JPS6228084Y2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6228084Y2 JPS6228084Y2 JP1979141502U JP14150279U JPS6228084Y2 JP S6228084 Y2 JPS6228084 Y2 JP S6228084Y2 JP 1979141502 U JP1979141502 U JP 1979141502U JP 14150279 U JP14150279 U JP 14150279U JP S6228084 Y2 JPS6228084 Y2 JP S6228084Y2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- circuit
- reactance
- equivalent series
- resistance
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
Description
本考案は、電圧制御圧電発振器の改良に関す
る。 電圧制御圧電発振器は、制御電圧の変化により
容量値が変化する可変容量ダイオード等の可変容
量素子を圧電発振子の負荷容量として利用するも
のであつて、広く知られている。 しかして、制御電圧の単位電圧当りの周波数変
化量、いわゆる制御感度を高くしたり、周波数の
可変幅を広くしたいときには、発振子にインダク
タンスを直列接続することも知られている。 第１図は、以上の要求に応える電圧制御水晶発
回路図を示し、制御電圧VCは可変抵抗VRに印加
して、そのVRの出力がバイアス電圧を供給する
抵抗R1との間で可変容量ダイオードＤに分圧さ
れる。そして発振ループは、既知なる発振回路
OSCと水晶発振子ＸとインダクタンスＬと可変
容量ダイオードＤとバイパスコンデンサＣとによ
り構成されている。 前述した制御電圧VCは、可変容量ダイオード
Ｄにより水晶発振子Ｘから回路側のリアクタンス
を変化させ、更にインダクタンスＬが直列接続さ
れていることから、制御感度を高くし、周波数の
可変幅を広くすることができる。 しかしながら、この電圧制御水晶発振回路は、
その周辺回路、特に制御電圧を供給する回路との
接続条件を満足させるためには、制御電圧VCか
ら見た入力インピーダンスを高くしなければなら
ないが、この要求に対しては制御感度を一定に維
持することと両立し得ない欠点があつた。 すなわち、入力インピーダンスを高くする手段
として、この回路では可変抵抗VRの抵抗値を大
きくすることになるが、この回路の時定数（Ｃ・
ＲVR）（容量値は、Ｄの容量値が微小であるので
無視し、バイパスコンデンサＣの容量値のみであ
り、抵抗値は、分割された可変抵抗VRの並列合
成抵抗値ＲVRである。）も同時に大きくなるの
で、しや断周波数を低くさせ、第８図の曲線イで
示すとおり800Hz以上の制御電圧信号の変調周波
数で制御感度を低下させる欠点があつた。なお、
第８図は、制御電圧VC（Vp-p）を一定にし、そ
の直流を基準値にして、制御電圧の周波数を高く
した場合の制御感度特性図であり、入力インピー
ダンスを20kΩとしている。 また、この電圧制御水晶発振回路では、周波数
補正用の可変抵抗VRを変化させた場合、発振周
波数をもちろん変化させるが、前述した制御感度
をも変化させてしまうので、一定の周波数可変幅
が得られない欠点があつた。 本考案者は、以上掲げた欠点を解消するため
に、第２図に示す電圧制御水晶発振回路を本考案
が完成する過程で想到した。 この回路は、制御電圧VCが抵抗R2を通して可
変容量ダイオードＤのアノード端子とインダクタ
ンスＬとの間に接続され、可変抵抗VRに電源Ｂ
から電力供給されている。 そしてこの回路は、制御電圧VCが交流的に可
変容量ダイオードＤとバイパスコンデンサＣに分
圧されるが、それらＤ及びＣの容量値としてそれ
ぞれ通常数10pF及び1000〜10000pFの値を使用
することから、制御電圧の大部分が可変容量ダイ
オードＤの両端子間に印加することになる。 したがつて、入力インピーダンスを高くするた
めに、この回路において可変抵抗VRの抵抗値を
独立して大きくすることができるし、可変容量ダ
イオードＤの容量値が微小であることから、時定
数を非常に小さくでき、しや断周波数を高くする
ことができる利点がある。 一方、可変抵抗VRの電圧は、可変容量ダイオ
ードＤの直流バイアスを変化させるのみで、この
可変容量ダイオードＤの両端子間の制御電圧VC
の印加分について変化させないから、制御感度に
ついては、ほぼ一定に維持することができる利点
がある。 しかしながら、この回路のリアクタンス変化量
については、インクンタンスＬを接続した分の効
果について大して期待できないし、また、発振時
における損失抵抗については、残存したままであ
る欠点を解消するまで至つていない。 第４図ａは、可変容量ダイオードＤ及びバイパ
スコンデンサＣの直列合成容量をＣCとし、抵抗
R1とR2の並列合成抵抗をＲCとして、第２図の水
晶発振子Ｘから回路側のリアクタンス部分を取り
出した回路図であり、同図ｂは、その等価直列回
路図である。 ここで、等価直列リアクタンスX3は X3＝−ωＣＣＲＣ ２／１＋（ωＣＣＲＣ）２＋ωＬ
であり 等価直列抵抗R3は R3＝ＲＣ／１＋（ωＣＣＲＣ）２である。 第５図は、合成容量ＣCに対する等価直列リア
クタンスX3と等価直列抵抗R3の特性図であり、
先ず、X3は、ＣCが零であるとき、誘導性リアク
タンスωＬであり、ＣCが増大すると共にＣC＝
１／ωＲCにおいて容量性リアクタンスの最大値
（−ＲＣ／２＋ωＬ）まで増大し、その後、Ccの増大と 共に誘導性リアクタンスωＬに漸近する。したが
つて、等価直列リアクタンスX3の合成容量ＣCに
対する可変幅は、ωＬ−（−ＲＣ／２＋ωＬ）＝ＲＣ／
２とな つて、インダクタンスＬによる効果がない。 一方、等価直列抵抗R3は、ＣCが零であると
き、抵抗ＲCであり、ＣCが増大すると共に抵抗零
に漸近するが、その傾向については単調減少であ
る。したがつて、等価直列抵抗R3は、発振時で
あるリアクタン値が零であるときでも、損失抵抗
を残存したままである。 本考案者は、前述した第２図の回路の利点はそ
のまま維持したうえで、更に、その回路の欠点を
も解消するよう鋭意研究をした結果、第３図に示
す回路図にまで想到するに至つた。 第３図は、本考案の一実施例である電圧制御水
晶発振回路図であり、制御電圧VCは、抵抗R2を
通してその抵抗R2の他端を水晶発振子とインダ
クタンスＬとの間に接続している。 しかして第６図ａは、第５図ａと同様、第３図
の回路のリアクタンス部分を取り出した回路図で
あり、第６図ｂがその等価直列回路図である。 ここで、等価直列リアクタンスX5は、
る。 電圧制御圧電発振器は、制御電圧の変化により
容量値が変化する可変容量ダイオード等の可変容
量素子を圧電発振子の負荷容量として利用するも
のであつて、広く知られている。 しかして、制御電圧の単位電圧当りの周波数変
化量、いわゆる制御感度を高くしたり、周波数の
可変幅を広くしたいときには、発振子にインダク
タンスを直列接続することも知られている。 第１図は、以上の要求に応える電圧制御水晶発
回路図を示し、制御電圧VCは可変抵抗VRに印加
して、そのVRの出力がバイアス電圧を供給する
抵抗R1との間で可変容量ダイオードＤに分圧さ
れる。そして発振ループは、既知なる発振回路
OSCと水晶発振子ＸとインダクタンスＬと可変
容量ダイオードＤとバイパスコンデンサＣとによ
り構成されている。 前述した制御電圧VCは、可変容量ダイオード
Ｄにより水晶発振子Ｘから回路側のリアクタンス
を変化させ、更にインダクタンスＬが直列接続さ
れていることから、制御感度を高くし、周波数の
可変幅を広くすることができる。 しかしながら、この電圧制御水晶発振回路は、
その周辺回路、特に制御電圧を供給する回路との
接続条件を満足させるためには、制御電圧VCか
ら見た入力インピーダンスを高くしなければなら
ないが、この要求に対しては制御感度を一定に維
持することと両立し得ない欠点があつた。 すなわち、入力インピーダンスを高くする手段
として、この回路では可変抵抗VRの抵抗値を大
きくすることになるが、この回路の時定数（Ｃ・
ＲVR）（容量値は、Ｄの容量値が微小であるので
無視し、バイパスコンデンサＣの容量値のみであ
り、抵抗値は、分割された可変抵抗VRの並列合
成抵抗値ＲVRである。）も同時に大きくなるの
で、しや断周波数を低くさせ、第８図の曲線イで
示すとおり800Hz以上の制御電圧信号の変調周波
数で制御感度を低下させる欠点があつた。なお、
第８図は、制御電圧VC（Vp-p）を一定にし、そ
の直流を基準値にして、制御電圧の周波数を高く
した場合の制御感度特性図であり、入力インピー
ダンスを20kΩとしている。 また、この電圧制御水晶発振回路では、周波数
補正用の可変抵抗VRを変化させた場合、発振周
波数をもちろん変化させるが、前述した制御感度
をも変化させてしまうので、一定の周波数可変幅
が得られない欠点があつた。 本考案者は、以上掲げた欠点を解消するため
に、第２図に示す電圧制御水晶発振回路を本考案
が完成する過程で想到した。 この回路は、制御電圧VCが抵抗R2を通して可
変容量ダイオードＤのアノード端子とインダクタ
ンスＬとの間に接続され、可変抵抗VRに電源Ｂ
から電力供給されている。 そしてこの回路は、制御電圧VCが交流的に可
変容量ダイオードＤとバイパスコンデンサＣに分
圧されるが、それらＤ及びＣの容量値としてそれ
ぞれ通常数10pF及び1000〜10000pFの値を使用
することから、制御電圧の大部分が可変容量ダイ
オードＤの両端子間に印加することになる。 したがつて、入力インピーダンスを高くするた
めに、この回路において可変抵抗VRの抵抗値を
独立して大きくすることができるし、可変容量ダ
イオードＤの容量値が微小であることから、時定
数を非常に小さくでき、しや断周波数を高くする
ことができる利点がある。 一方、可変抵抗VRの電圧は、可変容量ダイオ
ードＤの直流バイアスを変化させるのみで、この
可変容量ダイオードＤの両端子間の制御電圧VC
の印加分について変化させないから、制御感度に
ついては、ほぼ一定に維持することができる利点
がある。 しかしながら、この回路のリアクタンス変化量
については、インクンタンスＬを接続した分の効
果について大して期待できないし、また、発振時
における損失抵抗については、残存したままであ
る欠点を解消するまで至つていない。 第４図ａは、可変容量ダイオードＤ及びバイパ
スコンデンサＣの直列合成容量をＣCとし、抵抗
R1とR2の並列合成抵抗をＲCとして、第２図の水
晶発振子Ｘから回路側のリアクタンス部分を取り
出した回路図であり、同図ｂは、その等価直列回
路図である。 ここで、等価直列リアクタンスX3は X3＝−ωＣＣＲＣ ２／１＋（ωＣＣＲＣ）２＋ωＬ
であり 等価直列抵抗R3は R3＝ＲＣ／１＋（ωＣＣＲＣ）２である。 第５図は、合成容量ＣCに対する等価直列リア
クタンスX3と等価直列抵抗R3の特性図であり、
先ず、X3は、ＣCが零であるとき、誘導性リアク
タンスωＬであり、ＣCが増大すると共にＣC＝
１／ωＲCにおいて容量性リアクタンスの最大値
（−ＲＣ／２＋ωＬ）まで増大し、その後、Ccの増大と 共に誘導性リアクタンスωＬに漸近する。したが
つて、等価直列リアクタンスX3の合成容量ＣCに
対する可変幅は、ωＬ−（−ＲＣ／２＋ωＬ）＝ＲＣ／
２とな つて、インダクタンスＬによる効果がない。 一方、等価直列抵抗R3は、ＣCが零であると
き、抵抗ＲCであり、ＣCが増大すると共に抵抗零
に漸近するが、その傾向については単調減少であ
る。したがつて、等価直列抵抗R3は、発振時で
あるリアクタン値が零であるときでも、損失抵抗
を残存したままである。 本考案者は、前述した第２図の回路の利点はそ
のまま維持したうえで、更に、その回路の欠点を
も解消するよう鋭意研究をした結果、第３図に示
す回路図にまで想到するに至つた。 第３図は、本考案の一実施例である電圧制御水
晶発振回路図であり、制御電圧VCは、抵抗R2を
通してその抵抗R2の他端を水晶発振子とインダ
クタンスＬとの間に接続している。 しかして第６図ａは、第５図ａと同様、第３図
の回路のリアクタンス部分を取り出した回路図で
あり、第６図ｂがその等価直列回路図である。 ここで、等価直列リアクタンスX5は、
【式】であり、
等価直列抵抗R5は、
【式】である。
そして、第７図は、第５図と同様、可変容量ダ
イオードＤ及びバイパスコンデンサＣの直列合成
容量ＣCに対する等価直列リアクタンスX5と等価
直列抵抗R5の特性図である。 先ず、等価直列リアクタンスX5は、ＣCが零に
おいてリアクタンス値は零から出発して、容量性
リアクタンスの最大値（−ＲC／２）まで増大
し、その後ＣCが増大してＣC＝１／ω2Lにて再
びリアクタンス値が零になり、更にＣCが増大す
ると、誘導性リアクタンスは、 X5＝ωＬ・ＲＣ ２／（ωＬ）２＋ＲＣ ２ となるがＲC≫ωＬであれば、X5は（ωＬ）に漸
近する。したがつて、この等価直列リアクタンス
のX5の合成容量ＣCに対する変化幅は、 ωＬ−（−ＲＣ／２）＝ωＬ＋ＲＣ／２ となり、第５図のX3と対比してωＬだけ大きく
なつている。 次に、等価直列抵抗R5については、ＣCが零に
おいて抵抗ＲCから出発して、ＣCの増大と共に減
少し、発振時に相当するＣC＝１／ω2Lにおいて
抵抗値が零となり、更にＣCが増大すると抵抗R5
は、 R5＝ＲＣ・（ωＬ）２／（ωＬ）２＋ＲＣ ２ となり、ＲC≫ωＬであれば、R5は（ωＬ）２／
ＲCに漸近する。したがつて等価直列抵抗R5は、
発振時において零になるので、第５図のR3と比
べ損失抵抗を小さくすることが出来る。 よつて、本考案によれば、第２図に示した回路
図の欠点をすべて解消させている。なお、本考案
においても第２図の回路図の利点がそのまま実現
できることは、第３図の説明記述より明白であ
り、入力インピーダンスを高くすることと、しや
断周波数を高くすることの両立性について、実施
例の測定結果を示せば、第８図の曲線ロで示され
るとおり、変調周波数（制御電圧信号の周波数）
を10kHz以上にしても（図示されていないが、
35kHzまで確認されている。）、制御感度を一定の
まま維持させていることがわかる。なお、入力イ
ンピーダンスは20kΩとして、これを抵抗R2によ
つて具現している。 本考案の他の実施例としては、第３図の回路図
においてインダクタンスＬと可変容量ダイオード
Ｄとを置換接続すること、発振子として水晶の他
にタンタル酸リチウム、ニオブ酸リチウムなど他
の圧電結晶を使用すること、可変容量ダイオード
Ｄの極性を逆にしたいときには、例えば第３図に
おいて抵抗R1の接地端子を電源に接続して、第
３図と同様、可変容量ダイオードＤに逆バイアス
電圧を印加することができるので、そのＤの極性
の接続については個々の設計で任意に選定し得る
ことが挙げられる。
イオードＤ及びバイパスコンデンサＣの直列合成
容量ＣCに対する等価直列リアクタンスX5と等価
直列抵抗R5の特性図である。 先ず、等価直列リアクタンスX5は、ＣCが零に
おいてリアクタンス値は零から出発して、容量性
リアクタンスの最大値（−ＲC／２）まで増大
し、その後ＣCが増大してＣC＝１／ω2Lにて再
びリアクタンス値が零になり、更にＣCが増大す
ると、誘導性リアクタンスは、 X5＝ωＬ・ＲＣ ２／（ωＬ）２＋ＲＣ ２ となるがＲC≫ωＬであれば、X5は（ωＬ）に漸
近する。したがつて、この等価直列リアクタンス
のX5の合成容量ＣCに対する変化幅は、 ωＬ−（−ＲＣ／２）＝ωＬ＋ＲＣ／２ となり、第５図のX3と対比してωＬだけ大きく
なつている。 次に、等価直列抵抗R5については、ＣCが零に
おいて抵抗ＲCから出発して、ＣCの増大と共に減
少し、発振時に相当するＣC＝１／ω2Lにおいて
抵抗値が零となり、更にＣCが増大すると抵抗R5
は、 R5＝ＲＣ・（ωＬ）２／（ωＬ）２＋ＲＣ ２ となり、ＲC≫ωＬであれば、R5は（ωＬ）２／
ＲCに漸近する。したがつて等価直列抵抗R5は、
発振時において零になるので、第５図のR3と比
べ損失抵抗を小さくすることが出来る。 よつて、本考案によれば、第２図に示した回路
図の欠点をすべて解消させている。なお、本考案
においても第２図の回路図の利点がそのまま実現
できることは、第３図の説明記述より明白であ
り、入力インピーダンスを高くすることと、しや
断周波数を高くすることの両立性について、実施
例の測定結果を示せば、第８図の曲線ロで示され
るとおり、変調周波数（制御電圧信号の周波数）
を10kHz以上にしても（図示されていないが、
35kHzまで確認されている。）、制御感度を一定の
まま維持させていることがわかる。なお、入力イ
ンピーダンスは20kΩとして、これを抵抗R2によ
つて具現している。 本考案の他の実施例としては、第３図の回路図
においてインダクタンスＬと可変容量ダイオード
Ｄとを置換接続すること、発振子として水晶の他
にタンタル酸リチウム、ニオブ酸リチウムなど他
の圧電結晶を使用すること、可変容量ダイオード
Ｄの極性を逆にしたいときには、例えば第３図に
おいて抵抗R1の接地端子を電源に接続して、第
３図と同様、可変容量ダイオードＤに逆バイアス
電圧を印加することができるので、そのＤの極性
の接続については個々の設計で任意に選定し得る
ことが挙げられる。
第１図は従来の電圧制御水晶発振回路図、第２
図は本考案が完成する過程中で案出した電圧制御
水晶発振回路図、第３図は本考案の一実施例であ
る電圧制御水晶発振回路図、第４図は第２図のリ
アクタンス部分の回路図、第５図は第４図の等価
直列リアクタンス及び等価直列抵抗の特性図、第
６図は第３図のリアクタンス部分の回路図、第７
図は第４図の等価直列リアクタンス及び等価直列
抵抗の特性図、並びに第８図は制御電圧信号の変
調周波数に対する制御感度特性図である。 VCは制御電圧、Ｘは水晶発振子、OSCは発振
回路、Ｌはインダクタンス、Ｄは可変容量ダイオ
ード、Ｃはバイパスコンデンサである。
図は本考案が完成する過程中で案出した電圧制御
水晶発振回路図、第３図は本考案の一実施例であ
る電圧制御水晶発振回路図、第４図は第２図のリ
アクタンス部分の回路図、第５図は第４図の等価
直列リアクタンス及び等価直列抵抗の特性図、第
６図は第３図のリアクタンス部分の回路図、第７
図は第４図の等価直列リアクタンス及び等価直列
抵抗の特性図、並びに第８図は制御電圧信号の変
調周波数に対する制御感度特性図である。 VCは制御電圧、Ｘは水晶発振子、OSCは発振
回路、Ｌはインダクタンス、Ｄは可変容量ダイオ
ード、Ｃはバイパスコンデンサである。
Claims (1)
- インダクタンス及び可変容量素子が直列接続さ
れた直列回路とバイパスコンデンサとが圧電発振
子に直列接続されて発振ループをなす発振器にお
いて、該直列回路と該バイパスコンデンサとの接
続点に電源電圧を供給し、かつ、該直列回路と該
圧電発振子との間に制御電圧が印加されているこ
とを特徴とする電圧制御圧電発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1979141502U JPS6228084Y2 (ja) | 1979-10-13 | 1979-10-13 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1979141502U JPS6228084Y2 (ja) | 1979-10-13 | 1979-10-13 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5660307U JPS5660307U (ja) | 1981-05-22 |
| JPS6228084Y2 true JPS6228084Y2 (ja) | 1987-07-18 |
Family
ID=29372827
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1979141502U Expired JPS6228084Y2 (ja) | 1979-10-13 | 1979-10-13 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6228084Y2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6021602A (ja) * | 1983-07-18 | 1985-02-04 | Sony Corp | 可変周波数水晶発振回路 |
-
1979
- 1979-10-13 JP JP1979141502U patent/JPS6228084Y2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5660307U (ja) | 1981-05-22 |
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