JPS62219773A - 水平偏向回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は異なる水平偏向周波数に対応して、受像管等の
陰極線管の電子ビームを水平方向に偏向する水平偏向回
路に関する。

（従来の技術） 陰極線管（ブラウン管等の受像管）を用いて映像情報の
再現を行なう映像情報再生装置には、例えば、テレビジ
ョン受像機、各種の情報機器の端末装置として用いられ
るディスプレイ装置等がある。

このような映像情報再生装置では受像管上に映像情報を
再現するために周知のように所定の走査方法に従って受
像管の電子ビームを縦横方向に偏向する必要がある。

ところで、例えば、テレビジョン受像機において上述し
たような所定の走査方法は、再生すべき映像情報がどの
標準テレビジョン方式に従って、伝送されているかによ
り異なり、また、各種情報機器の端末５Ａ置として用い
られるディスプレイ装置においては、通常それぞれの様
器毎に走査方法が設定されているので、ディスプレイ装
置毎に走査方法は異なっている。

上述したように走査方法が異なる場合には、当然ながら
水平偏向回路及び垂直偏向回路等の偏向回路も異なる構
成となるが、異なる走査方法に対応してそれぞれ走査方
法専用の映像情報再生装置を生産するのでは多種少量生
産となり、生産管理及びコスト等の点において各種の問
題が発生するため、従来より複数の走査方法に対応して
動作するように構成された各種の偏向回路が提案されて
いることは周知の通りである。

従来の水平偏向回路の一例を第５図の回路図に従って説
明する。

第５図において、１は同期分離回路等の前段回路（第５
図中に図示せず）から供給される水平偏向周波数ｆｎの
同期信号Ｐに対応して方形波の信号Ｒを発振する発振回
路、２は発振回路１より出力される方形波の信号Ｒによ
り駆動される励起用のＮＰＮトランジスタ、３は励振用
のトランス、５は水平偏向出力用のＮＰＮ＋−ランジス
タ、６はダンパ用のダイオード、７は帰線共振用のコン
デンサ、８は偏向コイル、９は８字補正用のコンデンサ
、１０はフライバックトランス、１１は高圧整流回路、
１２は電圧レギュレータ、１６は水平偏向出力回路であ
る。

同期分離回路苫の前段回路より第６図（Ａ）に示すよう
な同期信ＱＰを供給された発振回路１は第６図（Ｂ）に
示すような方形波の信号Ｒを出力し、この方形波の信Ｍ
Ｒはトランジスタ２のベースに供給されるので、トラン
ジスタ２のコレクタ・エミッタ間は方形波の信号Ｒに対
応して導通、非導通状態となる。

トランジスタ２のコレクタはトランス３の一次側巻線３
ａの一端に接続し、−次側巻線３ａの他端は第１の直流
電源Ｅｂ＋に接続されている。

従って、トランス３の一次側巻線３ａには１ヘランジス
タ２の状態に対応して、第６図（Ｃ）に示すようなトラ
ンジスタ２のコレクタ電流１ｃｄが供給される。

トランス３の二次側巻線３ｂの一端及び他端はトランジ
スタ５のベース及びエミッタにそれぞれ接続している。

トランジスタ５のベースにはトランジスタ２のコレクタ
電流１ｃｄに対応した第６図（Ｅ）に示すようなベース
電流１ｂが供給されるので、トランジスタ５はダイオー
ド６と共に、水平偏向周期Ｔｈのスイッチング動作を行
ない、トランジスタ５のコレクタには水平偏向周期Ｔｈ
のフライバックパルスＶｐが発生する。

また、トランジスタ５、タイオード６、コンデンサ７、
偏向コイル８、コンデンサ９からなる回路は公知の水平
偏向出力回路１４で、その動作の説明は省略するが、結
局偏向コイル８には水平偏向周波数子。ののこぎり被電
流Ｓが流れるので、のこぎり被電流Ｓで駆動される偏向
コイル８により電子ビームの水平偏向を行なうことがで
きる。

フライバックトランス１０の一次側巻線１０ａの一端は
トランジスタ５のコレクタに接続され、他端は直列に接
続されている電圧レギュレータ１２を介して第２の直流
電源Ｅｂ２に接続されている。

トランジスタ５のコレクタには上述したように水平偏向
周期Ｔｈのフライバックパルス■ｐが発生するので、フ
ライバックトランス１０の二次側巻線１０ｂにはフライ
バックパルスＶ　Ｉ）　ｊｆｉ　昇圧された高圧パルス
ｖｈが発生し、高圧パルスｖｈは高圧整流回路１１で整
流されて直流高圧電圧ｖＥＨ□として出力される。

ところで、第５図に示した水平偏向回路は、種々の水平
偏向周波数ｆｎに対応する構成となってるため、水平偏
向周波数ｆｎの変化に伴い上述した方形波の信＠Ｒ１フ
ライバックパルス■ｐ１のこぎり被電流Ｓも変化しなけ
ればならない。ところで、電圧レギュレータ１２の出力
電圧をＥｔ）２１、偏向の走査期間の長さをＴＳ、偏向
コイル８のインダクタンスをＬｙとすると、 １１）Ｉ）＝ＥＥ）２１・Ｔｓ／Ｌｙ となる。ただし、のこぎり被電流Ｓのピークピーク値Ｉ
ｐｐは一定である必要があるが、水平偏向周＄１］Ｔｈ
の変化に対応して走査期間Ｔｓも変化するため、のこぎ
り波電流Ｓのビークピーク値Ｉｐｐを一定に保つために
は電圧レギュレータ１２の出力電圧Ｅ　ｂ２１　、ある
いは、偏向コイル８のインダクタンスＬｙのいずれかを
変化させる必要があるが、偏向コイル８のインダクタン
スＬｙを変化させることは難しいので、通常電圧レギュ
レータ１２の出力電圧Ｅｂ２１を変化させることになる
。

つまり、電圧レギュレータ１２により直流電圧Ｅｂ２を
制御して直流電圧Ｅｂｚ＋を走査期間ＴＳに反比例して
変化させればよい。

ところで、第５図に示した水平偏向回路において水平偏
向周期Ｔｈが短い場合（例えば、偏向周期Ｔｈ＋）の動
作を第６図（Ａ）〜第６図（Ｅ）で示し、水平偏内周１
１１Ｔｈが長い揚台（例えば、偏向周期Ｔｈ２）の動作
を第７図＜Ａ）〜第７図（Ｅ）で示す。

第６図（Ａ＞に示す同期信号Ｐに対応して第６図（Ｂ）
に示すような方形波の信＠Ｒがトランジスタ２のベース
に供給され、トランジスタ２のコレクタ・エミッタ間は
信号Ｒの振幅が正の期間より期間ＴＳ＋だけ艮い期間に
わたって導通状態となるので、トランジスタ２のコレク
タ電流１ｃｄは第６図（Ｃ）に示すようになる。

第６図（Ｃ）において期間ＴＳ＋はトランジスタ２の蓄
積期間で、この蓄積期間ＴＳ＋が終了してコレクタ電流
Ｉｃｄの振幅が零になった位置よりトランジスタ５のベ
ース電流Ｉｂが第６図（Ｄ）に示すように流れ出し、ト
ランジスタ２のコレクタ電流■ｃ（ｌが再び流れ出すま
で流れる。

トランジスタ５のベース電流１ｂの初期値１ｂ。

はトランジスタ２のコレクタ電流ＩＣｄＩｆｉ＋−ラン
ス３の一次側巻線３ａのインダクタンスしに蓄えられた
エネルギによって定まり、また、トランジスタ５のベー
ス電流１ｂは時間と共に、指数関数的に減少してゆき、
トランジスタ２のコレクタ電流Ｉｃｄが流れ始める位置
で振幅が零になる。

また、トランジスタ５のコレクタ電流１ｃはベース電８
！１ｂによりトランジスタ５が導通する導通期間から更
にトランジスタ５の蓄積期間ＴＳ２分だけ余分に流れ続
け、第６図（Ｅ）に示すように最大値ＩＣＤの三角波電
流となる。

従って、トランジスタ５のベース電流Ｉｂが減少して第
６図（Ｄ）に示すように最終値１ｂ＋になった際に、ト
ランジスタ５のコレクタ電流ＩＣは最大値（Ｉｃｐ）付
近に達するので、トランジスタ５のベース電流Ｉｂの最
終値Ｉｔ）＋はこの時点でも充分余裕をもって、トラン
ジスタ５を飽和状態にできる様に初期値１ｂｏも比較的
大きな値に設定する必要がある。

次に第７図（Ａ）に示すように水平偏向周期Ｔｈが長い
場合（例えば、偏向周期ＴＦ１２）は繰返し周期が大き
くなるが、第７図（Ｂ）に示す方形波の信号Ｒの期間を
簡単に長くすることはできない、また、トランス３の一
次側巻線３ａのＱはトランス３の大型化を防止するため
にあまり高く設定することもできない、また、仮に、Ｑ
＠高く設定できたとしても、トランジスタ２が非導通状
態となる遮断時のトランジスタ２のコレクタ電圧の飛上
がりが大きくなりトランジスタ２の耐圧を越える虞れが
あるという理由より、トランス３の一次巻線３ａの巻線
抵抗Ｒｏの値を無視することができなくなる。

従って、第７図（Ｃ）に示すトランジスタ２のコレクタ
電流ｌｃｄのパルスが終了する際の電流の振幅値１ｃｄ
ｌは主に、電源電圧の値Ｅｔ）＋及びトランス３の一次
側巻線抵抗Ｒｏの値で決定され、偏向周期Ｔｈ２及びパ
ルス幅に影響を与えることは少ない。従って、第６図（
Ｃ）に示したトランジスタ２のコレクタ電流１ｃｄの値
１　ｃｄ　、と第７図（Ｃ）に示したトランジスタ２の
コレクタ電流ｌｃｄの値１ｃｄ２との間の差はほとんど
ない。

また、トランジスタ５のベース電流Ｉｂの初期値１ｂｏ
はトランス３の・−次側巻線３ａに蓄積されたエネルギ
ーによって定まるから、トランジスタ２のコレクタ電流
ｌｅｄの値が同じような値であれば、トランジスタ５０
ベース電流の初期値ｌｂＯの値も略同−となる。

！・ランジスタ５のベース電流１ｂの値は上述したよう
に指数関数的に減少してゆくので、水平偏内周期Ｔｈが
長い偏向周期Ｔｈ２の場合はベース電流Ｉｂの持続時間
が長くなり、第７図（Ｄ）に示すようにベース電流の最
終値１　ｂ　ｏが第６図（Ｄ）に示したベース電流の最
終値Ｉｂ＋に比べて小さくなってしまう。

このため、第７図（Ｄ）に示すｌ・ランジスタ５のベー
ス電１１ｂの最終値Ｉ　ｂ　１１ではトランジスタ５を
充分に飽和せさてコレクタ電流ＩＣを流すことが困難と
なり、よって、トランジスタ５のエミッタ・コレクタ間
の電圧降下が大となり、内部損失が増加する。これを防
止するために第７図（Ｄ）に示すベース電流の最終値Ｉ
ｂｏを充分に大となるように設定すると、第６図（Ｄ）
に示すベース電流の最終値１ｂ＋が必要以上に大きな値
となるので、トランジスタ５のコレクタ電流ＩＣの降下
時間Ｔｆが長くなり、この部分での損失が増加するとい
う問題点を有していた。

上述したように第５図に示した水平偏向回路では水平偏
向周波数ｆｎを変化させると全周波数範囲にわたって最
適励振条件を満足することができないため、出力用のト
ランジスタ５の損失が増加し、信頼性が低下するという
問題点を有していた。

そこで、本発明は上述の問題点を解決するために水平偏
向出力回路を励振する励振回路の電源電圧を水平偏向周
波数が高くなるに従って低下させるように可変制御する
ことにより、簡単な構成で、水平協商出力回路の励振条
件を供給される水平偏向周波数に対して最適に設定し、
水平偏向出力回路の能動素子の損失を最小限にして信頼
性を向上させることができる水平偏向回路を提供するこ
とを目的とする。

（問題点を解決するための手段） 本発明は上述の問題点を解決するために第１図に示すよ
うな水平偏向回路を提供するものである。

第１図に示した水平偏向回路は、 水平偏向周波数の信号Ｐに同期した発振信号Ｒを出力す
る発振回路１と、 発振信号Ｒを増幅して後段回路を励振する励振回２８（
トランジスタ２、トランス３）と、水平方向に電子ビー
ムを偏向する偏向コイルを励振回路（トランジスタ２、
トランス３）から出力される信号に対応して前記水平偏
向周波数にかかわらず常にピークビーク値が一定の偏向
電流により駆動する水平偏向出力回路１６とから構成し
た水平偏向回路において、 この水平偏向周波数に対応する電圧を出力する周波数−
電圧変換回路４と、 周波数−電圧変換回路４から出力される電圧Ｅｆにより
ｉ、１１１１１され、励振回路（トランジスタ２、トラ
ンス３）に供給する電源電圧Ｅ　ｂ　＋＋を前記水平偏
向周波数が高くなるに従って低下させるように制御する
電圧制御回路（電圧レギュレータ１５）とから構成した
。

（作　用） 水平偏向周波数を周波数−電圧変換して得られる電ｆｆ
、Ｅｆに対応して変化する電源電圧Ｅ　ｔ）　＋＋を励
振回路（トランジスタ２、トランス３）に供給すること
により、水平偏向出力回路１４の励振条件を供給される
水平偏向周波数に対して最適に設定する。

（実　施　例） 第１図は本発明になる水平偏向回路の一実施例のブロッ
ク系統図である。第１図において第５図と同一の構成部
分には同一の符号を付してその説明を省略する。

第１図において、４は同期信号Ｐを電圧Ｅｆに変換する
周波数−電圧変換器、１５は直流固定電圧Ｅｔ）＋を周
波数−電圧変換器４より供給される電ＰｆＥｆに対応し
て可変し、電圧Ｅ　ｂ　＋＋を出力する電圧レギュレー
タである。

電圧レギュレータ１５から出力される電圧Ｅ　ｂ　ｎは
トランス３の一次側巻線３ａに印加される。

ところで、電圧Ｅｂｚ＋は上述したように走査期間ＴＳ
に反比例して変化させればよいのであるから、水平偏向
周波数ｆＩＩに関しては第２図中に実線で示したように
水平偏向周波数ｆｌｌに比例して略ｎ線的に変化させれ
ばよいことになる。

第２図中に実線で示したようにＥｂ２１を変化させるた
めには、例えば、第１図中に示したようにフライバック
トランス１０の三次巻線１０Ｃに生ずるパルスＰａを整
流回路１３で整流して得られる直流電圧Ｅａをコンパレ
ータ等の比較回路１４の一方の端子に供給し、比較回路
１４の他方の端子に供給される基準電圧ＥＳとこの直流
電圧ＥＯとを比較しし、両゛電圧間に差があるときはこ
の差に対応する制御電圧Ｅｄを比較回路１４より出力し
てこの制御型Ｂ＋Ｅｄにより、電圧レギュレータ１２を
制御して直流電圧Ｅｂ２を直流電圧Ｅｂｚ＋に変換し、
この直流電圧Ｅｂ２１をフライバックトランス１０−次
側巻線１０ａの一端に印加することにより、直流電圧Ｅ
Ｏは基準電圧ＥＳに一致するように制御される。

この結果、直流電圧Ｅｂｚ＋が第２図中に実線で示すよ
うに水平偏向周波数ｆ１１に対して所定の動きをするよ
うになる。

一方、励振電流１ｂ＋は上述したように水平偏向周期Ｔ
ｈが短い場合（偏向周期Ｔｆｉ＋）に過剰となり、水平
偏内周１ｔｌＴｈが長い場合（偏向周期Ｔｈ２＞に不足
するので、これを解決するためには、電圧レギュレータ
１５から出力される電圧Ｅ　ｂ　Ｉ＋を水平偏向周期Ｔ
ｈが短い時は低く、水平偏向周期Ｔｈが長い時は高くす
るようにしてやればよい。

寸なわら、水平偏向周波数りに関しては、第２図中に破
線で示したように水平偏向周波数ｆＨの増加と共に、電
圧Ｅ　ｂ　Ｉ＋が減少するように制御すればよいことに
なる。

このように、電圧Ｅ　ｂ　ｏの値を水平偏向周波数ｆ□
及び電圧レギュレータ１２の出力電圧Ｅｂ２１に対応し
て変化させれば、水平偏向周波数ｆＨが変化しても最適
な励振電流Ｉｔ）＋をトランジスタ５のベースに供給す
ることかできるので、トランジスタ５の損失を最小限に
することができる。

従って、周波数−電圧変換回路４の特性は同期信号Ｐの
周波数によって電圧レギュレータ１５が上述したような
特性を満足する直流電圧Ｅ　ｂｏを出力できるような電
圧Ｅｆを出力するように構成されていればよい。

以下に、第３図を参照して電圧レギュレータ１５の具体
的回路の一例を説明する。

第３図において、１７はモノマルチバイブレータ（以下
、ＭＭと記す）、１８は平滑用の抵抗器、１つは平滑用
のコンデンサ、２０はレギュレータ用のＮＰＮトランジ
スタ、２１．２２はトランジスタ２０のバイアス用の抵
抗器、２３はバイパス用のコンデンサである。

なお、ＭＭ１７、抵抗器１８、コンデンサ１９は周波数
−電圧変換回路４を構成しており、入力端子１より、例
えば、第４図（Ａ）に示すように周期ｔｈ、の同期信号
Ｐが供給されるとＭＭ１７は同期信号Ｐの立上りエツジ
でトリガされ、ＭＭ１７の出力端子口より第４図（Ｂ）
に示すように一定期間ｔｄだけＬレベルとなり、その後
、同期信号Ｐの立上りエツジが到来するまでＨレベルと
なるパルス信号が出力される。また、第４図（Ｂ）に示
すようなパルス信号は抵抗器１８及びコンデンサ１９か
らなる平滑回路で平滑化されて、第４図（Ｃ）に示すよ
うな直流電圧Ｅｆ＋とじて電圧レギュレータ１５に供給
される。

次に、例えば、第４図（Ｄ）に示すような周期ｔｈ２の
同期信号Ｐが供給されるとＭＭ１７は同１１１］　’Ｈ
号Ｐの立上りエツジでトリガされ、ＭＭ１７の出力端子
ａより第４図（Ｅ）に示すように一定期間ｔｄだけＬレ
ベルとなり、その後、同期信号Ｐの立上りエツジが到来
するまでＨレベルとなるパルス信号が出力される。また
、第４図（Ｅ）に示すようなパルス信号は抵抗器１８及
びコンデン量す１９からなる平滑回路で平滑化されて、
第４図（Ｆ）に示すような直流電圧Ｅｆ２として電圧レ
ギュレータ１５に供給される。

上述したように、ＭＭ１７より出力される［、レベルの
パルスの時間ｔｄは、同期信号Ｐに関係なく一定である
から周波数−電圧変換回路４から出力される直流電圧Ｅ
ｆは第４図に示すように同期信号Ｐの周波数に反比例し
て変化する電圧となる。

トランジスタ２０．抵抗Ｚ２１．２２、コンデンサ２３
は電圧レギュレータ１５を構成しており、周波数−電圧
変換回路４より供給される直流電圧Ｅｆは、抵抗器２１
．２２の抵抗値をそれぞれＲ１，Ｒ２とするとトランジ
スタ２０のベース電圧はトランジスタ２０のコレクタに
供給される直流電圧Ｅｔ）＋と直流電圧Ｅｆとの間の電
圧を抵抗２１．２２で分割した値になるので、以下のよ
うに示される。

従って、電圧レギュレータ１５から出力される直流電圧
Ｅ　ｂｎは上述したトランジスタ２０のベース電圧ｖｂ
よりトランジスタ２０のベースエミッタ電圧Ｖｂｅを差
引いた電圧値となる。つまり、つまり、電圧レギユレー
タ１５より出力される直流電圧Ｅ　ｂ　ｏは周波数−電
圧変換回路４より出力される直流電圧ＥＴ’に比例して
変化することになるので、電圧レギュレータ１５より出
力される直流電圧Ｅｂ１１は第２図中に破線で示したよ
うな特性となる。なお、その変化の割合は周波数−電圧
変換回路４及び電圧レギユレータ１５の各素子の値によ
って決定されるので、トランジスタ５のベース電流１ｂ
の最終値１ｂ＋を水平偏向周波数りに対応させて最適な
値に設定することかできるようになる。

なお、第３図中に示したＭＭ１７には同期信号Ｐが供給
されているが、これは必ずしも同期信号Ｐである必要は
なく、同期信号Ｐと同一の周波数関係を保っている信号
であればよいので、励振用のトランス３、あるいはフラ
イバックトランス１０に発生するパルス信号を使用する
ことも可能である。

また、第１図において直流電圧Ｅｌ）＋と直流電圧Ｅｂ
２とは異なる直流電圧として説明したが、設４１条件次
第では共通にすることも可能であることはいうまでもな
い。

（発明の効果） 本発明は上述の如ぎ構成であるので、簡単な構成で、水
平偏向出力回路の励振条件を供給される水平偏向周波数
に対して最適に設定し、水平偏向周波数の能動素子の損
失を最小限にして信頼性を向上させることができるとい
う利点を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明になる水平偏向回路の一実施例のブロッ
ク系統図、第２図は第１図に示した水平偏向回路の動作
を説明するための図、第３図は第１図に示した水平偏向
回路の周波数−電圧変換回路４及び電圧レギュレータ１
５の一例を示す回路図、第４図（Ａ）〜（Ｆ）は第３図
に示した周波数−電圧変換回路４の動作を説明するため
の図、第５図は従来の水平偏向回路の一例のブロック系
統図、第６図（Ａ）〜（Ｅ）及び第７図（Ａ）〜（Ｅ）
は第５図に示した水平偏向回路の一例の動作を説明する
ための図である。 １・・・水平偏向用の発振回路、 ２・・・励振用のトランジスタ、 ３・・・励振用の１−ランス、 ４・・・周波数−電圧変換回路、 １０・・・フライバックトランス、 １１・・・高圧整流回路、 １２．１５・・・電圧レギュレータ、１３・・・整流回
路、１４・・・比較回路、１６・・・水平偏向出力回路
。 ニｉ　　イ　ｌ＝［１ オ　３　図 ｆ″６　図 ′１″　７　困

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 水平偏向周波数の信号に同期した発振信号を出力する発
   振回路と、 この発振信号を増幅して後段回路を励振する励振回路と
   、 水平方向に電子ビームを偏向する偏向コイルをこの励振
   回路から出力される信号に対応して前記水平偏向周波数
   にかかわらず常にピークピーク値が一定の偏向電流によ
   り駆動する水平偏向出力回路とから構成した水平偏向回
   路において、 この水平偏向周波数に対応する電圧を出力する周波数−
   電圧変換回路と、 この周波数−電圧変換回路から出力される電圧により制
   御され、前記励振回路に供給する電源電圧を前記水平偏
   向周波数が高くなるに従って低下させるように制御する
   電圧制御回路とから構成したことを特徴とする水平偏向
   回路。