JPS6229994B2 - - Google Patents
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- JPS6229994B2 JPS6229994B2 JP7748180A JP7748180A JPS6229994B2 JP S6229994 B2 JPS6229994 B2 JP S6229994B2 JP 7748180 A JP7748180 A JP 7748180A JP 7748180 A JP7748180 A JP 7748180A JP S6229994 B2 JPS6229994 B2 JP S6229994B2
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 17
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 claims description 7
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 19
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はトランジスタ飽和型ブロツキング発振
回路を用いたスイツチングレギユレータに関す
る。
回路を用いたスイツチングレギユレータに関す
る。
従来、この種のスイツチングレギユレータは、
第１図に示すように、直流電圧源１、起動抵抗
２、発振トランジスタ３、ベースコンデンサ４お
よびトランス５の１次巻線５aと帰還巻線５bから
なるブロツキング発振回路６と、前記トランス５
の２次巻線５cに接続された負荷１０からの出力
を帰還回路１１を介して入力し基準電圧源７の電
圧と比較する比較回路８と、この比較回路８の出
力により発振トランジスタ３のベース電流を制御
するトランジスタ９とにて構成されている。この
スイツチングレギユレータは、直流電圧源１から
電圧が印加されるとトランス５の１次巻線５aを
介して発振トランジスタ３にわずかなコレクタ電
流Ｉcが流れる。このコレクタ電流Ｉcが流れると
トランス５の１次巻線５aと帰還巻線５bにより発
振トランジスタ３のベースに前記コレクタ電流Ｉ
cの変化分（dIc／dt）に比例した正電圧が誘起さ
れ、第２図ｃに示すベース電流Ｉbが流れ、この
ベース電流Ｉbによりさらにコレクタ電流Ｉcが流
れ、この発振トランジスタ３はオン状態となる。
なお、このときベースコンデンサ４は、ベース電
圧が誘起されると同時にベース側が負、トランス
５の帰還巻線５b側が正に充電される。次に、発
振トランジスタ３がオン状態となるとコレクタ電
流Ｉcは変化しなくなり、このためベース電圧は
減少し、ベース電流Ｉbも減少する。するとコレ
クタ電流Ｉcも減少し発振トランジスタ３はオフ
状態となる。発振トランジスタ３がオフ状態にな
るとベースコンデンサ４に充電されている電荷は
抵抗２を介して放電され、ベース電圧も正とな
り、また最初にもどりこれを繰り返すことにより
発振動作を行う。
第１図に示すように、直流電圧源１、起動抵抗
２、発振トランジスタ３、ベースコンデンサ４お
よびトランス５の１次巻線５aと帰還巻線５bから
なるブロツキング発振回路６と、前記トランス５
の２次巻線５cに接続された負荷１０からの出力
を帰還回路１１を介して入力し基準電圧源７の電
圧と比較する比較回路８と、この比較回路８の出
力により発振トランジスタ３のベース電流を制御
するトランジスタ９とにて構成されている。この
スイツチングレギユレータは、直流電圧源１から
電圧が印加されるとトランス５の１次巻線５aを
介して発振トランジスタ３にわずかなコレクタ電
流Ｉcが流れる。このコレクタ電流Ｉcが流れると
トランス５の１次巻線５aと帰還巻線５bにより発
振トランジスタ３のベースに前記コレクタ電流Ｉ
cの変化分（dIc／dt）に比例した正電圧が誘起さ
れ、第２図ｃに示すベース電流Ｉbが流れ、この
ベース電流Ｉbによりさらにコレクタ電流Ｉcが流
れ、この発振トランジスタ３はオン状態となる。
なお、このときベースコンデンサ４は、ベース電
圧が誘起されると同時にベース側が負、トランス
５の帰還巻線５b側が正に充電される。次に、発
振トランジスタ３がオン状態となるとコレクタ電
流Ｉcは変化しなくなり、このためベース電圧は
減少し、ベース電流Ｉbも減少する。するとコレ
クタ電流Ｉcも減少し発振トランジスタ３はオフ
状態となる。発振トランジスタ３がオフ状態にな
るとベースコンデンサ４に充電されている電荷は
抵抗２を介して放電され、ベース電圧も正とな
り、また最初にもどりこれを繰り返すことにより
発振動作を行う。
しかしながら、この構成ではコレクタ電流Ｉc
の変化分（dIc／dt）に比例して変化するベース
電流Ｉbにより発振トランジスタ３はオン状態か
らオフ状態に切換えられるが、コレクタ電流Ｉc
の変化分（dIc／dt）が小さいためスイツチング
動作が遅くなり、また発振トランジスタ３のオン
状態のときにもベース電流Ｉbがコレクタ電流Ｉc
が飽和するのに必要な最少限しか流れなくなるた
め第２図ａに示すオン状態のときのコレクタ・エ
ミツタ間電圧VCESが大きくなり、スイツチング
レギユレータの電力変換効率が低下し、動作の信
頼性も低下するという欠点がある。
の変化分（dIc／dt）に比例して変化するベース
電流Ｉbにより発振トランジスタ３はオン状態か
らオフ状態に切換えられるが、コレクタ電流Ｉc
の変化分（dIc／dt）が小さいためスイツチング
動作が遅くなり、また発振トランジスタ３のオン
状態のときにもベース電流Ｉbがコレクタ電流Ｉc
が飽和するのに必要な最少限しか流れなくなるた
め第２図ａに示すオン状態のときのコレクタ・エ
ミツタ間電圧VCESが大きくなり、スイツチング
レギユレータの電力変換効率が低下し、動作の信
頼性も低下するという欠点がある。
本発明は上記欠点に鑑みなされたもので、ブロ
ツキング発振回路のトランジスタのコレクタ・エ
ミツタ間電圧より位相の遅れた電圧と、トランス
の出力側電圧と基準電圧とを比較する電圧比較回
路の出力電圧とを比較し、電圧比較回路の出力電
圧が大きいとき前記トランジスタをオン状態から
オフ状態に切換えるトリガ信号を前記発振回路に
入力し、前記トランジスタのオン状態からオフ状
態への反転速度を速くしてスイツチング損失を減
少できるスイツチングレギユレータを提供するも
のである。
ツキング発振回路のトランジスタのコレクタ・エ
ミツタ間電圧より位相の遅れた電圧と、トランス
の出力側電圧と基準電圧とを比較する電圧比較回
路の出力電圧とを比較し、電圧比較回路の出力電
圧が大きいとき前記トランジスタをオン状態から
オフ状態に切換えるトリガ信号を前記発振回路に
入力し、前記トランジスタのオン状態からオフ状
態への反転速度を速くしてスイツチング損失を減
少できるスイツチングレギユレータを提供するも
のである。
次に、本発明の一実施例の構成を第３図につい
て説明する。
て説明する。
直流電圧源２１の正電圧端はトランス２２の１
次巻線２２aの一端に接続されている。このトラ
ンス２２の１次巻線２２aの他端は発振用として
の第１のトランジスタ２３のコレクタに接続され
ている。この第１のトランジスタ２３のエミツタ
は前記直流電圧源２１の負電圧端に接続されてお
り、ベースは抵抗２４を介して直流電圧源２１の
正電圧端に、またコンデンサ２５と前記トランス
２２の帰還巻線２２bの直列回路を介して直流電
圧源２１の負電圧端に、さらに第２のトランジス
タ２６のコレクタに接続され、ブロツキング発振
回路２７を構成している。
次巻線２２aの一端に接続されている。このトラ
ンス２２の１次巻線２２aの他端は発振用として
の第１のトランジスタ２３のコレクタに接続され
ている。この第１のトランジスタ２３のエミツタ
は前記直流電圧源２１の負電圧端に接続されてお
り、ベースは抵抗２４を介して直流電圧源２１の
正電圧端に、またコンデンサ２５と前記トランス
２２の帰還巻線２２bの直列回路を介して直流電
圧源２１の負電圧端に、さらに第２のトランジス
タ２６のコレクタに接続され、ブロツキング発振
回路２７を構成している。
前記トランス２２の１次巻線２２aには並列に
コンデンサ２８と抵抗２９の直列回路が接続さ
れ、位相遅れ回路３０を構成している。
コンデンサ２８と抵抗２９の直列回路が接続さ
れ、位相遅れ回路３０を構成している。
前記トランス２２の２次巻線２２cには直列に
負荷３１が接続されており、この負荷３１にかか
る電圧は帰還回路３２を介して第１の電圧比較回
路３３の正入力端に接続されており、この第１の
電圧比較回路３３の負入力端には基準電圧源３４
の正電圧端が接続されている。なお、この基準電
圧源３４の負電圧端は直流電圧源２１の負電圧端
に接続されている。
負荷３１が接続されており、この負荷３１にかか
る電圧は帰還回路３２を介して第１の電圧比較回
路３３の正入力端に接続されており、この第１の
電圧比較回路３３の負入力端には基準電圧源３４
の正電圧端が接続されている。なお、この基準電
圧源３４の負電圧端は直流電圧源２１の負電圧端
に接続されている。
前記位相遅れ回路３０のコンデンサ２８と抵抗
２９の接続点ｙは分割抵抗３５，３６を介して直
流電圧源２１の負電圧端に接続されており、この
分割抵抗３５，３６の接続点ｚは第２の電圧比較
回路３７の負入力端に接続されている。この電圧
比較回路３７の正入力端には前記第１の電圧比較
回路３３の出力端が接続されている。そして、こ
の第２の電圧比較回路３７の出力端は前記第２の
トランジスタ２６のベースに接続されている。こ
の第２のトランジスタ２６のエミツタは直流電圧
源２１の負電圧端に接続され制御回路３８を構成
している。
２９の接続点ｙは分割抵抗３５，３６を介して直
流電圧源２１の負電圧端に接続されており、この
分割抵抗３５，３６の接続点ｚは第２の電圧比較
回路３７の負入力端に接続されている。この電圧
比較回路３７の正入力端には前記第１の電圧比較
回路３３の出力端が接続されている。そして、こ
の第２の電圧比較回路３７の出力端は前記第２の
トランジスタ２６のベースに接続されている。こ
の第２のトランジスタ２６のエミツタは直流電圧
源２１の負電圧端に接続され制御回路３８を構成
している。
なお、前記トランス２２の１次巻線２２aと帰
還巻線２２bの極性は、第１のトランジスタ２３
のコレクタ電流Ｉc1の変化分（dIc1／dt）に比例
してベース電圧が変化するように選ばれている。
還巻線２２bの極性は、第１のトランジスタ２３
のコレクタ電流Ｉc1の変化分（dIc1／dt）に比例
してベース電圧が変化するように選ばれている。
次に、この実施例の動作を第４図について説明
する。
する。
直流電圧源２１から電圧が印加されると、トラ
ンス２２の１次巻線２２aを介して第１のトラン
ジスタ２３に第４図ｂに示すわずかなコレクタ電
流Ｉc1が流れる。このコレクタ電流Ｉc1が流れる
とトランス２２の１次巻線２２aと帰還巻線２２b
により第１のトランジスタ２３のベースに前記コ
レクタ電流Ｉc1の変化分（dIc1／dt）に比例した
正電圧が誘起され、第４図ｃに示すベース電流Ｉ
b1が流れ、このベース電流Ｉb1によりさらにコレ
クタ電流Ｉc1が流れ、この第１のトランジスタ２
３はオン状態となる。なお、このときコンデンサ
２５はベース側が負、トランス２２の帰還巻線２
２b側が正に充電される。
ンス２２の１次巻線２２aを介して第１のトラン
ジスタ２３に第４図ｂに示すわずかなコレクタ電
流Ｉc1が流れる。このコレクタ電流Ｉc1が流れる
とトランス２２の１次巻線２２aと帰還巻線２２b
により第１のトランジスタ２３のベースに前記コ
レクタ電流Ｉc1の変化分（dIc1／dt）に比例した
正電圧が誘起され、第４図ｃに示すベース電流Ｉ
b1が流れ、このベース電流Ｉb1によりさらにコレ
クタ電流Ｉc1が流れ、この第１のトランジスタ２
３はオン状態となる。なお、このときコンデンサ
２５はベース側が負、トランス２２の帰還巻線２
２b側が正に充電される。
このとき、トランス２２の１次巻線２２aに並
列に接続されているコンデンサ２８と抵抗２９の
接続点ｙには第１のトランジスタ２３のコレク
タ・エミツタ間電圧VCE1より位相の遅れた電圧
が発生する。この電圧は抵抗３５，３６により分
圧され、接続点ｚからは第４図ｄに示す電圧Ｖz
となる。
列に接続されているコンデンサ２８と抵抗２９の
接続点ｙには第１のトランジスタ２３のコレク
タ・エミツタ間電圧VCE1より位相の遅れた電圧
が発生する。この電圧は抵抗３５，３６により分
圧され、接続点ｚからは第４図ｄに示す電圧Ｖz
となる。
また、トランス２２の２次巻線２２cには１次
巻線２２aに比例した電圧が発生し、負荷３１に
供給される。この負荷３１にかかる電圧は帰還回
路３２を介して帰還され、第１の電圧比較回路３
３にて基準電圧源３４の電圧と比較される。する
とこの第１の電圧比較回路３３から第４図ｄにて
示す電圧Ｖpが出力される。この電圧Ｖpと前記抵
抗３５，３６にて分圧された電圧Ｖzとが第２の
電圧比較回路３７にて比較され、電圧Ｖpが抵抗
３５，３６にて分圧された電圧Ｖzより大きいと
き、第２の電圧比較回路３７から第４図ｅに示す
トリガ信号としての正電圧Ｖpが第２のトランジ
スタ２６のベース電圧として出力される。このた
め第２のトランジスタ２６はオン状態となる。こ
の第２のトランジスタ２６がオン状態となると、
第２のトランジスタ２６のコレクタ電流が流れ
る。すると第１のトランジスタ２３のベース電流
Ｉb1は負、すなわち今までと逆方向に流れ、この
ため第１のトランジスタ２３は瞬時にオフ状態と
なる。
巻線２２aに比例した電圧が発生し、負荷３１に
供給される。この負荷３１にかかる電圧は帰還回
路３２を介して帰還され、第１の電圧比較回路３
３にて基準電圧源３４の電圧と比較される。する
とこの第１の電圧比較回路３３から第４図ｄにて
示す電圧Ｖpが出力される。この電圧Ｖpと前記抵
抗３５，３６にて分圧された電圧Ｖzとが第２の
電圧比較回路３７にて比較され、電圧Ｖpが抵抗
３５，３６にて分圧された電圧Ｖzより大きいと
き、第２の電圧比較回路３７から第４図ｅに示す
トリガ信号としての正電圧Ｖpが第２のトランジ
スタ２６のベース電圧として出力される。このた
め第２のトランジスタ２６はオン状態となる。こ
の第２のトランジスタ２６がオン状態となると、
第２のトランジスタ２６のコレクタ電流が流れ
る。すると第１のトランジスタ２３のベース電流
Ｉb1は負、すなわち今までと逆方向に流れ、この
ため第１のトランジスタ２３は瞬時にオフ状態と
なる。
第２の電圧比較回路３７から正電圧Ｖpが出力
されなくなると、第２のトランジスタ２６もオフ
状態となる。すると第１のトランジスタ２３がオ
ン状態のとき充電されたコンデンサ２５は抵抗２
４を介して放電する。そして、このコンデンサ２
５が放電を完了し第１のトランジスタ２３のベー
ス電圧が正になりわずかなコレクタ電流Ｉc1が流
れると、また最初にもどつてこれを繰り返す。
されなくなると、第２のトランジスタ２６もオフ
状態となる。すると第１のトランジスタ２３がオ
ン状態のとき充電されたコンデンサ２５は抵抗２
４を介して放電する。そして、このコンデンサ２
５が放電を完了し第１のトランジスタ２３のベー
ス電圧が正になりわずかなコレクタ電流Ｉc1が流
れると、また最初にもどつてこれを繰り返す。
本発明によれば、ブロツキング発振回路のトラ
ンジスタのコレクタ・エミツタ間電圧より位相の
遅れた電圧と、トランスの出力側電圧と基準電圧
とを比較する電圧比較回路の出力電圧とを比較
し、電圧比較回路の出力電圧が大きいとき前記ト
ランジスタをオン状態からオフ状態へ切換えるト
リガ信号を前記発振回路に入力するため、ベース
電流が正から負へ急速に切換わり、トランジスタ
のオン状態をオフ状態に瞬時に切換えることがで
き、スイツチング速度を速くでき、オン状態のコ
レクタ・エミツタ間電圧も小さくでき、スイツチ
ング損失を減少しスイツチング効率を向上でき、
スイツチング動作の信頼性も向上できる。
ンジスタのコレクタ・エミツタ間電圧より位相の
遅れた電圧と、トランスの出力側電圧と基準電圧
とを比較する電圧比較回路の出力電圧とを比較
し、電圧比較回路の出力電圧が大きいとき前記ト
ランジスタをオン状態からオフ状態へ切換えるト
リガ信号を前記発振回路に入力するため、ベース
電流が正から負へ急速に切換わり、トランジスタ
のオン状態をオフ状態に瞬時に切換えることがで
き、スイツチング速度を速くでき、オン状態のコ
レクタ・エミツタ間電圧も小さくでき、スイツチ
ング損失を減少しスイツチング効率を向上でき、
スイツチング動作の信頼性も向上できる。
さらに、電圧比較回路の出力電圧を変化するこ
とによりトランジスタのオン時間が制御できるも
のである。
とによりトランジスタのオン時間が制御できるも
のである。
第１図は従来のスイツチングレギユレータの回
路図、第２図は同上動作説明図、第３図は本発明
のスイツチングレギユレータの一実施例を示す回
路図、第４図は同上動作説明図である。 ２２…トランス、２３…トランジスタ、２７…
ブロツキング発振回路、３０…位置遅れ回路、３
３…電圧比較回路、３８…制御回路。
路図、第２図は同上動作説明図、第３図は本発明
のスイツチングレギユレータの一実施例を示す回
路図、第４図は同上動作説明図である。 ２２…トランス、２３…トランジスタ、２７…
ブロツキング発振回路、３０…位置遅れ回路、３
３…電圧比較回路、３８…制御回路。
Claims (1)
- １ トランジスタを用いたブロツキング発振回路
の発振動作により供給される直流電圧を断続しト
ランスを駆動してなるスイツチングレギユレータ
において、前記トランジスタのコレクタ・エミツ
タ間電圧より位相の遅れた電圧を出力する位相遅
れ回路と、前記トランスの出力側電圧を帰還した
帰還電圧と基準電圧を比較する電圧比較回路と、
この電圧比較回路の出力電圧と前記位相遅れ回路
の出力電圧とを比較し電圧比較回路の出力電圧が
位相遅れ回路の出力電圧より大きくなつたとき前
記トランジスタのオン状態をオフ状態に切換える
トリガ信号を前記ブロツキング発振回路に出力す
る制御回路とを備えたことを特徴とするスイツチ
ングレギユレータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7748180A JPS573578A (en) | 1980-06-09 | 1980-06-09 | Switching regulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7748180A JPS573578A (en) | 1980-06-09 | 1980-06-09 | Switching regulator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS573578A JPS573578A (en) | 1982-01-09 |
| JPS6229994B2 true JPS6229994B2 (ja) | 1987-06-30 |
Family
ID=13635164
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7748180A Granted JPS573578A (en) | 1980-06-09 | 1980-06-09 | Switching regulator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS573578A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0415710Y2 (ja) * | 1987-09-07 | 1992-04-08 | ||
| US7066071B2 (en) | 2003-05-01 | 2006-06-27 | Helen Of Troy Limited | Food slicer |
-
1980
- 1980-06-09 JP JP7748180A patent/JPS573578A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS573578A (en) | 1982-01-09 |
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