JPS6222359B2 - - Google Patents

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JPS6222359B2
JPS6222359B2 JP58235212A JP23521283A JPS6222359B2 JP S6222359 B2 JPS6222359 B2 JP S6222359B2 JP 58235212 A JP58235212 A JP 58235212A JP 23521283 A JP23521283 A JP 23521283A JP S6222359 B2 JPS6222359 B2 JP S6222359B2
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operational amplifier
voltage
power factor
output
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Josefu Nora Furanku
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NASHONARU EERONOOTEIKUSU ENDO SUPEESU ADOMINISUTOREESHON
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NASHONARU EERONOOTEIKUSU ENDO SUPEESU ADOMINISUTOREESHON
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    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/70—Regulating power factor; Regulating reactive current or power
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
    • H02P23/26—Power factor control [PFC]
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2201/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the converter used
    • H02P2201/15—Power factor correction [PFC] circuit generating the DC link voltage for motor driving inverter

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  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)
  • Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Ac-Ac Conversion (AREA)
  • Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 発明の関連する技術分野 本発明は誘導電動機機に対する電力入力制御装
置、特に三相誘導電動機用の三相力率制御装置に
関する。
従来技術 米国特許第4052648号（名称は交流誘導電動機
用力率制御装置）には、誘導電動機の作動力率
を、この電動機に接続したサイリスタを制御する
ことにより、指令された力率信号及び作動力率の
間の差の関数として制御する誘導電動機用の電力
低減装置が開示されている。
本発明は、三相三線系において線路電圧に対す
る電流の位相角の測定を必要とするかかる一般形
式の力率制御装置、又はかかる形式の他の装置に
適用することができる。他に、電流を測定するた
め電流もしくは電圧変形器を使用するか、又はサ
イリスタ電圧を検知する一方、所要の分離を達成
するよう光結合器を使用するものも開示されてい
る。これらの装置はいずれも高価であり、かつ電
流の振幅に敏感である。この後者の欠点は位相測
定自体を必ずしも妨げるものではないが、この欠
点により、種々のサイズの在庫部品を保有する必
要が生ずることにより製造コストが増大する。更
に、第３の従来装置では各相に対し別個の電源を
使用することにより分離を達成するようにしてい
るが、各相からの位相情報を三相力率制御装置に
おける共通増幅器において加算する必要があるか
ら、光結合器（又はこれと等価な分離手段）が依
然必要である。これは高価な技術であることは明
らかである。更に、上述した既知の装置のすべて
が、電流と同期した方形波及びその反転波を得る
ため各相当り２個のゼロ交さ点検出器（典型的に
は演算増幅器及び関連抵抗で構成）を必要とす
る。
特願昭56−15100（特開昭57−80292号）には、
電流の位相角を、サイリスタの端子間の電圧を検
知することによつて測定する単相力率制御装置が
開示されており、この技術は三相力率制御装置に
適用することができる。しかし単相ではサイリス
タの一側を低電圧作動回路用電源と同じ大地基準
電位点に接続する。そして、演算増幅器の一方の
入力端子を大地電位点に接続しかつ他方入力端子
を適当な抵抗を介しサイリスタの高圧側に接続す
るだけでサイリスタの両端間の電圧を検知するこ
とができる。しかしこの技術を三相でのサイリス
タ電圧検知に適用する場合には、高い共通（モー
ド）電圧が演算増幅器に供給されないようにする
か、又はこの電圧が演算増幅器に影響を及ぼさな
いようにする必要があるという問題がある。
発明の開示 本発明の目的は、この問題を巧妙に解決した三
相誘導電動機用三相力率制御装置を提供するにあ
り、特に、この問題を生ぜしめる高い共通（モー
ド）電圧が供給されるのを防止するようにした位
相検出器を備えている。即ち本発明は、三相誘導
電動機用の三相力率制御装置であつて、三相給電
線路の各相端子及び前記電動機の対応する相巻線
の間は個別に接続した複数の電子スイツチング手
段（例えばトライアツク（商品名）又は１対の反
対極性並列接続シリコン制御整流器の如きサイリ
スタ装置）と；各相における前記電動機の電圧及
び電流を検出し、各相につき、前記電動機の電圧
及び電流の間の位相差に比例する出力を発生する
位相検出手段と；前記位相検出手段の出力を加算
する加算手段と；力率指令信号を発生する力率指
令信号発生手段と；前記加算手段の出力及び力率
指令信号に応答して前記電子スイツチング手段の
スイツチングを制御する制御手段とを備え；前記
位相検出手段の各々が検知手段を備え、前記検知
手段には、当該相に対する対応する電子スイツチ
ング手段の端子間に入力端子を結合した第１演算
増幅器を設け、前記対応する電子スイツチング手
段の端子間の電圧を検知することにより当該相に
対する電流位相角を検知するようにする三相力率
制御装置において、 前記第１演算増幅器の出力及び入力端子の間に
正帰還を施して、前記第１演算増幅器の出力のス
イツチングを前記電子スイツチング手段の端子間
の電圧のスイツチングと同期させる帰還手段を備
えたことを特徴とする。
本発明の好適な実施例では、前記第１演算増幅
器の出力端子に接続した反転第２演算増幅器を備
える。更に、前記電子スイツチング手段の前記給
電線路側に並列接続した第３及び第４演算増幅器
を備え、前記第３演算増幅器の出力端子を抵抗を
介して第１共通接続点に接続し、かつ前記第２演
算増幅器の出力端子を抵抗を介して第２共通接続
点に接続し、前記第１演算増幅器の出力端子及び
前記第１共通接続点の間に抵抗を接続し、前記第
１共通接続点をダイオードを介して、前記第２演
算増幅器の出力端子に結合される点に接続し、か
つ前記第２共通接続点をダイオードを介して前記
点に接続し； 更に、各相に対するランプ信号発生器と、各相
につき前記加算手段の出力を前記ランプ信号発生
器の出力と比較する比較器と、第５演算増幅器と
を備え、前記第５演算増幅器の出力端子を前記比
較器の出力端子に結合し、前記第５演算増幅器の
一方の入力端子をそれぞれダイオードを介して前
記第１及び第２共通接続点に接続する。
更に、前記第１演算増幅器の入力端子を、前記
電子スイツチング手段の給電線路側及び電動機側
の電圧を演算増幅器の対処できる電圧レベルに分
圧する分圧器を介して前記電子スイツチング手段
の給電線路側及び電動機側に接続すると好適であ
る。
第１図の実施例において３個の位相検出器１
６，１８，２０はそれぞれ、電動機入力端子Ｍ
A，ＭB，ＭCから相電流に比例する第１信号を供
給され、かつ三相線路端子Ａ，Ｂ，Ｃ（典型的に
は220又は440ボルト、60サイクル）から相電圧に
比例する第２信号を供給されるよう接続配置す
る。これら位相検出器の各々は三相の各相におけ
る電流−位相差に比例する出力信号を発生する。
各位相検出器において使用する回路を位相検出器
１６につき第１図の破線ブロツク１６内に示し、
この回路を以下に詳細に説明する。
三相線路端子Ａ，Ｂ，Ｃはそれぞれ位相検出器
１６，１８，２０と関連する３個のランプ信号発
生器２２，２４，２６の入力端子にも結合する。
各位相検出器１６，１８，２０の一方の出力端
子を信号又は位相条件回路２８に接続し、信号条
件回路２８の単一出力は各比較器３０，３２，３
４の一方の入力を構成する。信号条件回路２８に
は演算増幅器３６を設け、その反転入力端子には
３個の位相検出器の出力信号の和から成る加算制
御信号が供給されるよう接続配置する。また信号
条件回路２８には演算増幅器３６の出力及び入力
端子間に接続した３個の逆帰還回路を設け、その
一つの逆帰還回路はコンデンサ３８で構成し、他
の一つの逆帰還回路を抵抗４２と直列接続したコ
ンデンサ４０で構成し、残りの逆帰還回路を１対
の抵抗４４，４６並にその共通接続点及びアース
間に接続したコンデンサ４８で構成する。コンデ
ンサ３８は方形波帰還制御信号を平滑化するロ
ー・パス・フイルタを構成し、一方、コンデンサ
４０及び４８並に抵抗４２，４４及び４６は閉ル
ープ制御信号を安定化するのに必要な進み−遅れ
−進み回路網を構成する。抵抗５２を介して帰還
回路網に接続したポテンシヨメータ５０により力
率指令信号を発生し、この信号は位相検出器１
６，１８，２０の前記出力端子に発生する正信号
に対する差又は減算信号を形成するよう負極性で
作用する。演算増幅器３６の非反転入力端子及び
アース間には抵抗５４を接続し、かつ同じ非反転
入力端子をコンデンサ５６及び抵抗５８を介して
＋15V電源端子に接続する。
ランプ信号発生器２２，２４，２６の出力端子
はそれぞれ比較器３０，３２，３４の他方入力端
子に接続し、これら比較器の出力はそれぞれ３個
のゲート回路６０，６２，６４の一つの入力を構
成する。これらゲート回路の他の一つの入力はそ
れぞれの位相検出器１６，１８，２０の他方出力
端子から供給し、更に他の一つの入力は高周波発
生器（HF発生器）６６から供給する。ゲート回
路６０，６２，６４は電子スイツチであり、高周
波発生器６６からの高周波信号をそれぞれの変成
器６８，７０，７２を介して対応するサイリスタ
装置（トライアツク）１０，１２，１４へ転送す
るのを制御するゲート動作を行うよう作動する。
ゲート回路６０，６２，６４の出力端子は変成
器６８，７０，７２の１次巻線にそれぞれ接続す
る。これら１次巻線にはそれぞれ、抵抗７４及び
ダイオード７６の直列回路、抵抗７８及びダイオ
ード８０の直列回路、抵抗８２及びダイオード８
４の直列回路を並列に接続する。これら直列回路
は誘起電圧を抑圧するよう作動する。
再び位相検出器１６を参照すると、この位相検
出器１６はＡ相線路電圧端子Ａに接続した第１の
１対のいわゆるパデイング抵抗Ｒ１及びＲ２を備
えている。これらの抵抗Ｒ１及びＲ２の共通接続
点ａは第１演算増幅器Ａ１の正入力端子に接続す
る。電動機入力端子ＭAには第２の１対のパデイ
ング抵抗Ｒ３及びＲ４を接続し、これら抵抗の共
通接続点ｂを演算増幅器Ａ１の負入力端子に接続
する。
演算増幅器Ａ１の出力端子ｃは第２演算増幅器
Ａ２の負入力端子に接続し、この演算増幅器Ａ２
の出力端子ｄは抵抗Ｒ９及びダイオードＤ１を介
して信号条件回路２８の共通接続点（加算点）２
９に接続する。演算増幅器Ａ１の正入力端子及び
出力端子間には抵抗Ｒ５を接続する。
また抵抗Ｒ１及びＲ２の共通接続点ａは第３演
算増幅器Ａ３の負入力端子及び第４演算増幅器Ａ
４の正入力端子にも接続する。演算増幅器Ａ３の
出力端子ｅは抵抗Ｒ７を介して、演算増幅器Ａ１
の出力端子ｃ及び共通接続点２９間に接続した抵
抗Ｒ６及びダイオードＤ２の共通接続点ｇに接続
する。これら抵抗Ｒ６及びダイオドドＤ２の共通
接続点ｇはダイオードＤ４を介して第５演算増幅
器Ａ５の負入力端子にも接続する。演算増幅器Ａ
４の出力端子ｆは抵抗Ｒ８を介して、抵抗Ｒ９及
びダイオードＤ１の共通接続点ｈに接続しかつダ
イオードＤ３を介して演算増幅器Ａ５の負入力端
子に接続する。演算増幅器Ａ５の正入力端子は抵
抗Ｒ１０を介して接地しかつ抵抗Ｒ１１を介して
正電源端子に接続する。
第１図は特願昭56−15100号（特開昭57−80292
号）及び米国特許第4052648号に開示された形式
の三相力率制御装置に新規な位相検出器を合体し
て構成した本発明の三相力率制御装置の好適な実
施例を示す。ここでは上記特許出願及び米国特許
の記載を参照してある。三相力率制御装置全体は
上記特許出願に詳細に記載されているから、本明
細書では三相力率制御装置全体については比較的
簡単に述べることにする。
第１図の三相力率制御装置において三相誘導電
動機（図示せず）の電動機入力端子ＭA，ＭB及び
ＭCは対応するトライアツクの如きシリコン制御
整流（SCR）装置（以下サイリスタ装置と云
う）１０，１２及び１４を介して、三相電力線路
端子Ａ，Ｂ及びＣに接続し、これら端子からは典
型的には220又は440V、60サイクルの交流電力が
供給される。
演算増幅器Ａ５の出力端子はゲート回路６０の
ダイオードＤ５及び抵抗Ｒ１２の共通接続点に接
続する。ランプ信号発生器２２の出力端子を比較
器３０の演算増幅器Ａ６の負入力端子に接続し、
その正入力端子には信号条件回路２８の出力端子
を接続する。
本発明による三相力率制御装置の位相検出器の
機能及び動作を一層詳細に考察する前に、三相力
率制御装置全体の基本動作を第２ａ〜２ｇ図につ
き説明する。第２ａ図にはＡ相に対する線路電圧
LVと、部分的に負荷された位相制御電動機の対
応する線電流（即ち電動機電流）LCとを示して
ある。典型的な三相システムにおける如く、他の
２つの線路電圧及び他の２つの線電流は線路電圧
LV及び線電流LCと同一波形を有しかつ120゜ず
つシフトされていること勿論である。ランプ信号
発生器２２の出力は対応する線路電圧LVと同期
されており、これを第２ｂ図に示す。なおトライ
アツク即ち図示の如く２個のサイリスタを逆並列
接続して構成したサイリスタ装置に対してはいわ
ゆる全波ランプ信号が必要である。
位相検出器１６の前記一方の出力を第２ｃ図に
示し、その平均値は正である。各位相検出器の出
力は周波数は120Hzであり、３個の位相検出器の
３つの出力はそれぞれ120゜ずつシフトされてお
り、これら３つの出力が共通接続点２９において
加算して合成され、その合成周波数は第２ｇ図に
示すように360Hzになる。これは帰還信号であ
り、安定性のために必要な帯域幅を達成するため
には三相全波帰還が必要である。第２ｇ図に示し
た帰還信号を演算増幅器３６及びコンデンサ３８
により波して第２ｄ図に示した誤差電圧を発生
させる。
ポテンシヨメータ５０により抵抗５２を介して
所望位相角に対応する力率指令信号を供給する。
演算増幅器３６においてこの指令信号と帰還信号
が加算され、この演算増幅器の出力が変化して、
電動機に供給される電圧を負荷変化として変化さ
せる。
第２ｅ図には、比較器３０に対する２つの入力
即ちランプ信号（第２ｂ図）及び誤差信号（第２
ｄ図）を重畳して示してある。誤差信号がランプ
信号に等しくなる即ち交さする場合、比較器３０
の出力は正に切換わる即ちスイツチングが起る。
これにより関連するサイリスタ装置１０の点弧角
即ちターンオン点が決まる（第２ｆ図参照）。比
較器３０の出力が正に切換わつた場合、比較器３
０の出力はゲート回路６０のダイオードＤ５によ
つて阻止され、高周波発生器６６によりトランジ
スタＱ１を駆動できるようになる。従つてトラン
ジスタＱ１により変成器６８を介してサイリスタ
装置１０がターンオフされる。他の二相において
も120゜ずつシフトされたタイミングで同一動作
が行われること勿論である。比較器３０の出力が
負の場合には、この出力はダイオードＤ５によつ
て阻止されず、抵抗Ｒ１２の抵抗値は抵抗Ｒ１３
の抵抗値より小さいので、トランジスタＱ１のベ
ースは負に維持される。従つてトランジスタＱ１
は導通せず、サイリスタ装置１０はオフ状態に維
持される。
ポテンシヨメータ５０からの負電圧−Ｖは演算
増幅器３６の出力を正にしようとする傾向を呈す
る。この出力が比較器３０，３２，３４に正入力
として供給されることによりこれら比較器の出力
が正になる。これにより対応するトランジスタ、
即ち比較器３０の場合トランジスタＱ１がターン
オフし、従つて対応するサイリスタ装置がターン
オンする。逆に、第２ｇ図に示した帰還信号は正
信号であり、従つてサイリスタ装置をターンオフ
しようとする傾向を呈する。ポテンシヨメータ５
０からの指令電圧−Ｖは、位相検出器からの正帰
還電圧により演算増幅器３６の動作を介して無効
にされる。演算増幅器３６の出力は指令電圧及び
帰還信号を無効にするよう負荷変化の如く変化す
る。
平衡状態における三相力率制御装置は第２ａ図
に示す状態となる。負荷が増大すると位相角θが
減少しようとする傾向を呈する。位相角θが減少
すると、位相検出器１６，１８，２０の出力パル
スの幅が減少する（第２ｄ及び２ｇ図参照）。こ
れにより加算点２９に帰還される正電圧が小さく
なる。従つてポテンシヨメータ５０によつて供給
される指令電圧は最大の効果を奏し、演算増幅器
３６の出力信号を正の一層大きい値ならしめる。
この出力信号はランプ波形において一層高さの高
い点でランプ信号と交さするので点弧角を増大さ
せ、従つて電動機に供給される電流を増大させ
る。これを第２ａ及び２ｆ図において破線で示
す。
演算増幅器３６はその関連回路によつて決まる
高い利得を有しているから、位相角θが極く僅か
だけ変化したとき、演算増幅器３６の出力は、電
動機電圧を重負荷における全電圧から無負荷にお
ける通常の電圧まで制御するための範囲全体にわ
たり変化する。
本発明の動作を標準の240V線路電圧系につい
て考察すると、信号接地点に対する線路電圧は
240÷√３即ち約140Vになり、ピーク値は140×
√２即ち約200Vになる。標準の演算増幅器で処
理できるようにするためには、この電圧を抵抗Ｒ
１及びＲ２により係数20だけ低下するよう調整し
てａ点の電圧が典型的には中性点に対し10Vピー
クとなるようにする。同様に、抵抗Ｒ３及びＲ４
によりサイリスタ装置１０の抵抗Ｒ１，Ｒ２側と
は反対側のｂ点における電圧を係数20だけ低くな
るよう調整する。サイリスタ装置１０が遮断され
ている場合、その端子間には200Vピークの電圧
差が存在する。これに対応して、ａ点の電圧がｂ
点より10V高くなり、演算増幅器Ａ１はこの電圧
と同期状態でのスイツチングに当り何等問題が起
らない。しかし、サイリスタ装置１０が導通状態
で電流が流れている場合には、サイリスタ装置の
端子間の電圧は典型的には1Vに過ぎない。従つ
て、サイリスタ装置１０の送電線路側は200Vの
ピーク値を有する一方、電動機側は199Vのピー
ク値を有する。この1Vの差を検出する必要があ
り、199Vの共通（モード）電圧は除去する必要
がある。抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３及びＲ４の値が完
全であつて正確に20対１の調整降下電圧が得られ
るようにした場合、ａ点は10Vになり、ｂ点は
9.950V即ち50ｍＶ低くなる。これは演算増幅器
Ａ１をサイリスタ装置の端子間電圧と同期してス
イツチングするのに好適である。しかし抵抗Ｒ１
〜Ｒ４の値は完全ではなく、経済上の理由のため
典型的には１％の許容誤差を有している。従つ
て、最悪状態の場合、ｂ点の電位はａ点の電位よ
り４％高くなり、ａ点が9.8Vで、ｂ点は10.2Vと
なる。抵抗許容誤差から生ずる0.4Vの共通（モ
ード）誤差は所望信号の0.05Vより遥に大きいか
ら、演算増幅器Ａ１はサイリスタ装置１０の端子
間電圧と同期してスイツチングされなくなる。
この動作は第３ａ〜３ｅ図から明瞭となり、こ
れらの図において第３ａ図は、第２ａ図と同様
に、線路電圧及び線電流を示す。電流の位相を検
出するためには、第３ｄ図に示した演算増幅器Ａ
１の出力を第３ｂ図に示したサイリスタ装置１０
の電圧と同期してスイツチングする必要があり、
第３ａ図には線電流及び線路電圧を、第２ａ図に
おける如くLC及びLVで示してある。前記問題は
演算増幅器Ａ１の出力端子及び正入力端子の間に
抵抗Ｒ５を接続することによつて克服される。こ
れにより正帰還が行われ、サイリスタ装置１０が
導通状態にある際、演算増幅器Ａ１は適当な極性
においてラツチされた状態に強制的に維持され
る。抵抗Ｒ５は、抵抗Ｒ２の値に対する抵抗Ｒ５
の値の比によつて決まり、典型的には演算増幅器
Ａ１の出力端子から0.5Vをその正入力端子に帰
還するような値に選定する。
第３ｂ図の点ｍ及びｏにおいてサイリスタ装置
がターンオフし、その端子間電圧が迅速に増大す
る。この電圧は線路電圧から電動機電圧を減算し
た電圧に等しく、典型的には50Vより高い。第１
図の点ａにおける電圧は200／20即ち10Vにな
り、かつ点ｂにおける電圧は200−50／20即ち
7.5Vになる。この2.5Vの差は演算増幅器Ａ１か
ら帰還される0.5Vより大きく、第３ｄ図に示す
ように演算増幅器Ａ１の出力を正へスイツチング
させる。サイリスタ装置は点ｎでターンオフし、
時間間隔ｎ乃至ｏ（又はｎ乃至ｍ）に当りその電
圧降下は第３ｂ図に示したように低くなる（典型
的には1V）。この時間間隔に当り抵抗の不整合に
起因して演算増幅器Ａ１の入力端子間に0.40Vの
共通（モード）誤差電圧が生ずるおそれがある。
しかしこの電圧によつては演算増幅器Ａ１の出力
を負にスイツチングすることはできない。これに
つき演算増幅器Ａ１の出力は点ｍで正にスイツチ
ングされ、時間間隔ｎ乃至ｏに当り正方向におい
て＋0.5Vにラツチされた状態に維持され、この
電圧がその正入力端子に供給される。点ｏにおい
てサイリスタ装置１０は再びターンオフし、負方
向における大きい立下り電圧により＋0.5Vの正
帰還電圧に充分打勝つて、演算増幅器Ａ１の出力
を負に切換える。更に、演算増幅器Ａ１の出力は
点ｍにおいて再び正に切換えられるまで負に留
る。従つて、演算増幅器Ａ１は、第３ｄ図に示し
たよに、サイリスタ装置の端子間電圧と同期して
スイツチングすることとなる。
ここで第３ｃ図を参照すると、この図は衝撃係
数100％で導通させた場合のサイリスタ装置の端
子間電圧を示す。この状態の下ではサイリスタ装
置の端子間には大きい電圧は発生せず、従つて、
点ａ及びｂの間に電圧差は、演算増幅器Ａ１をサ
イリスタ装置電圧と同期して切換えるためには不
充分である。従つて、演算増幅器Ａ１の出力は正
又は負にラツチされた状態に留る。これは、本発
明の三相力率制御装置において重大な結果をもた
らすものではなく、一方、他のシステムにおいて
は重大な結果をもたらすことがあるが、その場合
でも容易に除去することができる。
第１図から明らかなように、演算増幅器Ａ１の
出力は演算増幅器Ａ２によつて反転される（第３
ｅ図参照）。更に、点ａにおいて検出された電圧
は演算増幅器Ａ４によりゼロを基準として検出さ
れかつ自乗され、一方、演算増幅器Ａ３により反
転され自乗される。演算増幅器Ａ１及びＡ３の出
力ｃ及びｅは抵抗Ｒ６及びＲ７を介して加算さ
れ、第３ｈ図に示した波形を有する出力ｇが発生
する。同様に、演算増幅器Ａ２及びＡ４の出力ｄ
及びｆは抵抗Ｒ８及びＲ９を介して加算され、第
３ｉ図に示した波形を有する出力ｈが発生する。
出力ｇ及びｈはダイオードＤ２及びＤ１を介して
加算され、点ｋに、三相力率制御装置の位相角帰
還信号が発生する。この信号を第３ｊ図に示す。
この信号を用いてサイリスタ装置が衝撃係数100
％で導通するのを防止し、このようにすることに
より、演算増幅器Ａ１をこの信号と同期して切換
えるに充分な電圧がサイリスタ装置の端子間に維
持される。
再び第３ｂ図を参照すると、点弧角ｎがｍまで
進んだ場合、サイリスタ装置は衝撃係数100％で
導通し、電流は連続的に流れることとなる。先行
する半サイクルからの電流によりサイリスタ装置
がオン状態に維持されるから、点弧角はｍを超え
て進める必要はない。なお、サイリスタ装置を点
弧する必要がない期間は第３ｊ図に示した位相角
表示信号に対応する。この信号は点ｇ及びｈにお
ける信号をダイオードＤ４及びＤ３を用いて加算
することにより第１図の点ｉ即ち演算増幅器Ａ５
の負入力端子において再生される。第３ｋ図に示
したように演算増幅器Ａ５の出力は、抵抗Ｒ１０
及びＲ１１で構成した分圧器によりその正入力端
子に供給される正バイアスのため、通常は正であ
る。時間間隔θ（第３ａ及び３ｊ図参照）に当り
演算増幅器Ａ５の反転入力端子における電圧はこ
のバイアスを超え、演算増幅器Ａ５の出力を負に
切換える（第３ｋ図参照）。演算増幅器Ａ５の出
力はゲート回路６０のダイオードＤ５及び抵抗Ｒ
１２の間に結合し、比較器３０の出力に加算され
る。比較器３０の出力電圧が低い場合にはサイリ
スタ装置はターンオンされないから、演算増幅器
Ａ５のこの低出力によつてもサイリスタ装置はオ
ーンオフされない。演算増幅器Ａ５の出力が第３
ｋ図に示した点ｐにおいて正に切換えられるま
で、サイリスタ装置を点弧することはできない。
演算増幅器のスイツチング速度が有限であるため
点Ｐは実際上、サイリスタ装置のターンオフ点ｍ
及びｏ（第３ｂ図）より後（典型的には10〜20μ
秒後）に生ずる。従つて、サイリスタ装置を衝撃
係数100％ならしめるよう点弧することはでき
ず、第３ｌ図に示した短期間の間オフ状態に維持
される。この短いオフ状態期間は電動機の全負荷
特性には重大な影響を及ぼさない一方、サイリス
タ装置の端子間電圧を演算増幅器Ａ１に供給され
るラツチ・バイアスに打勝つに充分なレベルへ増
大させ、サイリスタ装置の端子間電圧と同期して
この演算増幅器の出力をスイツチングさせる。
上述した所は電動機のＢ相及びＣ相に対しても
成立つ。
先に述べたように、サイリスタ装置は図示の如
くトライアツク又は逆並列（逆極性）サイリスタ
対とすることができ、かつ図示の実施例は240V
より高いか又は低い線路電圧にも適用することが
できる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の実施例を示す回路図、第２ａ
〜２ｇ図は第１図全体の作動説明図、第３ａ〜３
ｌ図は第１図の位相検出器の作動説明図である。 １０，１２，１４……サイリスタ装置、１６，
１８，２０……位相検出器、２２，２４，２６…
…ランプ信号発生器、２８……信号条件回路、２
９……加算点、３０，３２，３４……比較器、３
６……演算増幅器、６０，６２，６４……ゲート
回路、６６……高周波発生器、６８，７０，７２
……変成器、Ａ，Ｂ，Ｃ……三相線路端子、Ｍ
A，ＭB，ＭC……電動機入力端子、Ａ１〜Ａ６…
…演算増幅器。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ 三相誘導電動機用の三相力率制御装置であつ
    て、三相給電線路の各相端子及び前記電動機の対
    応する相巻線の間に個別に接続した複数の電子ス
    イツチング手段１０，１２，１４と；各相におけ
    る前記電動機の電圧及び電流を検出し、各相につ
    き、前記電動機の電圧及び電流の間の位相差に比
    例する出力を発生する位相検出手段１６，１８，
    ２０と；前記位相検出手段の出力を加算する加算
    手段２９と；力率指令信号を発生する力率指令信
    号発生手段５０と；前記加算手段の出力及び力率
    指令信号に応答して前記電子スイツチング手段の
    スイツチングを制御する制御手段とを備え；前記
    位相検出手段の各々が検知手段を備え、前記検知
    手段には、当該相に対する対応する電子スイツチ
    ング手段の端子間に入力端子を結合した第１演算
    増幅器Ａ１を設け、前記対応する電子スイツチン
    グ手段の端子間の電圧を検知することにより当該
    相に対する電流位相角を検知するようにする三相
    力率制御装置において、 前記第１演算増幅器の出力及び入力端子の間に
    正帰還を施し、前記第１演算増幅器の出力のスイ
    ツチングを前記電子スイツチング手段の端子間の
    電圧のスイツチングと同期させる帰還手段Ｒ５を
    備えたことを特徴とする三相力率制御装置。 ２ 前記帰還手段が前記第１演算増幅器の出力及
    び入力端子の間に接続した抵抗を備える特許請求
    の範囲第１項記載の三相力率制御装置。 ３ 前記各電子スイツチング手段がトライアツク
    を備える特許請求の範囲第２項記載の三相力率制
    御装置。 ４ 前記各電子スイツチング手段が反対極性で並
    列接続した１対のシリコン制御整流器を備える特
    許請求の範囲第２項記載の三相力率制御装置。 ５ 前記第１演算増幅器の出力端子に接続した反
    転第２演算増幅器Ａ２を備える特許請求の範囲第
    １項記載の三相力率制御装置。 ６ 前記電子スイツチング手段の前記給電線路側
    に並列接続した第３及び第４演算増幅器Ａ３及び
    Ａ４を備え、前記第３演算増幅器Ａ３の出力端子
    を抵抗Ｒ７を介して第１共通接続点ｇに接続し、
    かつ前記第２演算増幅器の出力端子を抵抗Ｒ９を
    介して第２共通接続点ｈに接続し、前記第１演算
    増幅器の出力端子及び前記第１共通接続点の間に
    抵抗Ｒ６を接続し、前記第１共通接続点をダイオ
    ードＤ２を介して、前記第２演算増幅器の出力端
    子に結合される点ｋに接続し、かつ前記第２共通
    接続点をダイオードＤ１を介して前記点ｋに接続
    し； 更に、各相に対するランプ信号発生器２２と、
    各相につき前記加算手段の出力を前記ランプ信号
    発生器の出力と比較する比較器３０と、第５演算
    増幅器Ａ５とを備え、前記第５演算増幅器の出力
    端子を前記比較器の出力端子に結合し、前記第５
    演算増幅器の一方の入力端子をそれぞれダイオー
    ドＤ４，Ｄ３を介して前記第１及び第２共通接続
    点に接続する特許請求の範囲第５項記載の三相力
    率制御装置。 ７ 前記第１演算増幅器の入力端子を、前記電子
    スイツチング手段の給電線路側及び電動機側の電
    圧を演算増幅器の対処できる電圧レベルに分圧す
    る分圧器Ｒ１〜Ｒ４を介して前記電子スイツチン
    グ手段の給電線路側及び電動機側に接続する特許
    請求の範囲第６項記載の三相力率制御装置。 ８ 前記第１演算増幅器の入力端子を、前記電子
    スイツチング手段の給電線路側及び電動機側の電
    圧を演算増幅器の対処できる電圧レベルに分圧す
    る分圧器を介して前記電子スイツチング手段の給
    電線路側及び電動機側に接続する特許請求の範囲
    第１項記載の三相力率制御装置。
JP58235212A 1982-12-16 1983-12-15 三相誘導電動機用三相力率制御装置 Granted JPS59172994A (ja)

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