JPS6218971A - パルス電源 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、核融合実験装置のプラズマ加熱に用いられる
中性粒子入射装置またはマイクロ波加熱装置等に供給さ
れる高電圧を制御するのに適したパルス電源に関するも
のでらる０〔従来の技術〕 核融合実験炉のプラズマ加熱には、マイクロ波による電
磁波加熱が有効であり、海外及び国内の主要核融合実験
炉にはジャイロトロ／発振管金用いたマイクロ波加熱装
置が設置されている。このジャイロトロ／には、例えば
−８０ＫＶ。

１０Ａ、１００ｍ５の高電圧、大電力、且つ定電圧のパ
ルスが印加される。従来、このような大電力パルスの発
生には、レギュレーションとスイッチングを兼ねた大型
の四極真空管がレギュレータバルブとして使用されてい
る。第４図はこのシステムを概略的に示したものである
。同図において、１は図示しない充電器により図示極性
に充電されるコンデンサバンク、２は負荷でるるジャイ
ロトロ／発振管、６は前述したようにコンデンサバンク
１の充電々圧をスイッチングし且つ定電圧化する四極真
空管である。出力電圧ｖ。は抵抗４，５により分圧され
て検出電圧Ｖ３　　となり、更に誤差増幅器６により基
準電圧Ｖｒｅｆと比較され、得られ比誤差信号を光フア
イバケーブルＺを介して高電位に浮いている真空管制御
装ｆ８に送る。該真空管制御装置８は上記誤差信号とは
別に光ファイバケーブル９により大地側からオフオフ信
号を受ける。このような構成により、上記光フアイバケ
ーブル９によるオン信号の期間のみ四極真空管６による
定電圧制御が行われ、負荷２に高電圧の定電圧パルスを
供給することができる。第５図はこのシステムにおける
コンデンサバンク１の充電々圧Ｖ。、出力電圧Ｖ。、四
極真空管６のプレート損失Ｐ、の関係を図示したもので
ある。この例では定格電圧−８０ＫＶ、電流１０Ａ１パ
ルス幅１００　ｍ　ｓとし、コンデンサバンク１として
５６μＦを用いることによって、初期充電々圧を一１０
０ＫＶとした。即ち一１００ＫＶに充電されたコンデ／
サバ／り１は、１０Ａの放電々流Ｉ０によって１００　
ｍ　ｓ後には一８２ＫＶとなる。この電圧と出力電圧−
８０ＫＶとの一２ＫＶＯ差は四極真空管６の最低制御可
能電圧である。

〔発明が解決しようとする問題点〕

第４図から明らかなように四極真空管３ｆ′ｉコ／デン
サバノク１の電圧Ｖ。と出力電圧Ｖ。との差電圧（図の
ｆＰ＋線部分）ｆｃ負担し、オノシ窺直後時刻１＝０で
ｌ″１１０Ａの電流を流しながら２０ＫＶの電圧を負担
するために２００ＫＷものプレート損失即ち電力損失を
生ずる。この電力損失Ｐｐは同図に示すようにコンデン
サバンク１の電圧が低下するに従い低下し、時刻ｔ＝１
００　ｍ　ｓでは２ＫＶＸ　Ｉ　ＤＡで２０ＫＷになる
。一方、このようなプレート損失の大きい大形の四極真
空Ｗを用いたシステムの場合、フィラメント電力の必要
性、該フィラメント電力による発熱の冷却の問題、Ｘ＃
ｉ！放射の問題、更に特殊な真空管であるため非常に高
価であること等から、四極真空管を半導体バルブに置換
えることが望まれている。しかしながら、このような四
極真空管金車に半導体バルブに置換した構成では、半導
体バルブに莫犬な電力損失許容量が要求される。現在実
用化てれている半導体バルブ、特に制御性の優れ窺パワ
ーＭ　ＯＳ　Ｆ　Ｅ　Ｔを使用する場合、耐圧１ｏｏｏ
ｖ、ドレイン電流５Ａ、　　ドレイ／損失１００Ｗ程度
のもの全仮定すれは、最大電力損失÷ドレイ／損失によ
って計２０００個のＦＥＴが必要となる。

〔問題点ｔ−解決する友めの手段〕

本発明は以上の問題点を解決する交めに、コンデンサバ
ンクと負荷との間に第１のバルブと第２のバルブを直列
接続すると共に、該第２のバルブに抵抗を並列接続し、
上記第１のバルブはパルス期間中負荷電圧または電流を
設定値に制御し、上記第２のバルブは上記パルス３９４
間中、徐々に高インピーダンスから低イ／ビーダ／スに
変化するように制御することを特徴とするパルス電源を
提供するものである。

〔作　用〕

本発明は上記のような構成になっているので、レギュレ
ータ損失の大部分を上記抵抗に負担させることによって
能動素子である上記バルブの損失全充分に低減すること
ができる。

〔実施例〕

第１図は本発明の一実施例を示す図である。

この実施例ではレギュレーメバルプとしてＦｇｒの直列
回路を用いたが図では単一のＦＥＴで示している。筐た
理解の容易さのために正極性のパルス電源とじ九。同図
において、コンデンサバ／り１と負荷２との間に第１の
バルブ１１と第２のバルブ１２が直列接続され、該第２
のバルブ１２には第１のバルブ１１のオフ時イノビーダ
ンスに対して充分小石な値の抵抗１６が並列接続される
。そして、第１のバルブ１１は、抵抗４，５、誤差増幅
器６、光フアイバケーブル７、制御回路１４からなる帰
還ループ、更に光ファイバケーブル９０オン信号によっ
て、従来と同様にパルス期間中負荷電圧を基準電圧ｖｒ
ｅｆ、に対応して一定とするよう制御される。

これに対して第２のバルブ１２はパルス期間Ｔの初期に
高イ／ピーダンス状態にオフ、時間の経過と共に低イン
ピーダンス状態に移行し、パルス期間の最後には完全な
飽和状態となるよう制御される。この手段として実施例
では第２のバルブ１２とシャント１５、誤差増幅器１６
で電流制御回路を構成し、該誤差増幅器１６に印加する
基準電圧Ｖｒｅｆ２　をパルス期間Ｔに等しい三角波と
する。この三角波の初期値を０、ピーク値を定格負荷電
流■。に対応するように選ぶ。

これによって、第２のバルブ１２はパルス期間において
、高インピーダンス状態から低インピーダンス状態に徐
々に移行し、パルス期間の終ｐに全負荷を流Ｉ。全光す
べく完全な飽和状態になる。尚、基準電圧の三角波は大
地側からアナログ用光フアイバケーブルで送ってもよい
し、ま几デジタル用光ファイバケーブルでオン信号を受
けて高電位側で発生させてもよい。

次に抵抗１６は次のように選定するのが望ましい。ここ
では、１００ＫＶに充電されたコンデンサバ／り１（５
６μＦ）から８０ＫＶ、１０Ａ。

１００ｍ５のパルスを発生する場合について述べる。抵
抗１６の値Ｒが第１のバルブ１１のオフ時インピーダン
スより充分に低いので、出力電圧のオフ時にはコンデン
サバ／り１の電圧は全て第１のバルブ１１で負担し、第
２のバルブ１２は負担しない。従って第１のバルブ１１
は１００ＫＶのカットオフ電圧を必要とし、Ｆ′ＥＴる
ＦＥＴを１０００Ｖ耐圧、電流容量５Ａ、　　ドレイン
損失１５０Ｗとすれば、耐圧の余裕を見て７００ｖ位で
使用すると１４０直列となる。

一方、定格を流１０Ａは第１のバルブ１１に全て流れる
からＩＯＡの１！流容量も必要である０ＦＦＪＴは一般
的にオ／抵抗が高いがら、飽和電圧金工げる次めに５並
列とし、各ＦＥＴに２人の電流とする。従って、全体で
並列数５、直列数１４０、計７００個のＦＥＴが必要と
なる。

この結果、許容ドレイン損失も１５０ＷＸ７００個よ５
１０５ＫＷ、余裕をみて７０ＫＷとする。

そして抵抗値Ｒは、時刻ｔ＝Ｑにおいて、第２のバルブ
１２が高インピーダンス状態、即ち第２のバルブ１２の
電流■２　　がほぼ０の時に全負荷１流Ｉ。（ＩＯＡ、
）が抵抗１６を流れた時、第１のバルブ１１の電力損失
が上記値７０ＫＷを越えない値に選ぶ。例えば抵抗１６
の抵抗値Ｒを１．６にΩに選べば、抵抗１６で１３ＫＶ
の電圧降下があジ、第１のバルブ１１は７ＫＶの負担電
圧で負荷電圧’Ｃ８０ＫＶに定電圧化し、この時の第１
のバルブ１１の電力損失は７０ＫＷに抑えられる。第２
囚はこのような構成におけるコンデンサバック１の充電
々圧ｖ　１バルブ１１のコ／デ／サバ／り制電圧Ｖ・　
、バルブ１１゜１２のｔ流１１　　ｅＩ２、抵抗１６の
亀光重８、バルブ１１，１２、抵抗１３の電力消費Ｐ１
゜Ｐ２．ＰＲ夫々の変化を示したものである。同図に示
すようにパルス期間１００　ｍ　ｓにおいて、第２のバ
ルブ１２の電光重２はＯから負荷電流ｌ０（１０Ａ）に
向って直線的に上昇し、抵抗１６の電光重、は逆に負荷
電光重。（１０Ａ、ｌから０に向って直線的に低下する
。この結果、抵抗１３ｕｔ＝ｏで１３０ＫＷ（１３ＫＶ
×１ＯＡ）（７）電力消費で時刻ｔ＝１００ｍｇのほぼ
ＯＷに向って逆放物線金描いて低下する。−万、第２の
バルブ１２は、その電力消費Ｐ２　　が最大となるのは
、抵抗１６の抵抗値Ｒとその内部抵抗が等しくなる時で
、はぼ時刻ｔ　＝　５０　ｍ　ｓであり、且つその時の
電流は５Ａとなるから”　２ｍ！ＬＸ＝ｘ声Ｒ＝　３２
．５　ｙ、ｗとなる。また第１のバルブ１１は、パルス
期間の初め、ｔ＝０で最高電圧７ＫＶｔ負担するからＰ
、＝７０ＫＷが最高値である。このように、この実施例
によればレギュレータ損失の大部分を抵抗１３に負担さ
せることにより、使用する半導体素子の数を大幅に減少
することができる。尚、第２のパルプ１２並− ブ１１がオノして全電源電圧が第２のバルブ１２に印加
されるのを防止するもので、この実施例では１３ＫＶ以
上第２のバルブ１２の耐圧せ字（大へ 以下のアブソーバ金もちいればよい。

第３図は本発明の他の一実施例を示す肉である。同図に
おいて、第１のバルブ１１、第２のバルブ１２、抵抗１
６、及び第１のバルブ１１の制御系は前述の実施例と同
様である。この実施例では、第２のバルブ１２の制御、
即ち高インピーダンスから低インピーダンスへの制御全
率にＦＥＴのゲート電圧全上昇させるということによっ
て無帰還ループで制御することに特像がある。この制御
には、第２のバルブ１２のゲート・ンース極間に接続さ
れたコンデンサ２１、コノコンデンサ２１を充電する電
流源２２、コンデンサ２１の放電用トランジスタ２６が
用いられ、該トランジスタ２６は光フアイバケーブル２
４からのオン信号全党は次光レシーバ２５の出力でオフ
する。

次にその動作を説明する。今、出力パルスのオフ時には
光７アイパケーブル２４はオフ信号全光レシーバ２５に
送シ、トランジスタ２３Ｆｉ。

オ／している。このためコンデ／す２１の充電々圧、即
ち第２のバルブ１２のゲート電圧は発生せず、第２のバ
ルブ１２はオフでおる。次にパルス期間が始まって光レ
シーバ２５ＶＣオノ信号が入るとトランジスタ２６はオ
フし、コンデ／す２１は電流源２２によって徐々に充電
される。この充電々圧の上昇によって第２のパルプ１２
ｒｒｉ高インピーダノスから低インピーダンスに向って
徐々に変化していく。第２のバルブ１２のゲート電圧の
特性、電流源２２の値、コンデ／す２１の静電容量の適
当な選定、或は第２のバルブ１２のゲート電圧対ドレイ
ン電流特性を直線的にするための抵抗２６の付加により
、時刻１＝０における第２のバルブ１２のほぼオフ状態
から時刻ｔ＝８０〜１００ｍ５において第２のバルブ１
２を完全に飽和させる状態までほぼ直線的に制御するこ
とができる。ところで、この方式の最大の利点は、第２
のノくルブ１２が無帰還で制御されるということでアク
、帰還ループの調整、設計が不要となることである。こ
の方式は第２のバルブ１２としてノ（イボーラトランジ
スタを用いても、ベースｔｇ’ｔ−徐々に増加させると
いうことでＦＥＴと同様に実施することができる０ま友
この方式では、第１の）（ルプ１１と第２のバルブ１２
の位置関係が逆になってもよい０即ち、第２のバルブ１
２を第１のバルブ１１の負荷側と抵抗４，５の間、Ａ点
に挿入してもよい。また図のようにトランジスタ２６と
直列にツェナダイオード２７を接続すれゲート ば、トランジスタ２６のオン時に「電圧はツェナ電圧に
維持され、この電圧を第２のバルブ１２のしきい値電圧
前後に選定しておけば、トランジスタ２６のオフと同時
に第２のバルブ１２はオン領域に入ることができる。

一方、本発明と同一の目的をもって、オ６図に示す方法
も提案されている。この回路は本発明のように、レギュ
レータパルプを２つに分け、第１のバルブ３１をコ／デ
／サバ／り１と負荷の間に直列接続し、第２のバルブ６
２と抵抗３６の１列回路を第１のバルブ６１に並列接続
しｔものである。そして、第１のバルブ３１は、第２の
バルブ６２がほぼ完全に飽和してからオン領域に入るよ
う制御レベルに差をつけｆｃ段階方式となっている０こ
の例では、第２のバルブ６２は制御回路１４の出力で直
接制御されるが、第１のバルブ６１はツェナダイオード
６４のツェナ電圧だけ高い制御電圧でｆ／領領域入る０
このような構成で抵抗６６を適当に選定することによジ
、各バルブの電力損失は従来の１７４、即ち従来全２０
０　ＫＷとすれば５０ＫＷ、計１００ＫＷに低減できる
。

しかしながら、この回路は本発明に対して次のような欠
点がある。第１に本発明では、第２のバルブのカットオ
フ電圧は抵抗１６の最大負担電圧的１３ＫＶであるのに
対し、この方式では第１のバルブと同様に１００ＫＶ必
要でめること。一般に半導体素子の並列は比較的簡単に
行えるが、直列制御は数が多くなる程困難となるので、
この点は致命的でおる０第２にこの方式では２つのバル
ブ３１．３２の制御レベルに非連続が生じ、この点にお
ける定電圧帰還ループ系の利得が低下し、出力電圧に一
瞬の落込みが生じることである０この落込みは、帰還ル
ープ内の誤差増幅器の利得を増加すれば補償することも
可能であるが、他の動作点で帰還ループ系が不安定とな
って発振し易くなる欠点がｌ）、実用上は難しい。

以上述べたように本発明によれば、レギュレータ損失の
大部分を抵抗に負担させることによつて、能動素子でお
るレギュレータバルブの損失全充分に低減することがで
き、経済性の利点は大きく、特にこのようなマイクロ波
加熱システムの半導体化に寄与することができる。尚、
レギュレータバルブはＦＥＴに限定されず、小型真空管
、バイポーラトラ／ラスタ等でもよいこと、また定電流
電源に適用できることは勿論である０また、第２のバル
ブの高インピーダンス、低イ／ビーダ／ス状態は完全な
オフ、オフに限定されるものでなく、第１、第２のバル
ブの許容損失の範囲内で適当なイノピーダンス値をとり
得るものである。

〔発明の効果〕

以上述べ友ように本発明はコンデ／サバ／りと負荷との
間に第１のバルブと第２のバルブを直列接続すると共に
、該第２のバルブに抵抗を並列接続し、上記第１のバル
ブはパルス期間中負荷電圧または電流全設定値に制御し
、上記第２のバルブは上記パルス期間中、徐々に高イン
ピーダンスから低イ／ビーダ／スに変化するように制御
すること全特徴とするパルス電源である。本発明はこの
ような特徴を有するので、レギュレータ損失の大部分を
上記抵抗に負担させることによって、能動素子である上
記バルブの損失を充分に低減することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第２図は本発明の一実施例全説明するための
図、第６図は本発明の他の一実施例を説明するための図
、第４図乃至第６図は従来のパルス電源を説明する九め
の図である。 １・・・コンデンサパンク　２・・・負荷３・・・四極
真空管　４，５，１３．２６・・・抵抗６．１６・・・
誤差増幅器 ７．９．２４・・・光フアイバケーブル８・−・真空管
制御回路　１１・・・第１のバルブ１２・−・第２のバ
ルブ　１４・・・制御回路１５・・・シャント　　　１
７・−・サージアブンーバ２１・・・コンデンサ　　２
２・・・電流源２６・・・トラ／ラスタ　２５・・・光
レシーバ２７・・・ツェナダイオード 特′許出願人、　　オリ身ン電気株式会社曝　Ｎ 第　２　口 第　Ｓ　図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. コンデンサバンクと負荷との間に第１のバルブと第２の
   バルブを直列接続すると共に、該第２のバルブに抵抗を
   並列接続し、上記第１のバルブはパルス期間中負荷電圧
   または電流を設定値に制御し、上記第２のバルブは上記
   パルス期間中、徐々に高インピーダンスから低インピー
   ダンスに変化するように制御することを特徴とするパル
   ス電源。