JPS62168407A - 位相変調信号移相器 - Google Patents
位相変調信号移相器Info
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- JPS62168407A JPS62168407A JP61009654A JP965486A JPS62168407A JP S62168407 A JPS62168407 A JP S62168407A JP 61009654 A JP61009654 A JP 61009654A JP 965486 A JP965486 A JP 965486A JP S62168407 A JPS62168407 A JP S62168407A
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- JP
- Japan
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- phase
- signal
- output
- phase shifter
- multiplying
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- Pending
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は位相変調信号の無限移相器に関する。
（従来の技術）
従来の信号移相手段は第２図の様に所望の移用量に対応
する電圧をＲＯＭ （Ｒｅａｄ ０ｎｌｙ Ｍｅｍｏｒ
ｙ）３１に記憶させておき、移相時に位相情報信号入力
端子３から位相情報信号を入力し、その信号に対するＲ
ＯＭ３１の電圧を乗算回路１９および同２０にかけＮ相
変調信号入力端子１から入力され、９０°分波器１８で
分波された各分波出力との積をとり、その出力をハイブ
リッド（合成器）２１で合成するという方法か、又は信
号をディレーラインに通して信号を遅延させ位相を閤移
させるという方法のいずれかであった。
する電圧をＲＯＭ （Ｒｅａｄ ０ｎｌｙ Ｍｅｍｏｒ
ｙ）３１に記憶させておき、移相時に位相情報信号入力
端子３から位相情報信号を入力し、その信号に対するＲ
ＯＭ３１の電圧を乗算回路１９および同２０にかけＮ相
変調信号入力端子１から入力され、９０°分波器１８で
分波された各分波出力との積をとり、その出力をハイブ
リッド（合成器）２１で合成するという方法か、又は信
号をディレーラインに通して信号を遅延させ位相を閤移
させるという方法のいずれかであった。
（発明が解決しようとする問題点）
しかしながら上述した第２図の移相器ではステップでし
か位相を変えられず、位相を細かく変えるにはメモリー
を多く必要とし、書き込む手間ら大となる欠点があり、
また、ディレーラインを用いる方法でも位相はステップ
でしか変えられず、又信号の変換点もずれてしまうとい
う欠点があった。このため、１ビット間の位相差を検出
するＰＳＫ遅延検波回路や信号相関の測定回路等のよう
に位相変調信号同士の位相を合せる必要がある場合、そ
の調整に手間取るという問題があった。
か位相を変えられず、位相を細かく変えるにはメモリー
を多く必要とし、書き込む手間ら大となる欠点があり、
また、ディレーラインを用いる方法でも位相はステップ
でしか変えられず、又信号の変換点もずれてしまうとい
う欠点があった。このため、１ビット間の位相差を検出
するＰＳＫ遅延検波回路や信号相関の測定回路等のよう
に位相変調信号同士の位相を合せる必要がある場合、そ
の調整に手間取るという問題があった。
本発明の目的は、上記従来技術の問題点に顧みて、簡単
な回路構成で、位相変調信号の位相を連続的に移相させ
ることのできる移相器を提供することにある。
な回路構成で、位相変調信号の位相を連続的に移相させ
ることのできる移相器を提供することにある。
（問題点を解決するための手段）
本発明は上記の目的を達成するために次の手段構成を有
する。即ち、本発明の位相変調信号移相器は、入力信号
を９０°分波し、各分波信号毎に直流制御信号を乗算し
た後結合する複素乗算器を用いた信号移相器において、
Ｎ（偶数）相位相変調波をＮ逓倍しＣＷ （Ｃｏｎｓｔ
ａｎｔ Ｗａｖｅ）にする逓倍器と； 該逓倍器の逓倍
出力を受けて９０”分波する９０°分波器と； 前記逓
倍器の逓倍出力を受けてその位相を連続偏移できる可変
移相器と；前記９０°分波器の２つの各分波出力のそれ
ぞれと前記可変移相器の出力とを乗算する２つのミキサ
と； 該各ミキサ毎にその出力を受け直流成分のみを抽
出して前記複素乗算器へ直流制御信号として出力する２
つの低域ろ波器と； を具備することを特徴とする位相
変調信号移相器である。
する。即ち、本発明の位相変調信号移相器は、入力信号
を９０°分波し、各分波信号毎に直流制御信号を乗算し
た後結合する複素乗算器を用いた信号移相器において、
Ｎ（偶数）相位相変調波をＮ逓倍しＣＷ （Ｃｏｎｓｔ
ａｎｔ Ｗａｖｅ）にする逓倍器と； 該逓倍器の逓倍
出力を受けて９０”分波する９０°分波器と； 前記逓
倍器の逓倍出力を受けてその位相を連続偏移できる可変
移相器と；前記９０°分波器の２つの各分波出力のそれ
ぞれと前記可変移相器の出力とを乗算する２つのミキサ
と； 該各ミキサ毎にその出力を受け直流成分のみを抽
出して前記複素乗算器へ直流制御信号として出力する２
つの低域ろ波器と； を具備することを特徴とする位相
変調信号移相器である。
（作 用）
次に本発明のｆヤ用を図面を参照して説明する。
第１図は本発明の位相変調信号移相器の実施例の構成を
示すブロック図である。第１図で１はＮ相変調信号入力
端子、２は移相後のＮ相変調信号出力端子、１１はＮ逓
倍回路、１２．１８は９０゜分波器、１３はＣＷ （Ｃ
ｏｎｓｔａｎｔ Ｗａｖｅ ）可変移相器、１４．１５
はミキサ回路、１６．１７は低域ろ波器、１９．２０は
乗算回路、２１はハイブリッド（合成器）である。なお
、Ｎは偶数である。
示すブロック図である。第１図で１はＮ相変調信号入力
端子、２は移相後のＮ相変調信号出力端子、１１はＮ逓
倍回路、１２．１８は９０゜分波器、１３はＣＷ （Ｃ
ｏｎｓｔａｎｔ Ｗａｖｅ ）可変移相器、１４．１５
はミキサ回路、１６．１７は低域ろ波器、１９．２０は
乗算回路、２１はハイブリッド（合成器）である。なお
、Ｎは偶数である。
今、入力端子１から入力する位相変調信号ＳＬをＳＬ
＝ｓ ｉ ｎ ｆωｔ＋２ｒ／Ｎ十〇（ｔ）ｌ −−
−−−−−（１）但し、ω： 角周波数、 Ｎ： 位相
変調の相数、θ（ｔ） ： 時刻ｔにおける位相 とすると、ＳＬをＮ逓倍回路でＮ逓倍した信号Ｓｓは ＳＮ’ｓ ｉ ｎ （Ｎωｔ＋２ｘ＋Ｎθ（ｔ））＝ｓ
ｉ ｎ （Ｎωｔ＋Ｎθ（ｔ）ｌ −＝＝
−（２）となる。この信号ＳＮを９０°分波器１２で分
波すると分波された２つの信号Ｓ５およびＳｃはそれぞ
れ Ｓ、＝ｓ ｉ ｎ （Ｎωｔ＋Ｎθ（ｔ）） −
−−−−−−（３）Ｓｃ＝ｃｏｓ（Ｎωｔ＋Ｎθ（ｔ）
） −一・−−（４）と表すことができる。
＝ｓ ｉ ｎ ｆωｔ＋２ｒ／Ｎ十〇（ｔ）ｌ −−
−−−−−（１）但し、ω： 角周波数、 Ｎ： 位相
変調の相数、θ（ｔ） ： 時刻ｔにおける位相 とすると、ＳＬをＮ逓倍回路でＮ逓倍した信号Ｓｓは ＳＮ’ｓ ｉ ｎ （Ｎωｔ＋２ｘ＋Ｎθ（ｔ））＝ｓ
ｉ ｎ （Ｎωｔ＋Ｎθ（ｔ）ｌ −＝＝
−（２）となる。この信号ＳＮを９０°分波器１２で分
波すると分波された２つの信号Ｓ５およびＳｃはそれぞ
れ Ｓ、＝ｓ ｉ ｎ （Ｎωｔ＋Ｎθ（ｔ）） −
−−−−−−（３）Ｓｃ＝ｃｏｓ（Ｎωｔ＋Ｎθ（ｔ）
） −一・−−（４）と表すことができる。
一方、Ｎ逓倍信号ＳＮをＣＷ可変移相器１３で位相をθ
ヮたけ移相された信号Ｓθは Ｓ、９ ＝ｓ ｉ ｎ （Ｎωｔ＋Ｎθ（１）−θｖ
ｌ −−−−−（５）で表される。この信号Ｓθは
ミキサ回路１４および同１５へ加えられている。一方、
信号Ｓｓがミキサ回路１４に加えられ、信号Ｓｃがミキ
サ回路１５に加えられているとすると、ミキサ回路１４
の出力ＳＭとミキサ回路１５の出力Ｓ’Ｍはそれぞれ次
の（６）式および（７）式で表される。
ヮたけ移相された信号Ｓθは Ｓ、９ ＝ｓ ｉ ｎ （Ｎωｔ＋Ｎθ（１）−θｖ
ｌ −−−−−（５）で表される。この信号Ｓθは
ミキサ回路１４および同１５へ加えられている。一方、
信号Ｓｓがミキサ回路１４に加えられ、信号Ｓｃがミキ
サ回路１５に加えられているとすると、ミキサ回路１４
の出力ＳＭとミキサ回路１５の出力Ｓ’Ｍはそれぞれ次
の（６）式および（７）式で表される。
ＳＭ＝Ｓｓ−８θ＝（３）式×（５）式 ・−、−・
−（６）ＳＭ ＝Ｓｃ −８ｏ −（４）式×（５）式
−・−・・−（７）次いで、信号ＳＭは低域ろ波
器１６を通過し、信号Ｓｔ、は低域ろ波器１７を通過す
るので（６）式および（７）式中の高周波成分は抑圧さ
れ直流成分のみが出力され、低域ろ波器１６の出力ＳＭ
Ｆおよび低域ろ波器１７の出力Ｓ′ＮｔＦはそれぞれ（
８）式、（９）式のようになる。
−（６）ＳＭ ＝Ｓｃ −８ｏ −（４）式×（５）式
−・−・・−（７）次いで、信号ＳＭは低域ろ波
器１６を通過し、信号Ｓｔ、は低域ろ波器１７を通過す
るので（６）式および（７）式中の高周波成分は抑圧さ
れ直流成分のみが出力され、低域ろ波器１６の出力ＳＭ
Ｆおよび低域ろ波器１７の出力Ｓ′ＮｔＦはそれぞれ（
８）式、（９）式のようになる。
ＳＭＦ＝ＣＯ５θｖ −−−−−−＝
−−−−−（８）ＳＭ、＝−ｓｉｎθｖ
−・−−−−＝−−−・−−（
９＞そして、信号ＳＭＦは乗算回路１つへ加えられ、信
号Ｓ’ＭＦは乗算回路２０へ加えられる。
−−−−−（８）ＳＭ、＝−ｓｉｎθｖ
−・−−−−＝−−−・−−（
９＞そして、信号ＳＭＦは乗算回路１つへ加えられ、信
号Ｓ’ＭＦは乗算回路２０へ加えられる。
無限移相器の複素乗算器にかける信号はいかなる移相に
おいても移相後の振幅を一定にする必要がある為、制御
信号のＲＭ Ｓ （Ｒｏｏｔ Ｍｅａｎ ５ｑｕａｒｅ
’）随は一定である必要があるがこの回路での制御信号
である（８）式と（９）式は （ｃｏｓθｖ）２＋（−ｓｉｎθｖ ） ２＝ １ −
−−−− （１０）となり条件を満足している。
おいても移相後の振幅を一定にする必要がある為、制御
信号のＲＭ Ｓ （Ｒｏｏｔ Ｍｅａｎ ５ｑｕａｒｅ
’）随は一定である必要があるがこの回路での制御信号
である（８）式と（９）式は （ｃｏｓθｖ）２＋（−ｓｉｎθｖ ） ２＝ １ −
−−−− （１０）となり条件を満足している。
次に、信号Ｓｒを９０’分波器１８で分波した２つの分
波出力Ｓ１ｍおよび同Ｓ１゜は次の（１１）式、（１２
）式で表すことができる。
波出力Ｓ１ｍおよび同Ｓ１゜は次の（１１）式、（１２
）式で表すことができる。
Ｓ、、＝Ｓｉｎ （ωｔ＋２π／Ｎ＋θ（ｔ））
−−−−（ＩＩ）Ｓ＋ｃ＝ｃｏｓ ｆωｔ＋２π／Ｎ
＋θ（ｔ）） −一−−（１２＞今、信号Ｓ１ｍ
が乗算回路１９へ加えられ、信号Ｓ１゜が乗算回路２０
に加えられると、乗算回路１つの出力信号は信号ＳＭＦ
と同Ｓ１ｇの積となり、乗算回路２０の出力信号は信号
Ｓ’ＭＦと同Ｓｌｃの積となる。そして、これら２つの
積信号はハイブリッド２１で加算されるのでハイブリッ
ド２１の出力信号Ｓｏは Ｓｏ ”Ｓｎ・ＳＭｐ＋Ｓ＋ｃ−３ＭＦ＝ｓ ｉ ｎ
（ωｔ＋２π／Ｎ＋θ（ｔ）ｌ・ｃｏｓθＶ＋ｃｏｓ（
ωｔ＋２π／Ｎ＋θ（ｔ）） ・（−ｓ ｉ ｎθＶ）
＝ｓ ｉ ｎ （ωｔ＋２π／Ｎ＋θ（１）−θｖ）
−−ｍ−（１３）となる。これは入力帯域信号の位
相をθＶ可変させたものであることを示している。
−−−−（ＩＩ）Ｓ＋ｃ＝ｃｏｓ ｆωｔ＋２π／Ｎ
＋θ（ｔ）） −一−−（１２＞今、信号Ｓ１ｍ
が乗算回路１９へ加えられ、信号Ｓ１゜が乗算回路２０
に加えられると、乗算回路１つの出力信号は信号ＳＭＦ
と同Ｓ１ｇの積となり、乗算回路２０の出力信号は信号
Ｓ’ＭＦと同Ｓｌｃの積となる。そして、これら２つの
積信号はハイブリッド２１で加算されるのでハイブリッ
ド２１の出力信号Ｓｏは Ｓｏ ”Ｓｎ・ＳＭｐ＋Ｓ＋ｃ−３ＭＦ＝ｓ ｉ ｎ
（ωｔ＋２π／Ｎ＋θ（ｔ）ｌ・ｃｏｓθＶ＋ｃｏｓ（
ωｔ＋２π／Ｎ＋θ（ｔ）） ・（−ｓ ｉ ｎθＶ）
＝ｓ ｉ ｎ （ωｔ＋２π／Ｎ＋θ（１）−θｖ）
−−ｍ−（１３）となる。これは入力帯域信号の位
相をθＶ可変させたものであることを示している。
良く知られている様にＣＷの可変移相器は低域ろ波器の
可変コンデンサを調整すること等により連続可変できる
為、ＣＷ可変移相器１３はθ９を連続可変することがで
きるので、Ｎ相変調信号の位相を連続可変できることに
なる。
可変コンデンサを調整すること等により連続可変できる
為、ＣＷ可変移相器１３はθ９を連続可変することがで
きるので、Ｎ相変調信号の位相を連続可変できることに
なる。
（発明の効果）
本発明の移相器は、以上詳細に説明した構成と作用によ
りＮ相の位相変調信号の移相を、従来の移相器のような
ステップ可変ではなく連続可変出来るという利点がある
。従って、１ビット間の位相差を検出するＰＳＫ遅延検
波口路や信号相関の測定回路等において位相変調信号同
士の位相を合せることが容易にでき調整時間の軽減に大
きな効果をもたらすことができるという利点がある。
りＮ相の位相変調信号の移相を、従来の移相器のような
ステップ可変ではなく連続可変出来るという利点がある
。従って、１ビット間の位相差を検出するＰＳＫ遅延検
波口路や信号相関の測定回路等において位相変調信号同
士の位相を合せることが容易にでき調整時間の軽減に大
きな効果をもたらすことができるという利点がある。
第１図は本発明の実施例の構成を示すブロック図、第２
図は従来の可変移相器の構成を示すブロック図である。 １・・・・・・Ｎ相変調信号入力端子、 ２・・・・・
・移相後のＮ相変調信号出力端子、 ３・・・・・・位
相情報信号入力端子、 １１・・・・・・Ｎ逓倍回路、
１２．１８・・・・・・９０°分波器、 １３・
・・・・・ＣＷ可変移相器、１４．１５・・・・・・ミ
キサ回路、 １６．１７・・・・・・低域ろ波器、
１９．２０・・・・・・乗算回路、 ２１・・・・・ハ
イブリッド（合成器）、 ３１・・・・・・ＲＯＭ。
図は従来の可変移相器の構成を示すブロック図である。 １・・・・・・Ｎ相変調信号入力端子、 ２・・・・・
・移相後のＮ相変調信号出力端子、 ３・・・・・・位
相情報信号入力端子、 １１・・・・・・Ｎ逓倍回路、
１２．１８・・・・・・９０°分波器、 １３・
・・・・・ＣＷ可変移相器、１４．１５・・・・・・ミ
キサ回路、 １６．１７・・・・・・低域ろ波器、
１９．２０・・・・・・乗算回路、 ２１・・・・・ハ
イブリッド（合成器）、 ３１・・・・・・ＲＯＭ。
Claims (1)
- 入力信号を９０°分波し、各分波信号毎に直流制御信
号を乗算した後結合する複素乗算器を用いた信号移相器
において、Ｎ（偶数）相位相変調波をＮ逓倍しＣＷ（Ｃ
ｏｎｓｔａｎｔＷａｖｅ）にする逓倍器と；該逓倍器の
逓倍出力を受けて９０°分波する９０°分波器と；前記
逓倍器の逓倍出力を受けてその位相を連続偏移できる可
変移相器と；前記９０°分波器の２つの各分波出力のそ
れぞれと前記可変移相器の出力とを乗算する２つのミキ
サと；該各ミキサ毎にその出力を受け直流成分のみを抽
出して前記複素乗算器へ直流制御信号として出力する２
つの低域ろ波器と；を具備することを特徴とする位相変
調信号移相器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61009654A JPS62168407A (ja) | 1986-01-20 | 1986-01-20 | 位相変調信号移相器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61009654A JPS62168407A (ja) | 1986-01-20 | 1986-01-20 | 位相変調信号移相器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62168407A true JPS62168407A (ja) | 1987-07-24 |
Family
ID=11726201
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61009654A Pending JPS62168407A (ja) | 1986-01-20 | 1986-01-20 | 位相変調信号移相器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62168407A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6995593B2 (en) * | 2003-02-21 | 2006-02-07 | Alcatel | Circuit for programmable stepless clock shifting |
| WO2020183569A1 (ja) * | 2019-03-11 | 2020-09-17 | 三菱電機株式会社 | 位相可変逓倍器及びアンテナ装置 |
-
1986
- 1986-01-20 JP JP61009654A patent/JPS62168407A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6995593B2 (en) * | 2003-02-21 | 2006-02-07 | Alcatel | Circuit for programmable stepless clock shifting |
| WO2020183569A1 (ja) * | 2019-03-11 | 2020-09-17 | 三菱電機株式会社 | 位相可変逓倍器及びアンテナ装置 |
| JPWO2020183569A1 (ja) * | 2019-03-11 | 2021-09-13 | 三菱電機株式会社 | 位相可変逓倍器及びアンテナ装置 |
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