JPS6217419B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6217419B2 JPS6217419B2 JP11011978A JP11011978A JPS6217419B2 JP S6217419 B2 JPS6217419 B2 JP S6217419B2 JP 11011978 A JP11011978 A JP 11011978A JP 11011978 A JP11011978 A JP 11011978A JP S6217419 B2 JPS6217419 B2 JP S6217419B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- baseband signal
- output
- component
- filter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 16
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
- H04L27/06—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/066—Carrier recovery circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はパーシヤルレスポンスSSB伝送を用い
たデータ伝送において、受信データ信号から抽出
した位相情報により搬送波位相を制御する機能を
有するデータ伝送受信機に関する。
たデータ伝送において、受信データ信号から抽出
した位相情報により搬送波位相を制御する機能を
有するデータ伝送受信機に関する。
従来、SSB或いはVSBを用いたデータ伝送では
直交成分の影響を避ける為にパイロツト信号から
搬送波位相情報を抽出することが一般的であつ
た。
直交成分の影響を避ける為にパイロツト信号から
搬送波位相情報を抽出することが一般的であつ
た。
然しながら、通常パイロツト信号周波数は信号
成分の影響を避けるため信号帯域の両端に選ぶ必
要があり、一般に、この帯域端における伝送路特
性は強い遅延歪を持つため、パイロツト信号から
速い位相変動の情報を正確に抽出することは困難
であつた。
成分の影響を避けるため信号帯域の両端に選ぶ必
要があり、一般に、この帯域端における伝送路特
性は強い遅延歪を持つため、パイロツト信号から
速い位相変動の情報を正確に抽出することは困難
であつた。
更に、伝送路が電力制限を受ける場合、パイロ
ツト信号を送出することは、必然的に信号電力の
減少を招き、信号対雑音比の損失を招いてしまう
欠点があつた。
ツト信号を送出することは、必然的に信号電力の
減少を招き、信号対雑音比の損失を招いてしまう
欠点があつた。
本発明の目的は、自動等化器により、伝送路歪
の殆んどが除去されることを前提として直交成分
の推定を行いDSBにおける位相制御と同様の形
で、パイロツト信号に依ることなく、受信データ
から速い位相変動を含む位相情報を抽出し、位相
制御を行うことを特徴とするデータ伝送受信機を
提供することにある。
の殆んどが除去されることを前提として直交成分
の推定を行いDSBにおける位相制御と同様の形
で、パイロツト信号に依ることなく、受信データ
から速い位相変動を含む位相情報を抽出し、位相
制御を行うことを特徴とするデータ伝送受信機を
提供することにある。
以下本発明の原理を図面に従つて詳細に説明す
る。図で受信信号は90゜位相差分波器１により同
相直交の２つの成分に分けられた固定の発振器２
の発生する正弦波を乗積検波器１６において復調
される。復調されたベースバンド信号の同相成分
は、自動等化器３により等化され、直交成分は前
記自動等化器３と全く同一の特性を持つ等化器４
に入力され等化された直交成分が得られる。
る。図で受信信号は90゜位相差分波器１により同
相直交の２つの成分に分けられた固定の発振器２
の発生する正弦波を乗積検波器１６において復調
される。復調されたベースバンド信号の同相成分
は、自動等化器３により等化され、直交成分は前
記自動等化器３と全く同一の特性を持つ等化器４
に入力され等化された直交成分が得られる。
等化されたベースバンド信号の同相成分及び直
交成分は、データ送信間隔で動作するサンプラー
８，９でサンプルされ、サンプル値は位相回転回
路５により位相回転を受ける。今、この位相回転
を受けたベースバンド信号の同相成分のｔ＝nT
におけるサンプル値をＸo、直交成分のそれをｙo
とすると、Ｘo，ｙoは各々次の様に表わせる。
交成分は、データ送信間隔で動作するサンプラー
８，９でサンプルされ、サンプル値は位相回転回
路５により位相回転を受ける。今、この位相回転
を受けたベースバンド信号の同相成分のｔ＝nT
におけるサンプル値をＸo、直交成分のそれをｙo
とすると、Ｘo，ｙoは各々次の様に表わせる。
但しａk：ｔ＝kTの送信シンボル
ci：自動等化器のｉ番目のタツプゲイン
ｈo：伝送路インパルス応答の同相成分
ｈo： 〃 直交〃
Θo＝φo−φo
φo＝２πｆpnT＋o
φo：ｔ＝nTにおける推定位相
ｆp：周波数オフセツトo
：位相路での位相変動のｔ＝nTでの値
ここで、自動等化器を含めたインパルス応答の
同相成分のｔ＝nTにおけるサンプル値をｐo、直
交成分のそれをｑoとすると等化が完全に行なわ
れていれば、例えばクラスパーシヤルレスポン
スSSBの場合、 （正符号：下側波帯、負符号：上側波帯）であ
る。
同相成分のｔ＝nTにおけるサンプル値をｐo、直
交成分のそれをｑoとすると等化が完全に行なわ
れていれば、例えばクラスパーシヤルレスポン
スSSBの場合、 （正符号：下側波帯、負符号：上側波帯）であ
る。
従つて、前記Ｘo，ｙoは各々
となる。ここでｂo△−（ａo−ａo−２）ｙoなる量
を考える。
を考える。
ｂo＝（ａo−ａo−２）2sinΘo
〓１／π（ａo−ａo−２）cosΘo・ｄo (1)
ｄoはｎ−ｋ＝偶数のシンボルａkを含まない量
であり、系列｛ａk｝がランダムであればｄoの平
均値は零である。この事実を利用してΘoの時間
変動が非常に遅い場合はｂoを位相情報として狭
帯域ループ・フイルタにより積分することにより
位相制御を行うことが出来る。然しながら、比較
的Θoの変動が速い場合、この変動に追従して制
御を行うには、ｄoは擾乱となるので、出来るだ
け抑圧する必要がある。
であり、系列｛ａk｝がランダムであればｄoの平
均値は零である。この事実を利用してΘoの時間
変動が非常に遅い場合はｂoを位相情報として狭
帯域ループ・フイルタにより積分することにより
位相制御を行うことが出来る。然しながら、比較
的Θoの変動が速い場合、この変動に追従して制
御を行うには、ｄoは擾乱となるので、出来るだ
け抑圧する必要がある。
(1)式のｄoは
但し
の様に｛ａo−（2N−１）−ａo−（2N＋１）｝〜
｛ａo＋（2M−１）−ａo＋（2M−３）｝を含む項と
それ以外の項ｒoとに分解される。
｛ａo＋（2M−１）−ａo＋（2M−３）｝を含む項と
それ以外の項ｒoとに分解される。
今、ｔ＝（ｎ＋2M）Ｔの時刻を考え、送信シン
ボルが正しく推定されているとすればａo＋（2M
−１）−ａo＋（2M−３）〜ａo−（2N＋１）−ａo−
（2N＋３）は受信側で既知であるから、これ等を
用いて(3)式右辺第２項の値を知ることが出来る。
Θoは位相誤差で定常的には微小角であるからcos
Θo〓１，sinΘo〓Θoと近似すれば ここでＭ＝Ｎ＝２とすればｄoとｒoの平均電力比
は0.1以下であり、ｂo′は(1)式ｂoに較べ、擾乱項
が充分抑圧された質の良い位相情報を与える。擾
乱項はM.Nの値を大きくすることにより、いくら
でも小さくすることが出来るが、Ｍの値を大きく
することは、それだけ制御ループに遅延を導入す
ることになり追随特性を劣化させるので、データ
伝送速度と位相変動周波数との関係から適当な値
に設定する必要がある。
ボルが正しく推定されているとすればａo＋（2M
−１）−ａo＋（2M−３）〜ａo−（2N＋１）−ａo−
（2N＋３）は受信側で既知であるから、これ等を
用いて(3)式右辺第２項の値を知ることが出来る。
Θoは位相誤差で定常的には微小角であるからcos
Θo〓１，sinΘo〓Θoと近似すれば ここでＭ＝Ｎ＝２とすればｄoとｒoの平均電力比
は0.1以下であり、ｂo′は(1)式ｂoに較べ、擾乱項
が充分抑圧された質の良い位相情報を与える。擾
乱項はM.Nの値を大きくすることにより、いくら
でも小さくすることが出来るが、Ｍの値を大きく
することは、それだけ制御ループに遅延を導入す
ることになり追随特性を劣化させるので、データ
伝送速度と位相変動周波数との関係から適当な値
に設定する必要がある。
以下、本発明の位相制御部分の実施例を図にし
たがつて説明する。先に述べた位相回転回路５に
より位相回転されたベースバンド信号の同相成分
Ｘoは、判定器６によりレベル判定され、ａo−ａ
o−２の推定値に対応する値が、２（Ｎ＋Ｍ−
１）段のトランスバーサルフイルタ７に順次入力
される。トランスバーサルフイルタの偶数番目の
タツプゲインは０であり（2L−１）番目のタツ
プゲインは１／（2L−2M−１）に設定されてい
る。トランスバーサルフイルタ７の出力は減衰器
１０により２／πに相当する定数が掛けられる。
たがつて説明する。先に述べた位相回転回路５に
より位相回転されたベースバンド信号の同相成分
Ｘoは、判定器６によりレベル判定され、ａo−ａ
o−２の推定値に対応する値が、２（Ｎ＋Ｍ−
１）段のトランスバーサルフイルタ７に順次入力
される。トランスバーサルフイルタの偶数番目の
タツプゲインは０であり（2L−１）番目のタツ
プゲインは１／（2L−2M−１）に設定されてい
る。トランスバーサルフイルタ７の出力は減衰器
１０により２／πに相当する定数が掛けられる。
一方、前記位相回転されたベースバンド信号の
直多成分ｙoは遅延線１１により2MTだけ遅延さ
れ、遅延線１１の出力は減算器１２において前記
減衰器１０の出力が減算される。減算結果は前記
トランスバーサルフイルタ７の判定器６の出力か
ら数えて2M番目のタツプにとり出された（ａo
〔−ａo〕−２）の推定値と乗算器１３において乗
算される。乗算結果は前記ｂo′に対応する。
直多成分ｙoは遅延線１１により2MTだけ遅延さ
れ、遅延線１１の出力は減算器１２において前記
減衰器１０の出力が減算される。減算結果は前記
トランスバーサルフイルタ７の判定器６の出力か
ら数えて2M番目のタツプにとり出された（ａo
〔−ａo〕−２）の推定値と乗算器１３において乗
算される。乗算結果は前記ｂo′に対応する。
乗算器出力はループフイルタ１４で浄波され、
フイルタ出力は積分器１５で積分される。積分器
の出力はφoに対応しておりこの値に応じて、前
記位相回転回路５が等化されたベースバンド信号
の位相回転を行い、位相制御がかかる。
フイルタ出力は積分器１５で積分される。積分器
の出力はφoに対応しておりこの値に応じて、前
記位相回転回路５が等化されたベースバンド信号
の位相回転を行い、位相制御がかかる。
尚、この例ではａoが２値であると仮定したが
２値以外の場合はｂo′を０以外の（ａo−ａo−
２）２に対応する値で正規化する必要がある。
２値以外の場合はｂo′を０以外の（ａo−ａo−
２）２に対応する値で正規化する必要がある。
この位相制御により、伝送路で生ずる位相デー
タ、周波数オフセツト等の位相変動を殆んど除去
することが出来、位相変動の影響を受けない判定
結果が端子１７に出力される。
タ、周波数オフセツト等の位相変動を殆んど除去
することが出来、位相変動の影響を受けない判定
結果が端子１７に出力される。
尚、本発明の実施例はパーシヤルレスポンス
SSBについて述べたが過剰帯域の狭い、パーシヤ
ルレスポンスVSBおよびPAM／VSBにも同様の
原理で適用可能である。
SSBについて述べたが過剰帯域の狭い、パーシヤ
ルレスポンスVSBおよびPAM／VSBにも同様の
原理で適用可能である。
図は本発明の実施例を示すブロツク図で、図中
１は90゜位相差分波器、２は固定の発振器、３，
４は自動等化器、５は位相回転器、６は判定器、
７はトランスバーサルフイルタ、８，９はサンプ
ラー、１０は減衰器、１１は遅延線、１２は減算
器、１３は乗算器、１４は低域波器、１５は積
分器、１６は乗積検波器である。
１は90゜位相差分波器、２は固定の発振器、３，
４は自動等化器、５は位相回転器、６は判定器、
７はトランスバーサルフイルタ、８，９はサンプ
ラー、１０は減衰器、１１は遅延線、１２は減算
器、１３は乗算器、１４は低域波器、１５は積
分器、１６は乗積検波器である。
Claims (1)
- １ パーシヤルレスポンスSSB伝送を行うデータ
伝送受信機において、固定の発振器と、受信信号
を前記固定発振器の出力正弦波により復調する手
段と、復調されたベースバンド信号の同相成分を
等化する手段と、復調されたベースバンド信号の
直交成分を等化する手段と、前記等化されたベー
スバンド信号の同相成分および直交成分のサンプ
ル値を得る手段と、前記等化されたベースバンド
信号の同相成分サンプル値と前記等化されたベー
スバンド信号の直交成分サンプル値とに作用し、
その位相を後記積分器の出力する信号の値に応じ
て回転する位相回転手段と、位相回転を受けたベ
ースバンド信号同相成分が予め定められたレベル
のどれに最も近いかを判定する判定器と、判定結
果を入力とし予め定められたタツプゲインを持つ
トランスバーサルフイルタと、トランスバーサル
フイルタの出力を一定値減衰させる減衰器と、前
記等化されたベースバンド信号直交成分のサンプ
ル値を一定時間遅延させる手段と遅延された直交
成分サンプル値から、前記減衰器の出力を減算す
る手段と、減算結果に前記トランスバーサルフイ
ルタの一定番目のタツプ上にある判定結果を乗算
する手段と、乗算結果を入力とする低域フイルタ
と、フイルタ出力を積分する積分器と、積分器出
力を前記位相回転手段に位相回転角情報として与
える手段とを有することを特徴とするデータ伝送
受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11011978A JPS5537044A (en) | 1978-09-06 | 1978-09-06 | Data transmission receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11011978A JPS5537044A (en) | 1978-09-06 | 1978-09-06 | Data transmission receiver |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5537044A JPS5537044A (en) | 1980-03-14 |
| JPS6217419B2 true JPS6217419B2 (ja) | 1987-04-17 |
Family
ID=14527508
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11011978A Granted JPS5537044A (en) | 1978-09-06 | 1978-09-06 | Data transmission receiver |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5537044A (ja) |
-
1978
- 1978-09-06 JP JP11011978A patent/JPS5537044A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5537044A (en) | 1980-03-14 |
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