JPS6214979B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6214979B2 JPS6214979B2 JP12644180A JP12644180A JPS6214979B2 JP S6214979 B2 JPS6214979 B2 JP S6214979B2 JP 12644180 A JP12644180 A JP 12644180A JP 12644180 A JP12644180 A JP 12644180A JP S6214979 B2 JPS6214979 B2 JP S6214979B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- phase
- beat
- frequency
- stereo
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H20/00—Arrangements for broadcast or for distribution combined with broadcast
- H04H20/86—Arrangements characterised by the broadcast information itself
- H04H20/88—Stereophonic broadcast systems
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はステレオ復調回路、特にAMステレオ
放送を受信する場合等に用いて好適なステレオ復
調回路に関する。
放送を受信する場合等に用いて好適なステレオ復
調回路に関する。
通常AMモノラル放送又はAMステレオ放送を
受信する場合に隣接局によるビート妨害の影響を
受けるのは良く経験するところであり、この現象
は特に夜間において大である。
受信する場合に隣接局によるビート妨害の影響を
受けるのは良く経験するところであり、この現象
は特に夜間において大である。
そこで従来AM受信機でのビート排除法として
モノラル放送においては、可聴周波段にノツチフ
イルタを挿入する方法、中間周波段を狭帯域化す
る方法或いはフエージング法による片側側波帯受
信方法等が提案されているが、前２者の場合当該
ビート信号のみでなく本来の信号をも減衰せしめ
て復調周波数特性を劣化させる欠点があつた。ま
た後者の片側側波帯受信法は上下側波帯が同一振
幅変調情報のみをもつているのでモノラル放送に
おいては前２者の場合の如く復調周波数特性を劣
化させることなく斯るビート妨害を除去出来る
も、AMステレオ放送に適用した場合には、この
AMステレオ放送においては差信号すなわちＬ−
Ｒ信号による位相変調スペクトルが上下非対称で
あるので、適用できないという欠点があつた。
モノラル放送においては、可聴周波段にノツチフ
イルタを挿入する方法、中間周波段を狭帯域化す
る方法或いはフエージング法による片側側波帯受
信方法等が提案されているが、前２者の場合当該
ビート信号のみでなく本来の信号をも減衰せしめ
て復調周波数特性を劣化させる欠点があつた。ま
た後者の片側側波帯受信法は上下側波帯が同一振
幅変調情報のみをもつているのでモノラル放送に
おいては前２者の場合の如く復調周波数特性を劣
化させることなく斯るビート妨害を除去出来る
も、AMステレオ放送に適用した場合には、この
AMステレオ放送においては差信号すなわちＬ−
Ｒ信号による位相変調スペクトルが上下非対称で
あるので、適用できないという欠点があつた。
本発明は斯る点に鑑みてなされたもので、AM
モノラル放送又はAMステレオ放送のいずれの場
合でも斯るビート妨害を除去できるステレオ復調
回路を提供するものである。
モノラル放送又はAMステレオ放送のいずれの場
合でも斯るビート妨害を除去できるステレオ復調
回路を提供するものである。
以下本発明の一実施例を、和信号Ｌ＋Ｒに振幅
変調、差信号Ｌ−Ｒに位相変調を使う例えばマグ
ナボツクス方式のAMステレオ受信機に適用した
場合を例にとり、第１図乃至第４図に基づいて詳
しく説明する。
変調、差信号Ｌ−Ｒに位相変調を使う例えばマグ
ナボツクス方式のAMステレオ受信機に適用した
場合を例にとり、第１図乃至第４図に基づいて詳
しく説明する。
第１図は本実施例の構成を示すもので、第１図
においてアンテナ１に受信されたAMステレオ信
号は図示せずも高周波増幅回路、混合回路及び局
部発振回路を含む高周波回路２で増幅され、中間
周波信号に変換された後中間周波増幅回路３に供
給される。通常高周波増幅回路はチヤンネル分離
を保つため各同調回路の帯域幅を通常のAM受信
機のものより広くして通常のAM信号よりも広い
帯域に亘り分布するPM信号の成分の損失を最少
にするように成されている。また局部発振回路は
通常のAM受信機が再生位相被変調信号のＳ／Ｎ
比を制限する位相ノイズを減少させるために通常
有する短時間安定度よりも良好な短時間定安度、
例えば100Hz以上で1/1000ラジアン以下となるよ
うに設定される。更に中間周波増幅回路３は通常
位相変調により発生された側帯波をカバーするに
十分な通過帯域を有すると共に一定の群遅延を有
してPM−AM変換の可能性を低減するように成
されている。この中間周波増幅回路３は図示せず
も高周波回路２と同様にAGC電圧で制御され
る。
においてアンテナ１に受信されたAMステレオ信
号は図示せずも高周波増幅回路、混合回路及び局
部発振回路を含む高周波回路２で増幅され、中間
周波信号に変換された後中間周波増幅回路３に供
給される。通常高周波増幅回路はチヤンネル分離
を保つため各同調回路の帯域幅を通常のAM受信
機のものより広くして通常のAM信号よりも広い
帯域に亘り分布するPM信号の成分の損失を最少
にするように成されている。また局部発振回路は
通常のAM受信機が再生位相被変調信号のＳ／Ｎ
比を制限する位相ノイズを減少させるために通常
有する短時間安定度よりも良好な短時間定安度、
例えば100Hz以上で1/1000ラジアン以下となるよ
うに設定される。更に中間周波増幅回路３は通常
位相変調により発生された側帯波をカバーするに
十分な通過帯域を有すると共に一定の群遅延を有
してPM−AM変換の可能性を低減するように成
されている。この中間周波増幅回路３は図示せず
も高周波回路２と同様にAGC電圧で制御され
る。
中間周波増幅回路３の出力側に得られるAMス
テレオ信号に関連する中間周波信号は、エンベロ
ープ検波器４に供給されると共に振制限器５に供
給される。そしてエンベロープ検波器４で中間周
波信号がエンベロープ検波されて和信号Ｌ＋Ｒが
取り出され、一方振幅制限器５で中間周波信号に
含まれるAM成分が除去された後位相検波器６で
位相検波されて差信号Ｌ−Ｒが取り出される。
テレオ信号に関連する中間周波信号は、エンベロ
ープ検波器４に供給されると共に振制限器５に供
給される。そしてエンベロープ検波器４で中間周
波信号がエンベロープ検波されて和信号Ｌ＋Ｒが
取り出され、一方振幅制限器５で中間周波信号に
含まれるAM成分が除去された後位相検波器６で
位相検波されて差信号Ｌ−Ｒが取り出される。
これらの信号は第２図Ａ及びＢに示すようにＬ
信号成分は同相関係にあるも、Ｒ信号成分は逆相
関係にあり、したがつて和信号と差信号をマトリ
ツクス回路７の加算器７ａで加算することにより
出力端子８には主チヤンネル信号すなわちＬ信号
が取り出され、一方和信号と差信号をマトリツク
ス回路７の減算器７ｂで減算することにより出力
端子９には副チヤンネル信号すなわちＲ信号が取
り出される。これらの構成は通常使用されている
慣用のステレオ復調回路である。
信号成分は同相関係にあるも、Ｒ信号成分は逆相
関係にあり、したがつて和信号と差信号をマトリ
ツクス回路７の加算器７ａで加算することにより
出力端子８には主チヤンネル信号すなわちＬ信号
が取り出され、一方和信号と差信号をマトリツク
ス回路７の減算器７ｂで減算することにより出力
端子９には副チヤンネル信号すなわちＲ信号が取
り出される。これらの構成は通常使用されている
慣用のステレオ復調回路である。
本発明では上述の構成に更に同図に示すように
位相復調系に振幅の周波数特性は一定（利得１）
とするも位相の周波数特性については特定周波数
例えばビート妨害となる周波数のみ０゜〜−360
゜移相可能な所謂全域通過波器（以下APFと
云う）１１及び１２を設ける。すなわち受信信号
にビート信号が混入した場合、エンベロープ検波
器４及び位相検波器６の出力側に夫々得られる和
信号Ｌ＋Ｒ及び差信号Ｌ−Ｒには第２図Ａ及びＢ
に示すようにビート周波数に依存して互いにラン
ダムな位相関係にあるビート振幅成分ＢA及び位
相成分ＢPが重畳されているので、差信号Ｌ−Ｒ
をAPF１１及び１２を通し、エンベロープ検波
器４の出力側に現われる例えば第２図Ｃに示すよ
うなビート振幅成分ＢAに対して、APF１１の出
力側には第２図Ｄに示すようなビート振幅成分Ｂ
Aと逆相のビート位相成分ＢP′を取り出すと共に
APF１２の出力側には第２図Ｄに示すようなビ
ート振幅成分ＢAと同相のビート位相成分ＢPを取
り出す。勿論この時APF１１及び１２において
はビート信号以外の信号に対しては移相は行われ
ないので、Ｌ信号成分とＲ信号成分は所定関係
で、つまり第２図Ｃ及びＤに示すようにＬ信号は
同相関係で、Ｒ信号は逆相関係で取り出される。
位相復調系に振幅の周波数特性は一定（利得１）
とするも位相の周波数特性については特定周波数
例えばビート妨害となる周波数のみ０゜〜−360
゜移相可能な所謂全域通過波器（以下APFと
云う）１１及び１２を設ける。すなわち受信信号
にビート信号が混入した場合、エンベロープ検波
器４及び位相検波器６の出力側に夫々得られる和
信号Ｌ＋Ｒ及び差信号Ｌ−Ｒには第２図Ａ及びＢ
に示すようにビート周波数に依存して互いにラン
ダムな位相関係にあるビート振幅成分ＢA及び位
相成分ＢPが重畳されているので、差信号Ｌ−Ｒ
をAPF１１及び１２を通し、エンベロープ検波
器４の出力側に現われる例えば第２図Ｃに示すよ
うなビート振幅成分ＢAに対して、APF１１の出
力側には第２図Ｄに示すようなビート振幅成分Ｂ
Aと逆相のビート位相成分ＢP′を取り出すと共に
APF１２の出力側には第２図Ｄに示すようなビ
ート振幅成分ＢAと同相のビート位相成分ＢPを取
り出す。勿論この時APF１１及び１２において
はビート信号以外の信号に対しては移相は行われ
ないので、Ｌ信号成分とＲ信号成分は所定関係
で、つまり第２図Ｃ及びＤに示すようにＬ信号は
同相関係で、Ｒ信号は逆相関係で取り出される。
そして上述の如くAPF１１及び１２において
ビート信号に所定の位相関係が付された差信号が
夫々加算器７ａ及び減算器７ｂに供給されると、
加算器７ａにおいては逆相関係にあるビート振幅
成分ＢA及び位相成分ＢP′が相殺されると共に同
様に逆相関係にあるＲ信号成分も除去され、もつ
て出力端子８には主チヤンネル信号であるＬ信号
のみが取り出される。また減算器７ｂにおいては
同相関係にあるビート振幅成分ＢA及び位相成分
ＢPが相殺されると共に同様に同相関係にあるＬ
信号成分も除去され、もつて出力端子９には副チ
ヤンネル信号であるＲ信号のみが取り出される。
ビート信号に所定の位相関係が付された差信号が
夫々加算器７ａ及び減算器７ｂに供給されると、
加算器７ａにおいては逆相関係にあるビート振幅
成分ＢA及び位相成分ＢP′が相殺されると共に同
様に逆相関係にあるＲ信号成分も除去され、もつ
て出力端子８には主チヤンネル信号であるＬ信号
のみが取り出される。また減算器７ｂにおいては
同相関係にあるビート振幅成分ＢA及び位相成分
ＢPが相殺されると共に同様に同相関係にあるＬ
信号成分も除去され、もつて出力端子９には副チ
ヤンネル信号であるＲ信号のみが取り出される。
したがつて出力端子８及び９にビート信号が出
力されることはない。そしてビート信号が上下側
波帯のいずれに出るかによつて第１図に破線で示
すようにAPF１１及び１２の接続関係を切換え
ることにより、全てのビート信号を排除できる。
力されることはない。そしてビート信号が上下側
波帯のいずれに出るかによつて第１図に破線で示
すようにAPF１１及び１２の接続関係を切換え
ることにより、全てのビート信号を排除できる。
第３図は第１図に示したAPF１１及び１２の
具体的な回路構成の一例を示すものである。第３
図においてAPF１１及び１２の対応する部分に
は同一のサフイツクスａ〜ｈを付して説明する。
増幅器１１ａの反転入力端及び非反転入力端は
夫々抵抗器１１ｂ及び１１ｃを介して位相検波器
６（第１図）の出力側に接続された入力端子１３
に接続される。抵抗器１１ｃの両端にはコンデン
サ１１ｄ及び１１ｅが接続され、これらコンデン
サ１１ｄ及び１１ｅの他端は抵抗器１１ｆを介し
て接地されると共に抵抗器１１ｇを介して増幅器
１１ａの出力端に接続される。また増幅器１１ａ
の出力端は抵抗器１１ｈを介してその反転入力端
に接続されると共に出力端子１４を介して加算器
７ａ（第１図）に接続される。
具体的な回路構成の一例を示すものである。第３
図においてAPF１１及び１２の対応する部分に
は同一のサフイツクスａ〜ｈを付して説明する。
増幅器１１ａの反転入力端及び非反転入力端は
夫々抵抗器１１ｂ及び１１ｃを介して位相検波器
６（第１図）の出力側に接続された入力端子１３
に接続される。抵抗器１１ｃの両端にはコンデン
サ１１ｄ及び１１ｅが接続され、これらコンデン
サ１１ｄ及び１１ｅの他端は抵抗器１１ｆを介し
て接地されると共に抵抗器１１ｇを介して増幅器
１１ａの出力端に接続される。また増幅器１１ａ
の出力端は抵抗器１１ｈを介してその反転入力端
に接続されると共に出力端子１４を介して加算器
７ａ（第１図）に接続される。
APF１２に付いても１２ａ〜１２ｈで示す各
部分が同様に接続され、そして増幅器１２ａの出
力端が出力端子１５を介して減算器７ｂ（第１
図）に接続される。
部分が同様に接続され、そして増幅器１２ａの出
力端が出力端子１５を介して減算器７ｂ（第１
図）に接続される。
そしてAPFの条件として抵抗器１１ｂと１１
ｈ及び１２ｂと１２ｈの値は夫々等しく且つ抵抗
器１１ｃ及び１２ｃの値は夫々抵抗器１１ｇ及び
１２ｇの値の２倍とされ、またコンデンサ１１
ｄ，１１ｅ，１２ｄ及び１２ｅの値は同一とされ
る。
ｈ及び１２ｂと１２ｈの値は夫々等しく且つ抵抗
器１１ｃ及び１２ｃの値は夫々抵抗器１１ｇ及び
１２ｇの値の２倍とされ、またコンデンサ１１
ｄ，１１ｅ，１２ｄ及び１２ｅの値は同一とされ
る。
そこで例えばAPF１１側を−90゜系、APF１
２側を−270゜系として各定数を以下のように設
定すると周波数10kHzで相互に逆相関係をもつた
第４図に示すようなAPF特性が得られる。
２側を−270゜系として各定数を以下のように設
定すると周波数10kHzで相互に逆相関係をもつた
第４図に示すようなAPF特性が得られる。
C0＝1000PF、R1＝22.0271kΩ、R2＝100.056k
Ω、R3＝11.0135kΩ、R1′＝24.9025kΩ、R2′＝
142.497kΩ、R3′＝12.4513kΩ たゞし上記においてC0はコンデンサ１１ｄ，
１１ｅ，１２ｄ及び１２ｅの値、R1、R2及びR3
は夫々抵抗器１１ｃ，１１ｆ及び１１ｇの値、
R1′、R2′及びR3′は夫々抵抗器１２ｃ，１２ｆ及
び１２ｇの値である。
Ω、R3＝11.0135kΩ、R1′＝24.9025kΩ、R2′＝
142.497kΩ、R3′＝12.4513kΩ たゞし上記においてC0はコンデンサ１１ｄ，
１１ｅ，１２ｄ及び１２ｅの値、R1、R2及びR3
は夫々抵抗器１１ｃ，１１ｆ及び１１ｇの値、
R1′、R2′及びR3′は夫々抵抗器１２ｃ，１２ｆ及
び１２ｇの値である。
第４図において破線αで示すのがAPF１１の
特性であり、実線βで示すのがAPF１２の特性
である。この第４図からステレオセパレーシヨン
を確保するため所望周波数例えば5kHzまでは位
相偏差が零で両出力は略々同相関係にあり、そし
て除去しようとする特定周波数例えば10kHzにお
いて位相偏差が180゜となつて両出力は略々逆相
関係にあることがわかる。
特性であり、実線βで示すのがAPF１２の特性
である。この第４図からステレオセパレーシヨン
を確保するため所望周波数例えば5kHzまでは位
相偏差が零で両出力は略々同相関係にあり、そし
て除去しようとする特定周波数例えば10kHzにお
いて位相偏差が180゜となつて両出力は略々逆相
関係にあることがわかる。
なお第４図はビート信号の周波数が10kHzの場
合を前提にAPF１１及び１２の各定数を設定し
たが、抵抗器１１ｆ及び１２ｆの値を可変するこ
とにより任意の周波数に対応させることができ
る。すなわちいまAPF１１及び１２の伝達関数
を夫々Ｆ〓（ｓ）及びＦ〓（ｓ）とすると、これ
らは次式の如く表わすことができる。
合を前提にAPF１１及び１２の各定数を設定し
たが、抵抗器１１ｆ及び１２ｆの値を可変するこ
とにより任意の周波数に対応させることができ
る。すなわちいまAPF１１及び１２の伝達関数
を夫々Ｆ〓（ｓ）及びＦ〓（ｓ）とすると、これ
らは次式の如く表わすことができる。
Ｆ〓（ｓ）＝Ａｓ２−Ｂｓ＋１／Ａｓ２＋Ｂｓ＋１…
……(1) Ｆ〓（ｓ）＝Ａ′ｓ２−Ｂ′ｓ＋１／Ａ′ｓ２＋Ｂ′
ｓ＋１………(2) 上記(1)及び(2)式においてｓ＝ｊωとすると
APF１１及び１２の位相φ〓（ω）及びφ〓
（ω）は夫々次式で表わされる。
……(1) Ｆ〓（ｓ）＝Ａ′ｓ２−Ｂ′ｓ＋１／Ａ′ｓ２＋Ｂ′
ｓ＋１………(2) 上記(1)及び(2)式においてｓ＝ｊωとすると
APF１１及び１２の位相φ〓（ω）及びφ〓
（ω）は夫々次式で表わされる。
φ〓（ω）＝−2tan-1ωＢ／１−ω２Ａ ………(3)
φ〓（ω）＝−2tan-1ωＢ′／１−ω２Ａ′ ………(4)
たゞし上記(3)及び(4)式において
Ａ＝Ｃ〓×Ｒ１・Ｒ２・Ｒ３／Ｒ１＋Ｒ２ ………(5)
Ｂ＝Ｃ０（２Ｒ２・Ｒ３−Ｒ１・Ｒ２−Ｒ３・Ｒ１）／
Ｒ２＋Ｒ３………(6) である。上記(5)及び(6)式においてC0、R1〜R3は
上述のコンデンサ、抵抗器の各値に対応してい
る。したがつて上述よりC0、R1及びR3はAPFを
構成する条件として予め所定関係に設定されるの
で、上記(5)及び(6)において可変できるものとして
はR2だけとなる。したがつてこれに対応する第
３図の抵抗器１１ｆ及び１２ｆの値を可変するこ
とにより任意の周波数に対応したAPFを構成す
ることができることがわかる。
Ｒ２＋Ｒ３………(6) である。上記(5)及び(6)式においてC0、R1〜R3は
上述のコンデンサ、抵抗器の各値に対応してい
る。したがつて上述よりC0、R1及びR3はAPFを
構成する条件として予め所定関係に設定されるの
で、上記(5)及び(6)において可変できるものとして
はR2だけとなる。したがつてこれに対応する第
３図の抵抗器１１ｆ及び１２ｆの値を可変するこ
とにより任意の周波数に対応したAPFを構成す
ることができることがわかる。
上述の如く本発明によれば、位相復調系の出力
側にビート周波数の如く特定周波数に対して相互
の出力間の位相が逆相関係になる複数個のAPF
を設け、これらのAPFの各出力を振幅復調系等
他方の復調系の出力と合成して特定周波数に関連
する信号すなわちビート信号を除去するようにし
たので、AMステレオ受信において上下側波帯の
いずれかにビート妨害が生じたとしても、何等周
波数特性を損うことなくこれを排除して良好な受
信が可能となる。
側にビート周波数の如く特定周波数に対して相互
の出力間の位相が逆相関係になる複数個のAPF
を設け、これらのAPFの各出力を振幅復調系等
他方の復調系の出力と合成して特定周波数に関連
する信号すなわちビート信号を除去するようにし
たので、AMステレオ受信において上下側波帯の
いずれかにビート妨害が生じたとしても、何等周
波数特性を損うことなくこれを排除して良好な受
信が可能となる。
またモノラル放送の場合も同様に適用でき、す
なわち差信号Ｌ−Ｒ＝０と考えればよく、もつて
汎用性のあるステレオ復調回路を提供することが
できる。
なわち差信号Ｌ−Ｒ＝０と考えればよく、もつて
汎用性のあるステレオ復調回路を提供することが
できる。
なお上述の実施例では本発明をマグナボツクス
方式のAMステレオ受信機に適用した場合を例に
とり説明したが、これに限定されることなく、少
くとも復調系の一方が位相復調系とされる方式、
例えばモトローラ方式のAMステレオ受信機の場
合も同様に適用できることは云うまでもない。
方式のAMステレオ受信機に適用した場合を例に
とり説明したが、これに限定されることなく、少
くとも復調系の一方が位相復調系とされる方式、
例えばモトローラ方式のAMステレオ受信機の場
合も同様に適用できることは云うまでもない。
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２
図は第１図の動作説明に供するための線図、第３
図は本発明の要部の具体的な一例を示す回路図、
第４図は第３図に関連したAPF特性を示す特性
図である。 ４はエンベロープ検波器、５は振幅制限器、６
は位相検波器、７はマトリツクス回路、１１，１
２は全域通過波器（APF）である。
図は第１図の動作説明に供するための線図、第３
図は本発明の要部の具体的な一例を示す回路図、
第４図は第３図に関連したAPF特性を示す特性
図である。 ４はエンベロープ検波器、５は振幅制限器、６
は位相検波器、７はマトリツクス回路、１１，１
２は全域通過波器（APF）である。
Claims (1)
- １ 復調系の一方に少くとも位相復調系を有する
ステレオ復調回路において、上記位相復調系の出
力側に特定周波数に対して相互の出力間の位相が
逆相関係にある複数個の全域通過波器を設け、
上記全域通過波器の各出力を他方の復調系の出
力との合成により上記特定周波数に関連する信号
を除去するようにしたことを特徴とするステレオ
復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12644180A JPS5752246A (en) | 1980-09-11 | 1980-09-11 | Stereo demodulating circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12644180A JPS5752246A (en) | 1980-09-11 | 1980-09-11 | Stereo demodulating circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5752246A JPS5752246A (en) | 1982-03-27 |
| JPS6214979B2 true JPS6214979B2 (ja) | 1987-04-04 |
Family
ID=14935278
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12644180A Granted JPS5752246A (en) | 1980-09-11 | 1980-09-11 | Stereo demodulating circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5752246A (ja) |
-
1980
- 1980-09-11 JP JP12644180A patent/JPS5752246A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5752246A (en) | 1982-03-27 |
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