A JPS62117A JP61064110A JP6411086A JPS62117A JP S62117 A JPS62117 A JP S62117A JP 61064110 A JP61064110 A JP 61064110A JP 6411086 A JP6411086 A JP 6411086A JP S62117 A JPS62117 A JP S62117A
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- Japan
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- signal
- level
- digital filter
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- Pending
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（技術分野）
本発明は、伝達特性が不明または時間的に変動する伝送
路あるいは回路の特性を非巡回形ディジタルフィルタで
近似する適応ディジタルフィルタに関するものである。
路あるいは回路の特性を非巡回形ディジタルフィルタで
近似する適応ディジタルフィルタに関するものである。
（従来技術とその問題点）
適応ディジタルフィルタとして第２図のごとき可変係数
パラメータをもつ非巡回形ディジタルフィルタ１と特性
が未知のフィルタ２を並列に接続し、フィルタ２の特性
を非巡回形ディジタルフィルタ１で近似するものが知ら
れている。第２図の場合フィルタ１のパラメータの調整
の手続き、すなわち適応アルゴリズムとしてはさまざま
なものがある。例えばフィルタの近似のよさをあられす
評価関数として両者の出力の２乗平均誤差を採用し、シ
ステムの評価関数の極大値（または極小値）を試行錯誤
的に探していく山登り法で係数パラメータＣｊを逐次的
に修正する手法をとれば適応アルゴリズムとしては９次
式のごとくになる。
パラメータをもつ非巡回形ディジタルフィルタ１と特性
が未知のフィルタ２を並列に接続し、フィルタ２の特性
を非巡回形ディジタルフィルタ１で近似するものが知ら
れている。第２図の場合フィルタ１のパラメータの調整
の手続き、すなわち適応アルゴリズムとしてはさまざま
なものがある。例えばフィルタの近似のよさをあられす
評価関数として両者の出力の２乗平均誤差を採用し、シ
ステムの評価関数の極大値（または極小値）を試行錯誤
的に探していく山登り法で係数パラメータＣｊを逐次的
に修正する手法をとれば適応アルゴリズムとしては９次
式のごとくになる。
Ｃｊ””＝Ｃｊ”＋ ５’・ｅｋ−ａｋ −ｊ、ｊ＝ｏ
〜ｎ （１）たＭし、ｊ：遅延回路８１〜８ｎの順
位に応する酬１の数 ν：サンプリングの次数 １：修正利得 ａ：入力信号の値 ｅ：出力信号中の減算器°４により相殺されない誤差信
号の値 に：係数 上記適応アルゴリズムを適応ディジタルフィルタに適用
した従来例について第２図でその動作説明をする。
〜ｎ （１）たＭし、ｊ：遅延回路８１〜８ｎの順
位に応する酬１の数 ν：サンプリングの次数 １：修正利得 ａ：入力信号の値 ｅ：出力信号中の減算器°４により相殺されない誤差信
号の値 に：係数 上記適応アルゴリズムを適応ディジタルフィルタに適用
した従来例について第２図でその動作説明をする。
すなわち、第２図においては、入力端４から与えられる
アナログ信号の入力信号は、特性が未知なフィルタ２へ
与えられ、減算器３を介し、出力端５より出力信号とし
て送出されるものとなっている。
アナログ信号の入力信号は、特性が未知なフィルタ２へ
与えられ、減算器３を介し、出力端５より出力信号とし
て送出されるものとなっている。
また、入力端４からの入力信号は、非巡回形のディジタ
ルフィルタ１へ与えられ、こＮにおいて実現されるフィ
ルタ２の伝送特性と近似した伝送特を介し、減算器３へ
減算方向として印加され。
ルフィルタ１へ与えられ、こＮにおいて実現されるフィ
ルタ２の伝送特性と近似した伝送特を介し、減算器３へ
減算方向として印加され。
フィルタ２の出力と相殺を行ない、鳴音の発生を抑圧す
るものとなっている。
るものとなっている。
こ〜においてディジタルフィルタ１は、各々が縦続接続
された多段の遅延回路８１〜８ｎ＋ これらの各入力お
よび出力信号を乗算器２０ｔｒ−２Ｏｎを各個に介して
加算する混合増幅器２１により構成され、入力信号ａｋ
を多段的に遅延した各信号を加算したうえ、減算器３へ
送出しているが、各乗算器２００〜２０ｎにおいては、
減算器３の出力および各遅延回路８１〜８ｎの人、出力
に応じた係数を示す信号が修正回路６から各個に与えら
れており、これによってディジタルフィルタ１の伝送特
性が定まるものとなっている。
された多段の遅延回路８１〜８ｎ＋ これらの各入力お
よび出力信号を乗算器２０ｔｒ−２Ｏｎを各個に介して
加算する混合増幅器２１により構成され、入力信号ａｋ
を多段的に遅延した各信号を加算したうえ、減算器３へ
送出しているが、各乗算器２００〜２０ｎにおいては、
減算器３の出力および各遅延回路８１〜８ｎの人、出力
に応じた係数を示す信号が修正回路６から各個に与えら
れており、これによってディジタルフィルタ１の伝送特
性が定まるものとなっている。
一方、修正回路６は、減算器３の出力に対し。
修正利得１を示す信号を乗する乗算器２２．これの出力
に対し各遅延回路８１〜８ｎの各人、出力を各個に乗す
る乗算器２３ｏ〜２３ｎ、これらの各出力を加算器２４
ｏ〜２４ｎを各個に介して記憶する係数メモリ７０〜７
ｏ等により構成され、係数メモリ７０〜７ｎの各出力を
加算器２４ｏ〜２４ｎへ各個に帰還し、こ〜において加
算のうえ、逐次係数メモリ７０〜７ｎの内容を更新して
いるため、各係数メモリ７０〜７ｎの読み出し出力が入
力端４からの入力信号および出力端５へ送出される出力
信号に応じて逐次修正され、これによってディジタルフ
ィルタ１の伝送特性がフィルタ２の伝送特性と近似的な
ものとして逐次定められる。
に対し各遅延回路８１〜８ｎの各人、出力を各個に乗す
る乗算器２３ｏ〜２３ｎ、これらの各出力を加算器２４
ｏ〜２４ｎを各個に介して記憶する係数メモリ７０〜７
ｏ等により構成され、係数メモリ７０〜７ｎの各出力を
加算器２４ｏ〜２４ｎへ各個に帰還し、こ〜において加
算のうえ、逐次係数メモリ７０〜７ｎの内容を更新して
いるため、各係数メモリ７０〜７ｎの読み出し出力が入
力端４からの入力信号および出力端５へ送出される出力
信号に応じて逐次修正され、これによってディジタルフ
ィルタ１の伝送特性がフィルタ２の伝送特性と近似的な
ものとして逐次定められる。
第２図の構成で特性が未知のフィルタ２に相当する部分
がスピーカとマイクで構成され、入力端子４および出力
端子５が音声信号で信号伝送を行うものとすれば前記適
応アルゴリズムを用いたとき非巡回形ディジタルフィル
タ１はスピーカから出力された音声がマイクへ回り込む
９回り込み特性を近似することになる。
がスピーカとマイクで構成され、入力端子４および出力
端子５が音声信号で信号伝送を行うものとすれば前記適
応アルゴリズムを用いたとき非巡回形ディジタルフィル
タ１はスピーカから出力された音声がマイクへ回り込む
９回り込み特性を近似することになる。
ここで未知のフィルタ２の特性が急激に変化したとき、
すなわちスピーカとマイク間の回り込み特性が急激に変
化したとき、前記適応アルゴリズムによれば非巡回形デ
ィジタルフィルタ１が変化した未知のフィルタ２の特性
に近似するまでにはある程度の時間が必要である。この
近似するまでの間は両フィルタの特性の差による誤差信
号ｅｋが出力端子５にあられれ１例えばエコーキャンセ
ラー回路のよ５に端子４〜５０回路がループの一部とし
て使用される場合誤差信号ｅｋのレベルが太きいとき、
場合によっては−・ウリングを生ずることがある。また
非巡回形ディジタルフィルタ１は理想的に未知なフィル
タ２の特性を近似できるわけでなく常に誤差が発生する
。未知なフィルタ２の特性は時間的に変動するので同様
に誤差が発生する。これらを含めた誤差は適応アルゴリ
ズムが前記のごときものでなくともある時刻の係数パラ
メータに補正値を加えて次の時刻の係数パラメータにす
る。いわゆる逐次修正を行う手法では必ず起る問題であ
る。
すなわちスピーカとマイク間の回り込み特性が急激に変
化したとき、前記適応アルゴリズムによれば非巡回形デ
ィジタルフィルタ１が変化した未知のフィルタ２の特性
に近似するまでにはある程度の時間が必要である。この
近似するまでの間は両フィルタの特性の差による誤差信
号ｅｋが出力端子５にあられれ１例えばエコーキャンセ
ラー回路のよ５に端子４〜５０回路がループの一部とし
て使用される場合誤差信号ｅｋのレベルが太きいとき、
場合によっては−・ウリングを生ずることがある。また
非巡回形ディジタルフィルタ１は理想的に未知なフィル
タ２の特性を近似できるわけでなく常に誤差が発生する
。未知なフィルタ２の特性は時間的に変動するので同様
に誤差が発生する。これらを含めた誤差は適応アルゴリ
ズムが前記のごときものでなくともある時刻の係数パラ
メータに補正値を加えて次の時刻の係数パラメータにす
る。いわゆる逐次修正を行う手法では必ず起る問題であ
る。
（目的）
したがって本発明は未知なフィルタの特性が急激に変化
したときに９本回路を使用したループ回路でのハウリン
グの発生を防止し、また出力端子にあられれる誤差信号
ｅｋのレベルを低減することを目的とするものである。
したときに９本回路を使用したループ回路でのハウリン
グの発生を防止し、また出力端子にあられれる誤差信号
ｅｋのレベルを低減することを目的とするものである。
（実施例）
本発明は、上記目的を達成するため、入力端子及び出力
端子側に可変減衰器を挿入し、入力信号と特性が未知の
フィルタの出力信号のレベルを比較し、信号レベルの低
い側の可変減衰器を動作させて信号を減衰させ、結果的
に出力端子にあられれる誤差信号ｅｋのレベルを低くす
るものである。
端子側に可変減衰器を挿入し、入力信号と特性が未知の
フィルタの出力信号のレベルを比較し、信号レベルの低
い側の可変減衰器を動作させて信号を減衰させ、結果的
に出力端子にあられれる誤差信号ｅｋのレベルを低くす
るものである。
以下本発明を実施例により詳細に説明する。第１図は可
変係数パラメータＣｊをもつ非巡回形ディジタルフィル
タ１により９％性が未知のフィルタ２を近似しようとす
る適応ディジタルフィルタの本発明の一実施例である。
変係数パラメータＣｊをもつ非巡回形ディジタルフィル
タ１により９％性が未知のフィルタ２を近似しようとす
る適応ディジタルフィルタの本発明の一実施例である。
第３図は、第１図の信号レベル比較回路９の回路構成の
１例を詳細に示した図である。本発明の構成は、第２図
に示す適応ディジタルフィルタ１に可変減衰器１０〜１
１と。
１例を詳細に示した図である。本発明の構成は、第２図
に示す適応ディジタルフィルタ１に可変減衰器１０〜１
１と。
信号レベル比較回路９を付加したものであり、以下本発
明の詳細な説明する。
明の詳細な説明する。
可変減衰器１０〜１１は外部からの制御信号で減衰量を
変化させるもので本発明では通常時減衰量はゼロに設定
しておき、制御信号が入力されたとき減衰器が動作し、
信号を減衰させる機能をもつ。
変化させるもので本発明では通常時減衰量はゼロに設定
しておき、制御信号が入力されたとき減衰器が動作し、
信号を減衰させる機能をもつ。
前記適応アルゴリズムにおける係数パラメータＣｊの修
正と同時に９本発明のレベル制御が行われる。
正と同時に９本発明のレベル制御が行われる。
入力信号ａｋと特性が未知のフィルタ２の出力信号をそ
れぞれ２乗し、比較器１２でレベル比較する。
れぞれ２乗し、比較器１２でレベル比較する。
切替器１３〜１４は外部信号により、定数＋△１または
一部２を切替えて出力するものであり、比較した結果、
レベルが大きい側には＋Δ１を出力し、小さい側には一
部２を出力する。記憶メモリ１５〜１６には切替器１３
〜１４からの信号子△１あるいは−Δ２が加算され蓄積
される。符号検出器１７〜１８は、記憶メモリ１５〜１
６に記憶されているデータが正であるか負であるかを検
出する回路であり、データが予め定めた正の値と等しい
ときに制御信号を出力し、可変°減衰器１０〜１１を動
作させる。以上の動作をまとめると９例えば入力信号ａ
ｋのレベルが特性が未知のフィルタ２の出力信号より大
きい状態が続くと記憶メモ１月６には＋Δ１が加算され
るので正の値となり出力端子５側の可変減衰器１１が動
作し、誤差信号ｅｋを減衰させて出力する。記憶メモリ
ー５には一部２が加算されるので負の値となり、入力端
子４側の可変減衰器１０は動作しないので入力信号ａｋ
はそのまま入力される。信号のレベル差が逆の場合は、
上記と逆の動作となる。定数＋△１．−△２の蓄積を行
って減衰器の制御を行う理由は、瞬間的なレベル変化に
対して減衰器を動作させないため。
一部２を切替えて出力するものであり、比較した結果、
レベルが大きい側には＋Δ１を出力し、小さい側には一
部２を出力する。記憶メモリ１５〜１６には切替器１３
〜１４からの信号子△１あるいは−Δ２が加算され蓄積
される。符号検出器１７〜１８は、記憶メモリ１５〜１
６に記憶されているデータが正であるか負であるかを検
出する回路であり、データが予め定めた正の値と等しい
ときに制御信号を出力し、可変°減衰器１０〜１１を動
作させる。以上の動作をまとめると９例えば入力信号ａ
ｋのレベルが特性が未知のフィルタ２の出力信号より大
きい状態が続くと記憶メモ１月６には＋Δ１が加算され
るので正の値となり出力端子５側の可変減衰器１１が動
作し、誤差信号ｅｋを減衰させて出力する。記憶メモリ
ー５には一部２が加算されるので負の値となり、入力端
子４側の可変減衰器１０は動作しないので入力信号ａｋ
はそのまま入力される。信号のレベル差が逆の場合は、
上記と逆の動作となる。定数＋△１．−△２の蓄積を行
って減衰器の制御を行う理由は、瞬間的なレベル変化に
対して減衰器を動作させないため。
および減衰器がオンするまでの時間とオフするまでの時
間を別々に設定するためである。
間を別々に設定するためである。
第４図は本発明による他の実施例である。第１図と異な
るところは、信号レベル比較回路９の端子ａへの入力信
号を減算器３の出力側からとっている点である。他の動
作機能は第１図と同様である。
るところは、信号レベル比較回路９の端子ａへの入力信
号を減算器３の出力側からとっている点である。他の動
作機能は第１図と同様である。
なお上記説明において信号比較をディジタル的に処置す
る例について説明したが、適当な時定数を持つアナログ
コンパ−レータで代用できることは自明の理である。
る例について説明したが、適当な時定数を持つアナログ
コンパ−レータで代用できることは自明の理である。
（効果）
以上説明したごとく１本発明によれば未知のフィルタの
特性が急激に変化したとき１本回路をループの一部とし
て使用した場合近似不足によるループのハウリングの発
生を防止するとともに誤差信号ｅｋのレベルを低くする
効果を有する。
特性が急激に変化したとき１本回路をループの一部とし
て使用した場合近似不足によるループのハウリングの発
生を防止するとともに誤差信号ｅｋのレベルを低くする
効果を有する。
第２図は、従来の適応ディジタルフィルタを示す図。第
１図、第４図は９本発明による適応ディジタルフィルタ
の実施例を示す図。第３図は、第１図の中のレベル比較
回路の詳細を示した図である。 １：非巡回形ディジタルフィルタ、２：特性が未知のフ
ィルタ、３：減算器、４：入力端子、５：出力端子、６
：可変係数修正回路、７：可変係数記憶メモリ、８：遅
延素子、９：信号レベル比較回路、１０〜１１：可変減
衰器、１２：比較器、１３〜１４：切替器、１５〜１６
：記憶メモリ、１７〜１８：符号検出器。 第２図
１図、第４図は９本発明による適応ディジタルフィルタ
の実施例を示す図。第３図は、第１図の中のレベル比較
回路の詳細を示した図である。 １：非巡回形ディジタルフィルタ、２：特性が未知のフ
ィルタ、３：減算器、４：入力端子、５：出力端子、６
：可変係数修正回路、７：可変係数記憶メモリ、８：遅
延素子、９：信号レベル比較回路、１０〜１１：可変減
衰器、１２：比較器、１３〜１４：切替器、１５〜１６
：記憶メモリ、１７〜１８：符号検出器。 第２図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、多段の遅延回路を有し可変係数パラメータをもつ非
巡回形ディジタルフィルタ（１）を伝送特性が未知のフ
ィルタ（２）に並列に接続するとともに、前記係数を修
正する修正回路（６）を備え、前記フィルタ（２）の特
性を近似する適応ディジタルフィルタにおいて、前記フ
ィルタ（２）の入力端子側および出力端子側にそれぞれ
可変減衰器を挿入するとともに、前記フィルタ（２）の
入力信号と出力信号のレベルを比較するレベル比較回路
（９）を備え、レベル差が所定値を越えた場合、前記レ
ベル比較回路（９）の出力によってレベルの小さい信号
側の可変減衰器を動作させて、該可変減衰器の入力信号
を減衰させるようにしたことを特徴とする適応ディジタ
ルフィルタ。 ２、多段の遅延を有し可変係数パラメータをもつ非巡回
形ディジタルフィルタ（１）を伝送特性が未知のフィル
タ（２）に並列に接続するとともに、前記係数を修正す
る修正回路（６）を備え、前記フィルタ（２）の特性を
近似する適応ディジタルフィルタにおいて、前記フィル
タ（２）の入力端子側および出力端子側にそれぞれ可変
減衰器を挿入するとともに、前記フィルタ（２）の出力
信号と前記非巡回形ディジタルフィルタ（１）の出力信
号の差をとり、得られた差信号と前記フィルタ（２）の
入力信号のレベルを比較するレベル比較するレベル比較
回路（９）を備え、レベル差が所定値を越えた場合、前
記レベル比較回路（９）の出力によってレベルの小さい
信号側の可変減衰器を動作させて、該可変減衰器の入力
信号を減衰させるようにしたことを特徴とする適応ディ
ジタルフィルタ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60-58426 | 1985-03-25 | ||
| JP5842685 | 1985-03-25 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62117A true JPS62117A (ja) | 1987-01-06 |
Family
ID=13084054
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61064110A Pending JPS62117A (ja) | 1985-03-25 | 1986-03-24 | 適応デイジタルフイルタ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4752903A (ja) |
| JP (1) | JPS62117A (ja) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5225836A (en) * | 1988-03-23 | 1993-07-06 | Central Institute For The Deaf | Electronic filters, repeated signal charge conversion apparatus, hearing aids and methods |
| US5016280A (en) * | 1988-03-23 | 1991-05-14 | Central Institute For The Deaf | Electronic filters, hearing aids and methods |
| US4879745A (en) * | 1988-10-12 | 1989-11-07 | Ibm Corporation | Half-duplex speakerphone |
| US4912758A (en) * | 1988-10-26 | 1990-03-27 | International Business Machines Corporation | Full-duplex digital speakerphone |
| US5091952A (en) * | 1988-11-10 | 1992-02-25 | Wisconsin Alumni Research Foundation | Feedback suppression in digital signal processing hearing aids |
| FR2651077B1 (fr) * | 1989-08-18 | 1994-06-10 | Letourneur Gregoire | Dispositif de traitement d'echo notamment acoustique dans une ligne telephonique |
| US5001661A (en) * | 1990-01-23 | 1991-03-19 | Motorola, Inc. | Data processor with combined adaptive LMS and general multiplication functions |
| US5157653A (en) * | 1990-08-03 | 1992-10-20 | Coherent Communications Systems Corp. | Residual echo elimination with proportionate noise injection |
| US6028929A (en) * | 1997-11-14 | 2000-02-22 | Tellabs Operations, Inc. | Echo canceller employing dual-H architecture having improved non-linear echo path detection |
| RU2170946C1 (ru) * | 2000-04-03 | 2001-07-20 | Ростовский военный институт ракетных войск | Декомпозиционный линейный фильтр |
| RU2209506C2 (ru) * | 2001-04-25 | 2003-07-27 | Костоглотов Андрей Александрович | Цифровой итеративный фильтр |
| US11706062B1 (en) * | 2021-11-24 | 2023-07-18 | Dialog Semiconductor B.V. | Digital filter |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2469044A1 (fr) * | 1979-08-30 | 1981-05-08 | Thomson Csf Mat Tel | Procede de traitement en temps partage de signaux numeriques et application a un annuleur d'echo autoadaptatif multiplexe |
| JPS583430A (ja) * | 1981-06-30 | 1983-01-10 | Nec Corp | まわり込信号抑圧装置 |
| FR2564667B1 (fr) * | 1984-05-15 | 1986-09-19 | Trt Telecom Radio Electr | Dispositif de commande d'un annuleur d'echo et d'un ecreteur de centre |
-
1986
- 1986-03-24 JP JP61064110A patent/JPS62117A/ja active Pending
- 1986-03-24 US US06/843,157 patent/US4752903A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4752903A (en) | 1988-06-21 |
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