JPS62193335A

JPS62193335A - 信号処理方式

Info

Publication number: JPS62193335A
Application number: JP62009199A
Authority: JP
Inventors: ポール・エフ・マホニー
Original assignee: SHIGUNATORON Inc
Current assignee: SHIGUNATORON Inc
Priority date: 1986-02-13
Filing date: 1987-01-20
Publication date: 1987-08-25
Anticipated expiration: 2009-04-06
Also published as: EP0255838A4; EP0255838A1; CA1261980A; IL81327A; US4805189A; WO1987005169A1; JPH0626331B2; IL81327A0

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】まえがきこの発明は一般にネットワークにおける信号処理、特に
ネットワークに割当てられた帯域幅にわたるネットワー
クの振幅及び遅延応答特性を高速に且つ正確に測定する
ための技術に関すすものである。

ネットワークの振幅及び遅延応答の正確な評価を提供す
ることはしばしば望ましいことである。ここで使用され
るネットワークという用語は、入力信号が加えることが
でき、そこから出力信号を提供するためにこのような信
号にい（つかの方法で作動するどんな存在物でも含むよ
うに広義で使用されることを指す。従って、このような
用語は、信号処理回路あるいは別の信号取扱い回路を含
み、信号リンク、又はそれを介して信号が伝送される信
号路を含み且つ１つ又はそれ以上の回路と１つ又はそれ
以上の信号リンクとの組合わせをその上含んでいるよう
に思える。

この発明が有効的使用を見いだすネットワークの特定な
例のためにこの発明を記載することは役に立つことであ
る。１つのこのような例は時分割多重アクセス（ＴＤＭ
Ａ　）通信式である。

このようなＴＤＭＡ方式の遅延及び振幅応答の測定は、
例えば、必ずしも制限されていないけれども、Ｔ　ＤＭ
Ａ衛星通信方式に関連してしばしば行なわれる。このよ
うな方式は、通常３つの主要な構成要素、即ち送信機（
時々、アップリンクとして参照される）地球局、衛星及
び受信（時々、ダウンリンクとして公知である）地球局
から構成される。測定されるべきＴ　ＤＭＡ方式はこれ
らの５つの主要な構成要素の縦続である。

更に、地球局は通常全二重トラヒック局、即ち異なる周
波数で同時に送受信する局として作動するので、この方
式は両方向で測定することができる。

遅延及び振幅特性は特定の帯域幅にわたって測定される
ことが必要である。例えば、国際電気通信衛星機構（イ
ンテルサット）によって運営され且つアール・ジエー・
コルビイ、アール・バーアササーラジー、ディー・ダブ
リュー・プロウズ著の論文「インテルサラ）　ＴＤＭＡ
／ＤＳ工方式におけるテスト技術入門」（国際衛星通信
ジャーラル、第２巻、第１３号、７月−９月、１９８４
年、第１４５頁−第１５９頁）で記載されているＴＤＭ
Ａ衛星において、このような帯域帯は８０ＭＨｚ　　で
ある。

この論文は、このような測定装置は「バーストモードリ
ンク分析器（ＢＭＬＡ）Ｊとして参照されていることを
示唆し且つそれはいわゆる「レーダ」アプローチを用い
てＴ　ＤＭＡチャネルの測定に対して作動することを勧
めている。このようなレーダアプローチにおいて、送信
機地球局（「ＢＭＬＡ」送信機と１、て参照されている
）の信号発生器は、さらに下記に詳述されるように、指
定すしたフレームのタイムスロットにプローブ信号の短
いバーストを発生する。コルビー他によって記載されて
いるようにプローブ信号は、オフセットパルス信号の短
い期間（バースト）が後続する帯域の中心周波数搬送波
に短い期間のパルス信号を備えている。オフセラ）１号
の周波数は全ＴＤＭＡ方式の帯域幅を測定するためにバ
ーストからバーストまで又は複数のバーストにわたって
別々のステップで系統的に変更される。

レーダアプローチにおいて、ＢＭＬＡは帯域の中心パル
スの到達時間（ＴＤＡ）と他の周波数におけるパルスの
ＴＤＡと比較し、その時間差を記載し、この方式の帯域
幅に対するその群遅延を決定する。さらに、レーダアプ
ローチにおいて、振幅は各周波数オフセットにおけるパ
ルスのレベルを検出し且つこのようなレベルと帯域中心
パルスのレベルとを比較することによって決定される。

処理データは受信局によってトラヒックチャネルから隔
離したサービスチャネルを介して送信局に送られる。

ビーーマハー二−著の後者の論文「インテルサットＴＤ
ＭＡ・バーストモードリンク分析器」（国際衛星通信ジ
ャーナル、第３巻、第１及び第２号、１月−６月１９８
５、第１７１頁−第１７７頁）は、一般にインテルサッ
トのためＢＭＬＡを建設するための計画を記載し且つ振
幅及び遅延測定に対するこのようなレーダアプローチを
実現するための特定な技術を提供している。このような
論文は、２つのサブバースト、即ち、帯域の中心周波数
に関して対称的に置換された測定周波数における２つの
時間逐次サブバーストが後続する帯域の中心周波数にお
ける基準サブバーストを備えているようなプローブ波形
を記載している。相対振幅は５つのサブバーストの各々
の振幅を比較し、帯域の中心周波数で得られた振幅によ
ってこれらの測定値を割算することによって測定される
。３つのサブバーストの各々の遅延は局部基準に関して
測定される。帯域の中心周波数におけるバーストの到達
時間は、中心周波数のサブバーストに関する２つの他の
サブバーストの各々に関連した到達時間から減算される
。

このような論文は、一般に得られるべき、即ち、振幅及
び群遅延測定をできるかぎり迅速に且つこのような測定
において比較的高確度を与える方法で得るために望まし
い目標を記載しているので、このような目標を達成する
ための特定の方式を開示している論文は何もない。ここ
に記載されているこの発明の技術は、所望の種類の測定
を比較的高速に且つ正確に得るための特定な技術を用い
てこのような目標を達成するための特定なアプローチを
開示している。

この発明の簡単な要約ネットワークの振幅及び遅延応答の評価が決定できるこ
の発明によれば、３つの時間逐次抑圧搬送波サブバース
トを備えているプローブ信号波形はネットワークに提供
され、特定の同相及び直角処理動作がこのよ’ｌ　ｆｒ
塀幅及び８７ＪＴＥ広答を決定するためネットワークか
ら受信された３つの信号サブバーストで実行される。処
理動作は、所望の振幅及び群遅延評価を導く以前に受信
された信号対雑音比を高めるために整合フィルタ技術を
使用する。さらに、この発明は、自動的にサブバースト
周波数、サブバーストをサンプルするため適当な時間を
決定するための回路及びこのような評価の確度を改善す
るために振幅及び群遅延評価を結合する独特な手段と自
動的に同調される周波数合成器を含む。

ＴＤＭＡ通信方式を表わすネットワークに適用されるよ
うなこの発明の特定の実施例が第１図に示されている。

第１図の衛星通信方式１０は第１の地球局１１、衛星１
２及び第２の地球局１３を含む。例えば、地球局１１は
、アップリンクトラヒックチャネル１４を介して通信信
号を衛星１２１／！：供給する。衛星１２はダウンリン
クトラヒックチャネル１５を介して地球局１３（受信地
球局）に通信信号をまた供給する。二重サービスチャネ
ルリンク１６は、処理された測定データを衛星１２を通
して地球局１３から、それから、二重サービスチャネル
１７を介して第１の地球局１１に供給するのに使用する
ことができる。このような後者のチャネルは、また所望
のように地球局に他のサービス情報を供給するのに利用
できる。適当なりＭＬＡリンク分析器１８は地球局１１
と関連して作動し、適当なりＭＬＡ　ＩＪンク分析器１
９は地球局１３と関連して作動する。このような目的の
ために有用であるＢＭＬＡＩＪンク分析器の動作は下記
に詳細に説明されている。

第１Ａ図は、タイムスロット通信トラヒック（即ち、メ
ツセージ）が伝送中の複数のメツセージトラヒックタイ
ムスロット２１を有する全メツセージフレーム２０の継
続期間と特定のスロットプローブ信号波形がこの発明に
よって振幅及び遅延を測定するための伝送中の１つ又は
それ以上の特定のプローブタイムスロット２２どの関係
を示している。

第２図で理解されるように、この発明で使用するだめの
典型的なプローブ信号波形は、ｆｃ−１：ＮΔｆだけこ
のような中心周波数から隔っている２つの他のサブバー
スト２６及び２７が後続する中心帯域周波数ｆｃ　にお
ける第１のサブバースト２５を備えている。ここで、ｆ
ｃ及びΔｆはヘルツ（Ｈｚ）　で表現され、Ｎは１，２
゜３・・・等であ・る。好ましい実施例において、３つ
のサブバーストの各々はＴ秒の継続期間を有する。特定
のプローブ波形における各サブバーストは一般に次式の
ように表現できる波形　ｔｓ（ｔ）を有する。

５（ｔ）＝ａ　５ｉｎ（ωｃ　ｔ＋ψ）　ｓｉｎ　（得
ｔ）　　　　　（１ここで、ω。は、搬送波周波数が測
定されるべきすべての帯域幅の全域の別々のステップで
複数の連続するプローブ信号に対して変更されるサブバ
ーストの搬送波周波数（２２７７７秒）である。ωＰ　
は変調周波数（２２７７７秒）である。このような周波
数の値は実質的にはω。

より小さい。ａは伝送搬送波振幅（ボルト）である。ψ
はランダム移相（ラジアン）である。

上記のｓ　（ｔ）に対する式は、抑圧された搬送波、振
幅変調波形を表わしていることは当業者に明らかである
。グローブ信号において３つのサブバーストの搬送波周
波数の選択は、１つは選択帯域の中心周波数ｆｃ　　に
おいて、１つはこのような帯域周波数十ＮΔｆにおいて
、１つはこのような帯域中心−ＮΔｆにおいてである。

このような選択は、すべてのプローブ信号波形が多くの
地球局に対して要求されるように周波数において平衡し
ていることを確実にしている。

さらに、サブバーストは周波数ω２　の変調波形の多く
のサイクルからなるので、サブバーストのスペクトラム
は実質的に測定周波数範囲内に含まれる。それは、多（
の衛星方式に対して要求されるように隣接チャネル干渉
の可能性を最小限にするために、これは望ましい。

受信グローブ信号のπ（１）として識別されるサブバー
ストの各々で実行されるべき処理を簡略にしたブロック
図は第３図に示されている。受信信号は次の式で表わさ
れる。

ｒ（ｔ）＝　Ａ　ｓｉｎ　（ωＣｔ−τｄ＋ψ）（２）
ｓｉｎ（ωｐ　を−τｄ）　＋　ｎ（ｔ）ここで、Ａは
受信搬送波振＠（ボルト）である。

τｄ　はサブバースト中心周波数ω。における遅延であ
る。ｎ　（ｔ）は受信信号の白色ガウス雑音成分である
。

この発明の１つの実施例によれば、変調周波数ωア　は
、側波帯は各サブバースにおいて比較的妥当なサイクル
数をなお許す間、プローブ波形における中心周波数のど
ちらか一方の側にサブバーストの別々のステップの大き
さに関して搬送波周波数と比較的接近するように選択さ
れる。各サブバーストの継続期間Ｔは測定の信号対雑音
比を改善するためサブバースト継続期間を増加するよう
に選択される。ユーザによって記載されているようにパ
ラメータω２　とＴ間のトレードオフは所望のように特
定のシステムを実行するためになされとことができる。

この発明の好ましい実施例において、別々の局部発振器
は、各々に対して所望される周波数における６つのサブ
バーストの各々を発生するため送信機で使用される。局
部発振器は所望の関連するサブバースト周波数で各々が
同調される。一方、受信機の局部発振器は同様にステッ
プ状になっていて、それによって、信号処理における他
の考案から周波数ω。を取り除く。この発明を特別に実
施して、例えば、側波サブバースト（すなわち、ｆｃ±
Δｆ）の別々のサブバースト周波数に対する局部発振器
は、自動同調周波数合成器によって１つの周波数におけ
るい（つかの測定値を平均化した後、Δｆステップで自
動的に変更される。したがって、１組のサブバーストは
、周波数ｆｃ＋Δｆ、ｆｃ＋２Δｆ、ｆｃ＋６Δｆ・・
・・　等を有する。一方、もう１組のサブバーストは、
周波数ｆｃ−Δｆ、ｆｃ−２Δｆ。

ｆｃ−！ｔΔｆ・・・・等を有する。

＄５図において、受信サブバースト信号γ（１）は、搬
送波周波数ω。における局部発振器のそれぞれ正弦及び
余弦を用いて、混合器３ｏ及び３１によって復調される
。理想的には、もし受信サブバースト搬送波周波数のラ
ンダム移相角が既知ならば、受信機の局部発振器は受信
サブバースト信号の各々と同相になるように配置される
。このような動作は同相成分■、を最大限にし、直角成
分を最小限にする。即ち、このような成分は雑音のほか
はいかなる信号も効果的に含まない。全信号は■１　　
に効果的に含まれないので、処理ＶＱ　　にはいかなる
点もないし、１つの受信機チャネルだけが要求される。

しかしながら、この発明の方式によれば、受信サブバー
スト信号のランダム移相は既知ではないので、先験的に
は、このような比較的簡単な処理技術が使用できない。

しかしながら、波形そのものは、ランダム移相な除いて
、既知であるため、はぼ等しい動作が、受信信号の同相
成分ＬＩ）及び直角成分（のの両方を処理すること及び
所望されるような受信信号の適当な整合フィルタリング
と適当な時間サンプリング後それによって得られる処理
データを適当に結合することによって得られる。

それによって、ローパスフィルタ５２及び３３のそれぞ
れを介して復調処理から利用できる周波数ωＰ　ておけ
る工復調及びｑ復調正弦波ｖ１及びｖＱは、ω２　とそ
れぞれ同調されている２つのバンドパス整合フィルタ３
４及び５５によって積分される。３つの別々の整合フィ
ルタ対を使用することができる。例えば、それはサブバ
ーストの各々と関連する。このフィルタは当業者には周
知のようにサブバーストの各々と作動されるように適当
にタイミングされる（「オン」及び「オフ」モード間を
適当にゲートさレルＪ：５に）。理想的な整合フィルタ
のインパルス応答は次式によって与えられる。

ここで、Ｔはサブバースト波形継続期間である。

雑音のない受信サブバーストによって励振されたとき、
各整合フィルタの出方は周波数ω１　の正弦波である。

周波数ω２　は、ｔ＞Ｔ　　に対して非常に徐々に直線
的に減少するランプによって変調される振幅である周波
数ω２　の正弦波が後続するｔ＜Ｔに対して直線的に増
加するランプによって変調される振幅である。整合フィ
ルタリング後、この信号の工及びＱ成分は次の式によっ
て与えられる。

〔÷ＣＯ８ψｃｏｓ〔ωＰ（’Ｉ’−ｔ＋ｒｄ））（２
Ｔ−を十ｙｄ）Ｔ＜を−τｄく２Ｔここで、Ｎ□ｆｔ）及びＮＱ（ｔ）は独立した白色ガウ
ス雑音成分である。

サブバーストの各々に対するＹ、及びＹＱのピーク振幅
は、工及びＱ成分に対してディジタル化したピーク振幅
値を提供するためＡ／Ｄ変換器６７及び３８を駆動する
サンプル−ボールド回路によって期間Ｔの終了後サンプ
ルされる。この測定の確度は、信号対雑音比、タイミン
グ確度及びサンプリングされた振幅を測定するために使
用されるＡ／Ｄ変換器の１子化雑音によって決定される
。

すべての６つのサブバーストに対するサンプルタイミン
グは第１のサブバーストのＹエ　又はＹＱ　　のうちの
大きいものの零交叉から導かれ、第４図に関して説明し
た技術によって１つの実施例において決定される。そこ
でわかるように、受信サブバースト信号４１の特定成分
４０（工又はＱのいづれか一方）はＴ秒の継続時間を有
する。その整合フィルタ出力４６のピーク振幅４２はサ
ブバーストの終り（整合フィルタそのものの遅延を無視
すると）即ち、時間Ｔで生じる。このような時間関係は
点線４４で示されている。次に、ランプ信号４５の開始
がこのようなピーク振幅が後続する整合フィルタ出力４
３の最初の零交叉で発生される。このような点は当業者
に周知である適当な零交叉検出器回路によって決定され
る。このような零交叉及びランプ信号の開始との時間関
係は点線４７によって示される。ランプ信号は、例えば
町　の周波数を有するような局部基準と同じ正の傾斜を
有する２番目の続いて起こる零交叉である４８で示され
るような例において、同じ傾斜を有する局部基準クロッ
ク信号の２つの続いて起こる零交叉後に終了する。その
とき、ランプ信号４５の振幅Ａは所望の時間測定を表わ
す。第４図に記載された技術の実施は、必要とされる零
交叉を決定し且つランプ信号を発生するための適当な回
路及び七〇零交叉の時にランプ信号振幅を決定するため
局部基準クロック信号を使用する当業者には公知である
。特定のサブバーストの同相及び直角成分のいずれかに
対するこのような時間測定は、対応するピーク振幅測定
と共に各成分Ａ１及びＡＱ　　に対する測定は後述され
るように処理装置５１に供給される必要とされる各サブ
バースト成分に対して時間測定値Ｔ、又はＴＱのそれぞ
れを供給するように第３図に示されるようにＡ／Ｄ変換
器４９又は５０のいずれかを使用するディジタル化され
た形式に決定され且つ変換される。

第４図の局部基準クロック信号はサブバースト変調周波
数怖　の周波数と実質的に同じ周波数を有するように描
かれているので、より大きな確度は変調周波数より高い
局部基準クロック信号周波数を用いて得られる。それの
より詳細な説明は第５図をみればわかる。

それでわかるように、６つのサブバーストの各々に対す
るランプ信号振幅の決定は、基準サブバーストとして使
用されるｆｃ及びｆＣ±Δｆサブバースト２６及び２７
のそれぞれにおける中心周波数サブバースト２５に関し
て描かれている。便宜上、図は描写された方法で、６つ
のサブバーストが描かれているけれども、各サブバース
トの処理が逐次生じ、基準サブバースト零交叉及びサン
プルランプ信号は第１の時間フレームにわたって処理さ
れ、ｆｃ＋ＮΔｆサブバーストのサンプルランプ信号は
次の時間逐次時間フレームにわたって処理され、ｆｃ−
ＮΔｆサブバーストのサンプルランプ信号は次の時間逐
次時間フレームにわたって処理されることは理解すべき
である。基準サブバーストと関連して、零交叉検出器は
ランプ信号を発生する前、即ちイネーブル信号波形５５
によって示されるよってピーク後適当な時間にイネーブ
ルされる。局部基準クロック信号５６はサブバースト変
調周波数ω、の周波数よりも高いクロック周波数、例え
ば、０．５　Ｍ　Ｈ，のω２を使用するとき’　ＯＭＩ
（ｚの周波数における適当なりロック発生器で供給され
る。

零交叉が示されているように正に向う方向又は負に向う
方向にありうる基準サブバースト信号２５（その一部だ
けがこのような零交叉近くに示されている。）の最初の
零交叉５７の後。

ランプ信号が発生され、短い遅延が続き、カウンタ１０
　ＭＨ２クロック信号時間期間の選択された固定数のク
ロック出力を計数し、例えば０．５ＭＨ２の変調周波数
を使用するとき、関心のある最後のこのようなりロック
期間６０（例えば、第５番目のクロック期間の終りにお
ける１０ＭＨｚに対して、５００　ｎｓ後）の終りまで
零交叉が続く最初の全クロック期間５９で開始する。

処理を簡単にするため局部クロックの周波数は、クロッ
クサイクルの整数はサブバースト間で生じるように選択
されるべきである。時間６０で、ランプ信号の振幅は、
適当なサンプル・ホールド回路によってその値でサンプ
ル・ホールドされる。サンプル・ホールド回路は、それ
によって基準サブバースト時間測定を表わす値を提供す
る。

固定時間（すなわち、その後局部クロック期間の固定数
）、すなわち、各サブバースト間の既知の分離、零交叉
時における可能性のある予期された変更及び測定される
べき最大群遅延に依存する時間で、次のサブバースト信
号（例えば、ｆｃ＋Δｆサブバースト２６）と共に使用
するための零交叉検出回路がイネーブルされ、そのため
のランプ信号振幅は、基準ランプ信号振幅の測定が続く
既知の固定時間期間でサンプル・ホールドされろ。した
がって、０．５ＭＨｚの変調周波数に対して、１４μｓ
　の既知グ）サブ／（−スト継続時間、１６μｓ　のサ
ブ、＜−−スト間の既知の時間分離、及び±０．２μｓ
　の遅延測定の範囲、ｆｃ＋Δｆサブバーストに対して
、零交叉検出回路が基準ランプ信号の振幅サンプル後１
５．６ノＬｓ（０．２μｓ　の監視範囲を許す）してイ
ネープされる．ｆｃ＋Δｆランプ信号のサンプリングは
基準すニアブリング後１６．０μｓ　かかる。

同様の方法で、ｆｃ−Δｆサブバースト信号に関連した
零交叉検出回路は、基準ランプ振幅が決定された（例え
ば、その後６１．６μｓ）後、選択された固定時間でイ
ネーブルされ、ｆｃ−ムｆサブバーストに関連したラン
プ信号の振幅は、基準ランプサンプリング（例えば、そ
の後３２．０μｓ）後、固定時間期間でサンプルされる
。

ランプの多（は、関心が少ない時間を表わしているので
、このようなより高周波のクロック基準を使用すること
によって、サプノ（−スト変調と同じ周波数で局部クロ
ック信号を使用できるよりも大きな確度が達成できる。

Ａ／Ｄ変換器５７，３８．４９及び５０はＮピットを有
する。この発明の特定の実施例における公称信号レベル
は公称信号より６　ｄＢ　　大きい信号を適応させるた
めピークレベルの半分で典型的に設定される。従って、
量子化レベルは公称レベルの２−Ｎ−Ｈ　　である。量
子化のため測定振幅−Ｎ＋１のピーク変動は２　０　ｌｏｇ　（１＋２　　　）　ｄ
Ｂである。典型的なＮの値に対して、これは意味のない
ことである。例えば、Ｎ＝＝１　０に対して、量子化エ
ラーは０．０　２　ｄＢはどの小ささである。

整合フィルタ３４及び３５の使用によって、下記の説明
によってわかるように以前に提案された方式の測定確度
に対して著しく改善されている。Ｃ　Ｗ搬送波に対して
、帯域幅Ｂにおける搬送波対雑音比ＣＮＲがもし、ＣＮ
Ｒ　ｄＢ　　と表示されるならば、ＣＷレベルに等しい
ピーク値を有する振幅変調信号は平均電力以下３　ｄＢ
　を有す六　斤ヘイ　ｌ−１，／’ｉ各暑雄立臣スカ關
ＴＩＦ材１て、帯域幅Ｂは（１？ＮＲ−１ｄＢである。

整合フィルタはｊ／Ｔの帯域幅を有する。従って、ＳＮ
Ｒ　ｌま１より大きいＢＴの係数によって改善される。

典型的には、３　ｄＢ　　の改善が達成されろ。即ち、
ＢＴの積は近似的に１０００でありうる。

■及びＱ整合フィルタ出力の各ピーク振幅にオケルＹ工
及びＹＱの２つのサンダルはＡエ　及びＡＱ　　によっ
て表示される。ピーク信号振幅へ〇＋。の評価は次のよ
う［２つのサンプルを結合することによって計算される
。

Ａ２　＝Ａ２＋４　　　　　　　　　（６）ｉＱ　　　
　　　Ｉ前の方程式を用いると、Ａ２Ｉ＋。は下記のよって表わ
される。

Ａ２＝（Ａｃｏｓ　ψ＋ｎ　）２＋（八ｓｉｎψ＋ｎ）
２Ｉ十Ｑ　　　　４　　　　　　　Ｉ　　　　４　　　
　　　ＱＡ．２　　２Ａ　　ψ　　２（７） −　−　（ｏｓ　　ψ＋ＨＣＯＳｎＸ＋ｎ１一１６一Δ　ｓｉｎ２ψ＋’　ｓｉｎ　ψｎＱ＋ｎｑ期待値Ｅ
（Ａ２□５）は、下記のようになる。

ここで、σ２　及びへ、はサンプルされた雑音ｆｉＩ処理の分散であって、等しいものであると仮定する。３
０　ｄＢのＢＴに対してＡ２Ｉ＋。の期待値におけるエ
ラーは、典型的には、とるに足りない０゜Ｏｊ　ｄＢ　
　以下である。

振幅測定の基準偏差Ｓは次のようになる。

ｓ＝＋（］ｌｏｇ（１±２；＋÷）（９）（９）式は０
．２５　ｄＢ　　のオーダーである。

７つのサンプルが平均化されると、その結果生じる評価
は０．１　ｄＢ　の基準偏差を有する。もし７つのサン
プル以上のサンプルが平均化されるならば、基準偏差は
、したがってより小さくなる。

時間測定値は、第４図に関連して説明されているように
整合フィルタの出力における同相及び直角信号の両方か
らなる。基準サブバーストの時間測定値は、処理装置５
１でオフセット周波数バーストの各々の時間測定値から
減算される。この処理゛は所望の相対群遅延を提供する
ため基準の遅延る減算出力する。

同相チャネルでなされた時間測定値ＴＩ　は、そのそれ
ぞれのＳＮＨに比例して測定値に重み付けるためにＡ工
及びＡＱの測定値を用いて直角チャネルの時間測定値Ｔ
、と結合される。それは次のようになる。

Ａ工及びＡＱは同相及び直角成分のピーク振幅の正確な
測定値であるので、Ａ工及びＡＱは次式のよってなる。

Ａ工＝　７　ｃｏｓψ　　　　　　　　　　　（１１）
ＡＱ＝　７　＝　ｓｉｎψ　　　　　　　　　（１２）
Ａ　　及びＴ　　の値は方程式（５）及び方程式Ｉ十Ｑ
　　　　　　Ｉ＋Ｑ（１０）を用いて処理装置５１によって得られる。

このような目的のための処理装置回路の実施は当業者に
は公知である。従って、ＴＸ　＋ｑ　”　ＣＯｑ　　ψＴＩ　＋　ｓ１ｎφ’ｒ
Ｑ（＋ｇ）時間測定値は無雑音項及び雑音項の合計で以
下のようになる。

ＴＩ：ＴＯ＋ｎｔ工（１４）及びＴＱ＝Ｔｏ＋ｎ、Ｑ（１５）ここで、Ｔｏ　　は所望の時間値で、ｎｔ□は次のよう
に表わされる零平均ガウスランダム変数である。

ここでＫ　ｃｏｓψは零交叉における所望の同相成分の
傾斜である。

同様に、従って、それは整理すると次のように表現できる。

Ｔ１＝Ｉ。であるので、式ＶＡＲ（Ｔ１＋Ｑ）は下記の
ようになる。

もし局部発振器が信号と正確に同相であるならば、直角
項は零で、時間測定値の分散は次のようになる。

それは、前記結合技術が使用されるとき、すべての位相
に対して得られた同じ結果である。コヒレント受信機は
信号を検出するように使用することができることを注目
すべきである。しかしながら、このような受信機は、局
部発振器を信号と同相にするため比較的高価な回路の使
用を必要とする。この発明の前記の技術の使用は、より
少ない費用でコヒレント受信機を使用するのど等しい性
能を達成する。

典型的方式パラメータに対して、σｔ　は単一の測定値
の基準偏差である約５　ｎｓ　　である。２つの時間測
定値は所望の時間差を得るために減算されねばならない
。その時の基準時間差偏差は２σ、である。典型的に必
要とされるようにＩ　ｎｓ　　以下に基準偏差を減少す
るため、約５０ザンプルが平均化されなければならない
。特定の実施例において、振幅測定は典型的により少い
サンプルの平均化を必要とする。それで、群遅延測定が
すべての測定時間を決定する。

Ｔ１及びＴＱ並びに札及びＡＱを測定するため第４図及
び第５図に関して前記で説明された技術は多くの適用に
おいて有用であるので、他の適用において、このような
技術によって達成することができるより一層大きい確度
が望まれる。

零交叉検出器と共にランプ発生器を開始することは、雑
音のため技術状態に固有のいくつかの制限及びオフセッ
トσノため比較できるエラー等を有する。このような時
間測定をするための代替的なアプローチは第３図及び第
７図に関連して下記に説明される。この方法が提供する
主な改善は、局部基準に対するすべての測定を参照して
、したがって零交叉検出器と関連する無作為性を除去す
る。

第３図に関してわかるように、図示された方式は整合フ
ィルタ３４及び６５のＩ及びＱ出力まで第３図に示され
たものと類似している。サブバースト成分の整合フィル
タ出力は以前のように適当にイネーブルされ、その後最
初の零交叉を検出する零交叉検出器回路６５に供給され
る。このような動作は、サブバースト成分（例えば、基
準サブバース）　ｆｃ）の変調信号７０はイネーブル後
、第１の零交叉７１を有する。適当なカウンタ回路は、
零交叉７１後最初のパルス７２Ａで開始する局部基準パ
ルス信号７２（例えば、Ｉ　ＯＭＨｚ　）の選択された
パルス数を計数する。変調周波数が既知なので、パルス
数（ま、信号７０のビーク７６の近くの点で終了するよ
うに最初の計数で選択される。例えば、最初のパルス計
数は一″ｍｌ賑された例においてパルス７２Ｂで終了す
る。そのとき、サブバーストの振幅Ｐは、例示的同相信
号に対して図で示されるようにＰｌ　　と指示されるよ
うな計数で測定される。

パルスカウンタは、パルス７２Ｃに対する波形のπ／２
を表わすパルス数を計数し、第７図に示されているよう
なその点で振幅Ｚ□　を測定する。ＰＬ　　及びＺエ　
の値はＡ／Ｄ変換器６６及び６７によってディジタル形
に変換される。同じ様な方法で、直角成分のＰ、及びｚ
Ｑの値はまた、測定され、Ａ／Ｄ変換器６８及び６９で
ディジタル形に変換される。次の関係がサブバーストの
同相及び比較できる直角成分信号波形に対して保搏して
いる。

Ｚ工ｔａｎφ。＝　−（２２）Ｉ及びＴＱｔａｎφ。＝　−（２５）ＴＱこのよ５な団相乃び直角Ｗ分に対中る遅延Ｔ、及びＴＱ
　　は次のようＶＣなる。

ピーク振幅は次のように表わされる。

ｒＡＩ＝　　　　　　　　　　　　　　　　（２６）ｔａ
ｎφ□＋９０゜一旦、前記の値が決定されると、結合遅延工＋Ｑ　エ＋
。は簗３図乃至第５図と関連して記Ａ載されている技術に関してすでに説明したように次のよ
うに表わされる。

ＡＩ＋。＝＝Ａ、＋ＡＱ（２９）このような方程式は方程式（６）及び（１０）のよ５１
／Ｃ前記で説明した方程式に対応する。

前記の計算は、第３図の処理装置５１に対して前記のよ
うにサブバースト波形の各々に対しては適当な処理装置
７３でなされる。基準波形としてｆｃ　でサブバースト
を用いて、側波サブパース）（ｆｃ±Δｆで）の各々に
対する群遅延値及び振幅値は、前記の技術のいずれかを
用いて得られた多くのサンプルにわたって（例えばＭサ
ンプルにわたって）決定され、平均化され、次式のよう
な所望の平均群遅延及びピーク振幅値Ｔ　及びＡｍ　を
提供するように基準ｆｃ　　波形の時間及び振幅値と比
較される。

ここで、ＴＩ＋。９Ｍ　は側波サブバースト遅延のＭサ
ンプルである。ＴＲＭは基準バーストのＭサンプルであ
る。そして、ここで、Ａ１９Ｍ及びＡＱ９Ｍは側波サブバーストのＭ
サンプルの同相及び直角振幅値であり、ＡＲ，Ｉ、Ｍ　
　及びＡＲ，Ｑ、Ｍ　　は基準サブバーストのＭサンプ
ルの同相及び直角振幅値である。このような計算はまた
、どの技術が使用されるかによって処理装置５１又をま
処理装置７６で前記の方程式に従ってなされる。

前記の方程式を実行するのに適したプログラミングは当
業者には公知である。従って、処理装置５１及び７３の
各々は周波数ｆｃ±Δｆで側波サブバーストの各々に対
して所望の平均値ＡＭ及びＴＭ　　を提供することがで
きる。

関心のある全帯域にわたる周波数が、全帯域の全域で平
均値ＡＭ及びＴＭを提供するようにカバーされるまで、
第４図及び第５図の技術又は第３図及び第７図の技術を
使用するかどうかのすべての処理は、ｆｃ±２Δｆ、ｆ
ｃ±３Δｆ・―・・等における側波サブバーストに対し
て同様な方法で実行される。値Δｆ　はこのような帯域
にわたって所望の分解能を提供するように選択される。

前記のこの発明の特定の実施例は、ＴＤＭＡ通信衛星方
式に関するものであるので、その技術は、前記で説明し
且つ広義に規定されたようにいかなるネットワークに対
しても使用されることが当業者によって実現される。そ
れで、この発明は添付された特許請求の範囲によって規
定されることを除いて特定の実施例に限定されるように
は解釈されない。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明が使用される典型的なＴＤＭＡ衛星通
信方式のブロック図、第１Ａ図はそのメツセージフレー
ムとプローブスロットとの関係を示す関係図、第２図は
この発明の好ましい実施例において使用されているよう
な３つの信号サブバーストを含むすべてのプローブ信号
の典型的な波形図、第３図はこの発明による受信グロー
ブ信号波形を処理するための回路の典型的な実施例のブ
ロック図、第４図は第３図の回路に対して所望の遅延情
報を決定するのに使用される時間測定技術を示す図、第
５図は第４図に関して説明されているようにプローブ信
号波形の６つのサンプルサブバーストに対して発生され
るランプ信号の時間関係のより詳細な図、第３図はこの
発明による受信プローブ信号波形を処理するための回路
の他の実施例のブロック図、第７図は図面が第３図の回
路の動作を理解するうえで役に立つプローブ信号サブバ
ーストのサンプルサブバースト波形の一部を示す図であ
る。図において、１０・・衛星通信方式、１１゜１３・・地
球局、１２・・衛星、１８．１９・・バーストモードリ
ンク分析器、３２．３３−・ローパスフィルタ、３４．
５５・・整合フィルタ手段、５６・・振幅測定、３９・
・時間測定、５１．７３・・処理装置、６５・・零交叉
検出器である。晃１図％２図兇６図児７図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）その動作帯域幅にわたってネットワークの振幅応
答及び遅延応答を測定するためネットワークと共に使用
するための信号処理方式であって、該方式は、該ネットワークに複数のサブバースと信号を提供するた
めの手段であって、抑圧された搬送波の形で各々、振幅
変調信号、該サブバースト信号の搬送波周波数は、該ネ
ットワークの動作帯域幅内にあり、前記サブバースト信
号の１つは基準サブバースト信号として使用できるもの
；と該サブバースト信号を該ネットワークから受信するため
の手段を備えて、該受信するための手段は、各々がその同相及び直角成分を有する複合受信サブバー
スト信号サンプルを提供するため該受信サブバースト信
号の各々のサンプルに応動する手段（３２及び３３）；その同相及び直角の整合フィルタ出力を提供するため該
サンプルの同相及び直角成分に応動する整合フィルタ手
段（３４及び３５）；該ネットワークの動作帯域幅にわ
たって該サブバースト信号の搬送波周波数における該方式の評価
振幅及び遅延応答を決定するため該整合フィルタ出力に
応動する処理手段（５１）であることを特徴とする信号処理方式。
（２）該複数個のサブバースト信号は３つのサブバース
ト信号の複数の群で伝送され、各群の第１のサブバース
ト信号は該動作帯域幅の中心周波数において搬送波周波
数を有し、各群の第２のサブバースト信号は該中心周波
数の周波数以上である搬送波周波数を有し、各群の第３
のサブバースト信号は該中心周波数の周波数以下である
搬送波周波数を有し、各群における第１、第２及び第３
のサブバースト信号は互に関連して連続する時間シーケ
ンスで伝送されることを特徴とする特許請求の範囲第１
項記載の信号処理方式。
（３）各群における該第２及び第３のサブバースト信号
の搬送波周波数は同じ量だけ該中心周波数と異なってい
ることを特徴とする特許請求の範囲第２項記載の信号処
理方式。
（４）各群の該第１のサブバースト信号は該基準信号と
して使用され、各群における該第２及び第３のサブバー
スト信号の各々の評価振幅及び遅延応答は該群における
第１のサブバースト信号の評価振幅及び遅延応答に関し
て該処理手段によって決定されることを特徴とする特許
請求の範囲第３項記載の信号処理方式。
（５）３つのサブバースト信号群は連続して伝送され、
各連続群における該中心周波数に関する第２及び第３の
サブバースト信号の搬送波周波数差は各連続群における
選択された量だけ増加されることを特徴とする特許請求
の範囲第４項記載の信号処理方式。
（６）第２及び第３のサブバースト信号の搬送波周波数
は±ＮΔｆ、±２Δｆ、‥‥±ＮΔｆ（ただし、Ｎは、
該動作帯域幅において関心のある最高及び最低周波数に
おける又はその近くの周波数をｆｃ±ＮΔｆが表わすよ
うに選択される。）だけ各連続群における基準中心周波
数と異なっていることを特徴とする特許請求の範囲第５
項記載の信号処理方式。
（７）該処理方式は、該サンプルのピーク振幅値を測定し且つ該ピーク振幅値
の発生と固定周波数クロック信号の少なくとも１つの選
択零交叉間の評価遅延値を測定するためサブバースト信
号サンプルの該同相及び直角の整合フィルタ出力に応動
するもの；該基準サブバースト信号の振幅及び遅延値に関して該サ
ブバースト信号の振幅及び遅延値を決定するように前記
ピーク振幅及び遅延値を処理するため該サブバースト信
号の各々の同相及び直角サンプルのピーク振幅値及び遅
延値に応動するもの、を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の信号処理方式
。
（８）該固定周波数クロック信号は、該抑圧された搬送
波、振幅変調サブバースト信号の変調周波数に等しい周
波数を有することを特徴とする特許請求の範囲第７項記
載の信号処理方式。
（９）該固定周波数クロック信号は、該抑圧された搬送
波、振幅変調サブバースト信号の変調信号より大きい周
波数を有していることを特徴とする特許請求の範囲第７
項記載の信号処理方式。
（１０）該処理手段は、該成分のピーク振幅値に続くサ
ブバースト信号サンプルに対する整合フィルタ出力の各
々の最初の零交叉の時間と該クロック信号と同じ傾斜を
有する選択された零交叉の数のうちの最後の零交叉の時
間との時間差を測定することによって各サブバースト信
号サンプルの同相及び直角成分に対する遅延値を決定す
るための零交叉検出手段を含むことを特徴とする特許請
求の範囲第７項記載の信号処理方式。
（１１）該選択された零交叉の数は、該クロック信号が
該サブバースト信号の変調周波数と等しい周波数を有す
るとき、２であることを特徴とする特許請求の範囲第１
０項記載の信号処理方式。
（１２）該選択された零交叉の数は、該クロック信号が
該サブバースト信号の変調周波数より大きい周波数を有
するとき、２以上であることを特徴とする特許請求の範
囲第１０項記載の信号処理方式。
（１３）該時間差は該最初の零交叉で始まるランプ信号
を発生することによって測定され、該最後の零交叉にお
ける該ランプ信号の振幅は該時間差を表わしていること
を特徴とする特許請求の範囲第１０項記載の信号処理方
式。
（１４）該基準サブバースト信号の評価遅延応答以外の
各サブバースト信号の評価遅延応答は、該サブバースト
信号に対して測定された時間差と該基準サブバースト信
号に対して測定された時間差を比較することによって決
定されることを特徴とする特許請求の範囲第７項記載の
信号処理方式。
（１５）該処理手段は、該サンプル成分のピーク振幅に続く最初の零交叉時間を
検出し、該最初の零交叉後選択された時間に該サンプル
成分の第１の振幅を決定し、該最初の零交叉後第２の選
択された時間に該サンプル成分の第２の振幅を決定する
ために同相及び直角整合フィルタ成分に応動するもの；基準サブバースト信号に関して該サブバースト成分の評
価振幅及び遅延応答を決定するための該サブバースト信
号の振幅及び遅延値を提供するためサブバースト信号の
同相及び直角成分の複数のサンプルの該第１及び第２の
振幅に応動するもの、であることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の信
号処理方式。
（１６）該ネットワークは時分割多重アクセス通信方式
であることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の信
号処理方式。