JPS62292076A - 周期信号の基準レベル調整回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ３、発明の詳細な説明 本発明は周期信号を増幅し、その信号内の基準レベルを
決定して、この基準レベルを調整する基準レベル調整回
路であって、制限値段を有し、この制限値段では前記増
幅信号を少なくともほぼ一定な制限１直と比較し、前記
周期信号の値が該制限値より大であるか制限値以内であ
るかに応じて充放電回路を２つの位置のいずれかに交互
にスイッチし、これによって充放電回路は蓄積手段に交
互に充電電流を供給するかまたは放電電流を通せしめて
、蓄積手段に前記基準レベルに少なくともほぼ対応する
平均値が生ずる如くし、さらに少なくとも前記信号を増
幅する増幅素子を含む増幅段を具え、該増幅段には前記
信号内に含まれている基準レベルを調整するための蓄積
手段の平均値を供給する如くした周期信号の基準レベル
調整回路に関するものである。

この種回路配置はドイツ国特許第３２１４７５６号、例
えばその第３図及び第４図、並びにこれらの説明により
発表されている。この種回路はテレビジョン受像機内で
テレビジョン信号に対しプロセスを行うクランプ回路と
して使用すると好都合である。短時間間隔の外部クラン
ピングパルスによってテレビジョン信号のサンプルを行
う従来知られている強制クランピング技術とは異なり、
上述の種類の回路では外部クランピングパルスを必要と
しないので、テレビジョン信号内の妨害に対する感度が
遥かに少ない。テレビジョン信号内のｍＷすべき基準レ
ベルは蓄積手段に対する充電電流と放電電流の比を一定
とすることにより、極めて簡単に選択して調整すること
ができる。この種回路は障害が起こらない機能をもって
いる他、前述の充放電電流の比を一旦選択するとこれが
変動を生じてはならない。その理由は、このような変動
が生ずると調整すべき基準レベルにも変動が及び、即ち
Ｍ積手段の平均値に変動が生ずるからである。

このような変動は回路配置内に設けられ、かつ蓄積手段
に接続されている増幅段の入力端子によって例えばこれ
が生じ、このような場合には周期的信号で振幅が変化す
る信号の入力端子の変動がある時にこれが生ずる。さら
に増幅段の製造偏差の結果として変動電流が生じ、また
温度変化によってもこれが生じる。特に増幅段に設けら
れている増幅素子の利得率にこの変化が生じる時に悪影
響が大である。特にここに述べた後者の悪影響は極めて
重大な反響現象を生ずることが知られている。

蓄積手段を放電させる電流の上述の如き変動の影響を減
少させる為、増幅段より生じ上述の如き変動の影響を受
ける電流に比し、蓄積手段を放電させる電流を遥かに大
きな値に選定する。しかし例えば増幅段の入力電流を所
望の如くの小さな値に選択することができない場合、例
えば増幅段により増幅する周期信号の帯域幅を許容値よ
りも狭くしないようにするため、蓄積手段の放電電流の
最小値も与えられている。このことは、例えばコンデン
サとする蓄積手段の最小値並びにその充電電流の最小値
を定める必要があり、これによって蓄積手段の充電を行
い、かつ放電電流による蓄積手段の電荷の変動を信号周
期中できるだけ低い値とするようにする。この理由は、
このような放電プロセスは周期信号の変動を撹乱するか
らである。

例えば周期信号がテレビジョン信号であって、周期を定
めるライン同期信号に加えて画像同期信号が生ずる場合
には、例えばコンデンサとする蓄積手段をあまり小さい
値のものとすると、所定の基準レベルより極めて大なる
偏差が生ずることとなる。

またこれに反し、大電流とする時はこの電流が通ずる全
ての素子を大電流に見合う容量のものとするを要する。

蓄積手段をコンデンサとする時、機械の所要面積を特徴
とする請求よりある特定の最小寸法が与えられている。

従って上述の回路をウェハ上に集積化しようきするとか
なり難しいこととなる。

本発明の目的は上述の如くの種類の回路においてその寸
法、特に蓄積手段の寸法を減少させ、しかも基準レベル
の決定精度を何等損なうことなくウェハ上に回路を完全
に集積化することにある。

本発明の目的を達成するため、本回路の充放電回路は、
補償段を通じて前記蓄積手段に電流を供給し、この際前
記充電あるいは放電電流を、充電電流と放電電流との比
が利得率に無関係となるように選択した補償係数によっ
て変換する如くしたことを特徴とする。

本発明においては、上述の許容偏差の理由によって蓄積
手段の放電電流を増幅段に生ずる電流、特にその入力端
子に比し、遥かに大なる値に選定する必要がなくなり、
これらの電流に対応する値の電流またはこれらの電流自
体で構成し得るという利点が得られる。この場合、補償
段が利得率の許容偏差または変動により生ずる充電電流
と放電電流との間の比の変動を打ち消す為、この比は常
にその都度基準レベルを決定するためにセットされる電
流値に対応するものとなる。例えば従来既知の回路とは
異なり、蓄積手段の放電電流を減少させるため、増幅段
の入力端子を減少させることは必要なくなる。このため
、増幅段の伝送帯域幅を大幅に減少させることが避けら
れる。

Ｍ積手段の放電電流を減少させ、従ってその充電電流を
も減少させる時は、これらの電流が通ずる回路の各構成
素子の空間的寸法規格を小さなものとなし得る。しかし
、一方、特に蓄積手段が減少電流に適するものとする必
要がある。例えばコンデンサで蓄積手段を構成する時、
他の回路部分と共にこれらをウェハ上に形成する時、コ
ンデンサの表面積の減少、従ってコンデンサに必要とす
るウェハの面積の減少は、このコンデンサの充電電流及
び放電電流の減少に対応して行われる。

本発明の実施例では前記増幅段を１個又は複数個のトラ
ンジスタで構成し、その電流利得より前記利得係数を導
出することを特徴とする。

また、他の有利な実施例では補償段が少なくとも１個の
トランジスタを有し、その電流利得が、前記増幅段の電
流利得あるいは利得率に対し一定の比を形成する。特に
増幅器素子及び補償段を共通ウェハ上に集積化する時は
、電流利得に温度の影響が及ぶだけでなく、例えばエツ
チングマスクの不正確な配置、或いはウェハの製造工程
におけるドーピングの変動等の製造上の偏差を本回路で
は打ち消すことができ、これは集積回路に及ぼすこれら
の影響はその全ての構成素子にほぼ同じように影響が及
ぶからである。また個別の回路素子をもっていて後にそ
の調整を行うような回路構造の場合においても、必ず生
ずる温度変化の影響を打ち消すことが依然として可能と
なる。

本発明の他の実施例では蓄積手段が少なくとも第１コン
デンサを有し、このコンデンサは結合コンデンサを形成
し、これを通じて周期信号を増幅段に供給する如くする
。これによると蓄積手段はＤＣ分離機能を有し、これを
本発明の回路とその前位の信号処理役との間に挿入する
を可とする。本回路は別個の結合コンデンサを有する回
路と比較して、１つの回路素子が節約でき、集積回路を
有するウェハの面積がかなり節約されていることとなる
か、或いは別個の素子として製造する場合は、集積回路
の接続点が節約できる。このような回路において本発明
により得られる蓄積手段、即ち結合コンデンサへの充放
電電流の減少はこの回路の前位の信号処理後の電源イン
ピーダンスのこれら電流による電圧降下を減少せしめる
という利点を有する。かくするとこれによって生ずる周
期信号の歪も大幅に減少させることができる。

さらに本発明の他の実施例では蓄積手段が少なくとも第
２コンデンサを有し、その第１端子を基準電位点に接続
し、第２端子を増幅段の比較値入力に接続する。この第
２コンデンサは動作点を調整する為、増幅段に制御電圧
を供給する。

本発明のさらに他の実施例では、コンデンサの容量を放
電電流に比例して選択し、信号周期の間コンデンサの電
荷が著しく変化しないようにする。

放電電流値が与えられ、かつコンデンサの電荷の最大許
容変化が与えられた場合、コンデンサの容量の最小値が
定まる。本発明により、コンデンサの放電電流が減少す
る結果、この容量値またはコンデンサの電荷の最大許容
変化も大幅に減少させることができる。これによると回
路配置の寸法の減少に貢献ができ、かつ周期信号の誤差
も減少でき、あるいはこれら両者の減少にも貢献できる
。

さらに他の実施例では第１コンデンサと第２コンデンサ
とを有し、それらの富士１直を対応の放電電流に比例す
るように選択し、信号周期中のこれらの電流の変化が信
号に及ぼす影響が打消される如くする。本回路ではコン
デンサ電荷の最大許容変化を制限することがなくなる。

これはこのような変化の影響が周期信号に大なる影響を
及ぼさなくなるからである。特にこれらの信号への影響
は、増幅段が差動増幅器として構成されており、コンデ
ンサの１つがこの差動増幅器の入力に常に接続されてい
るため、これらの信号への影響は少なくなるため、大な
る変化が許容できることとなる。

２つのコンデンサが安定な放電を行うため、これらの差
動増幅器の出力への影響は抑制される。このため、両コ
ンデンサの表面積はかなり小とすることができ、他の回
路素子と共に１つのウェハ上に集積化することができる
。

また他の実施例では各信号周期中、第２コンデンサの充
電に対し、第１コンデンサの充電を、充電工程に利用可
能な時間周期の特定な分数だけ遅延せしめる。

この構成では第２コンデンサは第１コンデンザより速く
最終充電状態となる。この条件では、第２コンデンサは
放電動作の開始点である。この場合、第２コンデンサの
電圧は、特定の対応値、例えば増幅段の入力における電
流に対応する値に形成でき、この結果、第１コンデンサ
の充電は特定の充電状態に達するまでこれを行いうる。

このため、第２コンデンサ上の電圧は第１コンデンサの
電圧に対するストップ機能を有する。

さらに他の実施例では第２コンデンサの第２端子と比較
値入力の間にインピーダンス変換段を設ける。例えばト
ランジスタベースで形成できるこの変換愛は１工程或い
は複数個の工程で比較直入力の電流を減少させることが
できるので、この比較値入力に供給する所望電流は極め
て小さな値となる。この入力には、実質的には直流電流
のみが生ずるので増幅段の帯域幅制限が必要な（なり、
これは、これら電流の減少に起因するものである。

しかし、この減少電流を第２コンデンサの放電電流又は
これに供給する電流より導出する場合には、この第２コ
ンデンサの大きさをより一一減少さけることが可能とな
る。このため、例えばこれらのコンデンサも同じウェハ
上に一体に集積化することができる。これを達成すると
集積回路に今まで必要とされていた追加の接点を設ける
ことが必要でなくなる。

以下図面により本発明を説明する。

第１図は本発明回路の概要を示すブロック図である。本
回路は増幅段ｌを有し、本増幅段１は周期信号を受信す
る１つの入力２を有しかつその信号の増幅信号を供給す
る出力３を有している。この出力３は制限段５の信号入
力に接続し、この制限段は制限値入力６に少なくともほ
ぼ一定な制限値信号を受信する。信号入力４の信号がこ
の制限値より大であるか小であるかによって、この制限
段５は、その出カフに２つの状態のいずれか一方となる
スイッチ信号を供給し、これによって例えばスイッチ可
能な電流源として構成する充放電回路８を２つの位置の
うちの１つに交互にスイッチし、これによってこの電源
より出力９に蓄積回路（手段）１０をそれぞれ放電又は
充電する電流を供給する。この蓄積回路１０は例えば周
期信号内の基準レベルに対応する電圧に充電されるコン
デンサで構成する。これに対し充放電回路８より供給さ
れる電流の比は特定の値を有する。蓄積回路１０よりの
基準レベルを増幅段１に供給し、これを特にそのＤＣ作
動点にセットするを可とする。

この回路はドイツ国特許３２１４７５６号より既知であ
り、この回路に本発明による補償回路１１を設け、これ
を通じ充放電回路８の出力より蓄積回路１０に至る充電
電流を導く。以下に詳細に示す実施例において増幅段１
の利得比に応じ蓄積回路を充電させる補償回路１１の補
償動作が生じ、蓄積回路を充電する電流と、これを放電
させる電流との比が前記利得率と無関係となるようにす
る。この為、両方の電流の１つ又はこれら両者を、例え
ばある利得をもった値で増倍するか或いはそれの逆数で
増倍し、これら電流の比が一定値となるようにする。

第２図は本発明によるこの種回路の簡単な実施例を示す
っこの実施例においては２個のトランジスタ２１．２２
が増幅段１を形成し、その入力２３に周期信号を受信す
る。増幅段（２１，２２）の入力回路辺は第１コンデン
サ２４を有し、これは蓄積回路であり、また、ＤＣ分離
用の結合コンデンサでもある。

この結合コンデンサを図示の回路の入力抵抗を入力２３
に接続した前位の信号処理回路（図示せず）の出力抵抗
に適合させるものである。

入力２３に受信される周期信号をトランジスタ２２によ
り増幅し、出力２６に供給する。この出力２６を回路の
他の構成素子に対し反結合させる為、周期信号をさらに
トランジスタ２１により増幅し、４個のトランジスタ２
８−３１により構成される制限回路の信号入力２７に供
給する。この制限回路を制限（直入力３２を通じ、３個
のトランジスタ３３−３５及びダイオードとして動作す
るトランジスタ３６を有する分圧器のタップに接続する
。この分圧器は電源端子３７と３８の間に接続する。こ
の分圧器より増幅段（２１，２２）及び制限回路段（２
８−３１）　に対する供給電流が導出される。即ち、一
方においては抵抗３９と電源トランジスタ４０を通じ、
制限段に電流が供給され、他方においては２個のコレク
タを有するトランジスタ４２と抵抗４１を通じトランジ
スタ２１．２２に電流が供給される。

電源トランジスタ４２よりトランジスタ２１．２２のベ
ース・エミッタ回路を通じ第１コンデンサに流れる電流
はトランジスタ２１．２２の電流利得により定まる。ま
たこの第１トランジスタ２４はこれらの電流と別に放電
を行い、この電流はトランジスタ３０のコレクタ・エミ
ッタ回路を通じ大地に流れる。

これら２つの電流の差が第１コンデンサ２４の放電電流
となる。トランジスタ３０．３１は電流ミラー回路を形
成するのでトランジスタ３０を通ずる電流は電源トラン
ジスタ４０より供給される電流により定まる。トランジ
スタ３０を通ずる電流は少なくともその一部がトランジ
スタ２１．２２のベース接続の電流として消費され、そ
の結果第１コンデンサ２４の放電電流はこれらのベース
電流よりも小となる。

この第１コンデンサ２４は信号入力２７の電圧が制限値
入力３２の電流よりも小となる時間中充電され、トラン
ジスタ２８を通じ電源トランジスタ１１０のコレクタよ
りの電流が第１コンデンサ２４に流れる。次いでトラン
ジスタ２９は非導通状態となると、トランジスタ３１に
は電流は流れなくなり、また電流ミラー回路として構成
しであるため、トランジスタ３０にも電流は流れなくな
る。これによって、第１トランジスタ２４はトランジス
タ２８により供給される全体の電流により充電される。

電源トランジスタ４０のコレクタが制限値回路（２８−
３１）　のトランジスタ２８．２９のエミッタに直接接
続されているとすると、この時に生ずる充電電流と放電
電流の比はこれらトランジスタの電流利得によって定ま
り、この際第１コンデンサに対し固定の充電及び放電時
間が定まり、かつ基準レベルも一定のものとなる。従っ
て、電流源トランジスタ４０と制限１直役（２８−３１
）　　との間に補償段を挿入する。この補償段はトラン
ジスタ４３により構成され、そのエミッタは電流源トラ
ンジスタ４０より電流を受け、電流利得を減じたベース
電流を制限値段に供給する。かくすると電流の比に電流
利得が追加の係数として加わり、増幅段を形成する；・
弓ンジスタ２１．２２の電流利得従属性を打ち消す。こ
のようにした場合、充放電電流比は一定となり、製造偏
差及び温度に影響されなくなる。

第２図の回路は主としてバイポーラＰＮＰ　　Ｉ−ラン
ジスタにより構成される。従って電源電圧の極性を変化
させる時は対応の素子をＮＰＮ　　）ランジスタで構成
すればよい。

第３図は本発明の他の回路を示し、この回路では４個の
トランジスタ５０−５３と４個の抵抗５４−５７゜を有
する２段の差動増幅器により構成される。４個の抵抗５
８−６１　とダイオードとして動作するトランジスタ６
２より構成される分圧器がそれぞれの対応の複数個のタ
ップに一定電圧値を供給し、これらを差動増幅器（５０
−５７）の比較値入力６３と２個のトランジスタ６５．
６６より構成される制限値回路の制限値入力６４に供給
する。周期信号入力６７より蓄積素子及び結合コンデン
サとして動作する（第１）コンデンサ６８を通し差動増
幅器（５０−５７）　に供給が行われる。この差動増幅
器内でこの信号はトランジスタ５０．５１により順次増
幅され、負荷抵抗６９及び出力トランジスタ７０を通じ
、出カフ１に供給され、これより制限値段（６５，６６
＞の信号人カフ２へこの電流が流れる。分圧器（５８−
６２）のダイオードとして動作するトランジスタ６２に
より制御される各トランジスタ７３．７５とそれぞれ対
応のエミッタ抵抗７４゜７６の結合が作動増幅器（５０
−５７）及び出力段トランジスタ７０のそれぞれの電流
源を構成する。

本回路において第１コンデンサ６８の放電電流は、差動
増幅器の半分、即ち入力と電流源７３．７４に接続され
た素子（５０，５１，５４，５６）を通じ大地に流れる
。従って、差動増幅器（５０−５７）の入力電流は第１
コンデンサ６８の放電電流として直接使用される。

出カフ１の電圧、即ち、制限値段（６５，６６）の人カ
フ２の電圧はこの場合制限１直入力６４の電圧よりも低
い。

出カフ１の信号は入力６７の電圧に対し反転されている
。トランジスタ６５は非通電状態であり、第１コンデン
サ６８の放電電流のみが流れる。制限値段のトランジス
タ６５．６６のエミッタ接続の接続点を通じて流れる電
流はトランジスタ６６を通じ大地へ導かれる。

本回路は５個のトランジスタ？？−８１より構成される
電流ミラー回路を具えている。この電流ミラー回路は、
一方において供給電源端子８４に接続され、他方におい
ては第１及び第２出力８２及び８３に接続されている。

これと類似の電流ミラー回路は例えばドイツ国特許２４
３４９４７号に開示されている。出力８２．８３より取
出される電流はトランジスタ７７−８１の規格により影
響を受ける特定の相互間比を有している。

この回路では、第１コンデンサ６８は制限値段６５゜６
６の入カフ２の信号電圧が制限値入力６４の制限値より
大なる時に充電される。この場合トランジスタ６６は非
通電状態となる。第１コンデンサ６８は第１出力８２を
通じ電流ミラー回路（７７−８１）より供給される電流
により充電される。この電流は第２出力８３に生ずる電
流に対し一定の比を有している。この電流は差動増幅器
（５０−５７）のトランジスタ５０と５３のコレクタ電
流の和により同じくトランジスタで形成される補償段８
５を通じて導かれる。電流利得によってトランジスタ５
０のコレクタ電流はそのベースを流れる第１コンデンサ
６８の放電電流と結合されることにより、また電流ミラ
ー回路（７７−８１）の第２出力８３より取出される電
流は電流利得（補償段８５の）に対しトランジスタ５０
のコレクタ電流に反比例するため、トランジスタ６５を
通じて受信される充電電流対トランジスタ５００ベース
を通ずる放電電流の比は、電流利得と無関係となる。従
ってこの回路配置において第１コンデンサ６８を充電す
る電流のみが電流利得に関係することとなる。

第４図は第３図に示した回路と似ているが入力６７より
出カフ１へ周期信号の反転を行わないようにした回路で
ある。本回路において第３図の回路のものと対応する回
路素子は同じ参照番号で示しである。制限値入力６４と
信号入カフ２を有する制限値段（６５，６６）、供給電
源端子８４並びに出力トランジスタ７０は第３図に示し
た回路のものと同じものである。一方策４図の回路は単
−役の差動増幅器（５０，５３，５４，５５）を有しこ
れは比較値入力６３を有している。この回路は第３図の
回路における差動増幅器の第１段と（よぼ同じである。

さるに電流源（７３，７４，７５，７６）も同じである
。これらの電流源素子及び比較値入力６３は３個の抵抗
６０．６１．９０及びダイオードとして動作するトラン
ジスタ６２を有する極く僅か変形した分圧器により供給
を受ける。

制限値段（６５，６６＞の制限値入力６４は、特定の制
限値の電圧を生ずる２個のトランジスタ９１．９２によ
り構成される特定の制限値電圧分圧器を通じて供給され
る。

入力６７及び第１コンデンサ６８を通じて差動増幅器（
５０，５３，５４，５５）に供給される信号はトランジ
スタ５０により増幅され、電流ミラー回路として動作す
るトランジスタ対９３．９４を通じ、出力トランジスタ
７０に供給され、またトランジスタ７０のエミッタ接続
を通じて出カフ１に供給される。抵抗９５はトランジス
タ９４のコレクタ回路内の負荷抵抗として動作する。

この回路においては、周期信号と第１コンデンサ６８の
充電電流が導かれるトランジスタ５０のコレクタ直流電
流の両者は補償段８５を通じ導かれる。

したしながらこれは１言号に時間の点で妨害を及ぼさな
い。

本回路において第１コンデンサ６８が回路の他の構成素
子と離れて設けである場合には、例えば集積回路の接続
用接点の如き接続点９６をこれらの間に配設する。

第５図は蓄積手段及び結合コンデンサとして作用する第
１コンデンサ６８と第２コンデンサ１００とを有する実
施例の回路図である。第２コンデンサ１００の第１端子
は接地してあり、その第２端子は２段差動増幅器（５０
−５７）の比較値入力６３に接続する。本回路の他の構
成素子の第３及び第４図と同じ部分は同じ参照番号で示
しである。特に第１コンデンサ６８、制限値段（６５，
６６）、電流ミラー回路（７７−８１）及びその出力（
８２，８３）、供給電源端子８４、補償段８５．２相差
動増幅器（５０−５７）　、出力段トランジスタ７０及
びそれらの電流源７３．７４．７５．７６は、それぞれ
第３図の対応する部分と同じであり、このため第５図に
おいても第１コンデンサへの充放電回路は同じであり、
第３図のものと同じ動作が行われろ、本例では第３図の
例に比し、第１コンデンサの容量はまちがいなく大幅に
減少されており、このため第１コンデンサの電荷の変動
により鋸歯状電圧が生じ、これは周期信号と同じ周波数
であって周期信号の上に重畳されたものである。

抵抗６０．６１．９０及びダイオードとして接続したト
ランジスタ６２により構成される分圧器も第４図の回路
と同じものである。この分圧器は制限値段（６５，６６
）の制限値入力に一定電圧を供給し、さらに２個のトラ
ンジスタ１０２．１０３を有する他の制限値段の制限値
入力にも一定電圧を供給する。この場合信号入力１０４
を出カフ１に接続する。この回路では制限値段（６５，
６６）と他の付加された制限値段（１０２，１０３）は
並列に動作し、一方この付加された制限値段（１０２，
１０３）は第２コンデンサ１００に対して設けられたも
のであって、出カフ１における電圧が分圧器（６０，６
１，６２，９０）により供給される電圧で制限値に対応
する電圧を超える場合、コンデンサ１００に充電電流を
供給する。コンデンサ１００の放電電流は差動増幅器（
５０−５７）の比較渣入力６３を通じて流れる。コンデ
ンサ６８．１００の放電電流及びこれらのコンデンサの
容量は上述の比較値入力６３に右いてトランジスタ５０
のベースにおいて生ずるのと同じような鋸歯状電圧が生
ずるようにこれらを選択する。従って負荷抵抗６９及び
出力段トランジスタ７０を通じて導出される増幅信号に
対する鋸歯状電圧の影響は打消される。

第１コンデンサの充電電流対放電電流の比はこの補償段
８５の存在により、回路内に設けである各トランジスタ
の電流利得とは独立となる。トランジスタ５０及び５３
のコレクタ電流の和はトランジスタ対９３．９４を通じ
上述の他の制限値段１０２．１０３に逆に供給される。

このトランジスタ９３は第４図の場合と同じくダイオー
ドとして接続され、ダイオード動作をして第２コンデン
サ１００に充電電流を供給する。この電流と第２コンデ
ンサ１００の放電電流との比は回路内のトランジスタの
電流利得の影響に対し、いかなる補償をも行わない。第
２コンデンサの充電電流と第１コンデンサの充電電流の
比は補償段（８５）の電流利得と電流ミラー回路１ニア
７−８１＞の出力３２及び８３における電流の一定比と
の間の比により定まり、この値は１以上の値で許容値を
もつように選択される。従って第２コンデンサは第１コ
ンデンサよりもより急速に充電される。このため、第２
コンデンサは第１コンデンサの電圧がＲ終値に達するよ
りも速く最終値に達し、この電圧に対し特定な基準電位
を形成する。

第２コンデンサの充電及び放電電流に対してもこれらの
電流とトランジスタとの電流利得との比に応じて補償（
コンペンセーション）が行われる。

第５図に示した回路の変形としてトランジスタ１０２及
び１０３のエミッタ接続の接続点の電流を電流ミラー回
路（７７−８１）の第２出力より導出することもできる
。このように変形した回路の場合はトランジスタ対９３
．９４を省略することもできる。

コンデンサ６８及び１００が極めて小なる容量１直であ
るため、これらは他の回路の構成素子と共に同じウェハ
上に集積化して設けることもできる。

第６図は単に１個の（第２）コンデンサ１００のみを有
する本発明の実施例の回路図である。この第２コンデン
サは２個のトランジスタ１１０．１１１とエミッタ抵抗
１１２により構成される単相差動増幅器の比較値入力６
３と大地の間に接続されている。

この回路の他の構成素子で今までに既に説明したものと
同じ素子については同じ番号を付して示しである。

入力６７より周期信号は差動増幅器（１１０−１１２）
を通じて負荷抵抗６９に至り、出力トランジスタ７０を
通じ出カフ１に導出される。差動増幅器（１１［）−１
１２）並びに出力トランジスタ７０への電流供給は、そ
れぞれ対応の電流源７３．７４及び７５．７６により同
じように行われ、これらは分圧器６０．６１．６２．９
０により第５図の回路と同様に制御され、（他の）制限
値段（１０２，１０３＞の制限値入力１０１に一定電圧
を供給する。この（他の）制限値段は出カフ１より増幅
された信号を信号入力１０４に受信する。

この図示の回路において（第２）コンデンサ１００の放
電電流はインピーダンス変換段を形成する対応の第１及
び第２エミツタ・フォロワトランジスタ１１３及び１１
４のベース・エミッタ通路を通じて比較値入力６３に流
れる。トランジスタ１１５及び抵抗１１６を有し、同様
にして分圧器（６０，６１，６２゜９０）により制御さ
れる電流源はこのインピーダンス変換段（１１３，１１
４）への電流を供給する。エミッタ・フォロワトランジ
スタ１１３．１１４は互いに交互に直列的に接続されて
いるので、第１エミツタ・フォロワトランジスタ１１３
のベース接続内の（第２）コンデンサ１００の放電電流
は単に差動増幅器（１１０−１１２）の比較値入力６３
の電流とエミッタ・フォロワトランジスタ１１３及び１
１４の両電流利得の積で分割した電流源１１５．１１６
よりの電流との和にすぎない。このことより、（第２）
コンデンサ１００を決定する係数はこれが直接比較値入
力６３に接続されている回路における時の大きさに比較
してより小さくなし得る。従って（第２）コンデンサ１
００の容量は、同じ半導体ウェハ上に格別その表面積を
増加する必要なく、この（第２）コンデンサの容量が減
少した為、他の素子と共に集積化し得る大きさとなる。

第１エミツタ・フォロワトランジスタ１１３のコ　、　
。

レクタ回路辺内に上述の如くのトランジスタで構成され
る補償段８５を挿入し、そのベース電流を電流ミラー回
路（７７−８１）　の第２出力８３より第１出力８２へ
供給（反映）し、上述の如く一定比率を乗じて（第２）
コンデンサ１００の放電電流との一定比を減少させ、こ
の比はトランジスタの電流利得と無関係となり、またこ
れらトランジスタのベース電流は（第２）コンデンサ１
００の充電電流となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明回路の基本構成を説明するためのブロッ
ク図、 第２図は本発明回路の簡単な実施例の回路図、第３図及
び第４図は蓄積手段を結合コンデンサとしても作用させ
る２つの実施例の回路図、第５図は第１、第２コンデン
サの２個のコンデンサを設けた実施例の回路図、 第６図は蓄積手段の放電電流を減少させるためのインピ
ーダンス変換段を設けた実施例の回路図である。 訃・・充放電回路 １０・・・蓄積下段 ２４、６８．１００・・・コンデンサ（蓄積手段）１１
・・・補償段 ２１、２２．５０−５３．１１０−１１２・・・増幅段
３８・・・基準電位点 ６３・・・比較値入力 特許出願人　　　　エヌ・ベー・フィリップス・フルー
イランベンファブリケン ＦＩＧ、Ｉ ＦＩＧ、２　　　　勿 ＦＩＧ）、３

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、周期信号を増幅し、その信号内の基準レベルを決定
   して、この基準レベルを調整する基準レベル調整回路で
   あって、制限値段を有し、この制限値段では前記増幅信
   号を少なくともほぼ一定な制限値と比較し、前記周期信
   号の値が該制限値より大であるか制限値以内であるかに
   応じて充放電回路を２つの位置のいずれかに交互にスイ
   ッチし、これによって充放電回路は蓄積手段に交互に充
   電電流を供給するかまたは放電電流を通ぜしめて、蓄積
   手段に前記基準レベルに少なくともほぼ対応する平均値
   が生ずる如くし、さらに少なくとも前記信号を増幅する
   増幅素子を含む増幅段を具え、該増幅段には前記信号内
   に含まれている基準レベルを調整するための蓄積手段の
   平均値を供給する如くした周期信号の基準レベル調整回
   路において、 前記充放電回路（８）は、補償段（１１）を通じて前記
   蓄積手段（１０）に電流を供給し、この際前記充電ある
   いは放電電流を、充電電流と放電電流との比が利得率に
   無関係となるように選択した補償係数によって変換する
   如くしたことを特徴とする周期信号の基準レベル調整回
   路。 ２、前記増幅段（２１、２２）を１個又は複数個のトラ
   ンジスタで構成し、その電流利得より前記利得係数を導
   出することを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の周
   期信号の基準レベル調整回路。 ３、補償段（１１）が少なくとも１個のトランジスタ（
   ４３）を有し、その電流利得が、前記増幅段（２１、２
   ２）の電流利得あるいは利得率に対し一定の比を形成す
   る特許請求の範囲第２項記載の周期信号の基準レベル調
   整回路。 ４、蓄積手段（１０）が少なくとも第１コンデンサ（２
   ４）を有し、このコンデンサは結合コンデンサを形成し
   、これを通じて周期信号を増幅段に供給する如くした特
   許請求の範囲第１、第２または第３項記載の周期信号の
   基準レベル調整回路。 ５、蓄積手段が少なくとも第２コンデンサ（１００）を
   有し、その第１端子を基準電位点（３８）に接続し、第
   ２端子を増幅段（５０−５３；１１０−１１２）の比較
   値入力（６３）に接続した特許請求の範囲第１、第２ま
   たは第３項記載の周期信号の基準レベル調整回路。 ６、コンデンサ（２４、１００）の容量を放電電流に比
   例して選択し、信号周期の間コンデンサの電荷が著しく
   変化しないようにした特許請求の範囲第４項または第５
   項記載の周期信号の基準レベル調整回路。 ７、第１コンデンサ（２４）と第２コンデンサ（１００
   ）とを有し、それらの容量値を対応の放電電流に比例す
   るように選択し、信号周期中のこれらの電流の変化が信
   号に及ぼす影響が打消される如くした特許請求の範囲第
   ４項または第５項記載の周期信号の基準レベル調整回路
   。 ８、各信号周期中、第２コンデンサ（１００）の充電に
   対し、第１コンデンサ（２４）の充電を、充電工程に利
   用可能な時間周期の特定な分数だけ遅延せしめる特許請
   求の範囲第７項記載の周期信号の基準レベル調整回路。 ９、第２コンデンサ（１００）の第２端子と比較値入力
   （６３）の間にインピーダンス変換段（１１３、１１４
   ）を設けた特許請求の範囲第５項記載の周期信号の基準
   レベル調整回路。