JPS6230439B2

JPS6230439B2 -

Info

Publication number: JPS6230439B2
Application number: JP54050011A
Authority: JP
Inventors: Shimaji Okamoto; Yohei Nagai
Original assignee: Nippon Gakki Co Ltd
Current assignee: Nippon Gakki Co Ltd
Priority date: 1979-04-23
Filing date: 1979-04-23
Publication date: 1987-07-02
Also published as: JPS55142396A

Description

【発明の詳細な説明】

この発明はデータコード変換装置に関し、特に
２進コードデータがとり得る値の数を逓減させる
ものである。２進コードデータは２進数を用いて伝送すべき
データを表示する。換言すれば２進数の各ビツト
の内容の組合せ方（これが２進コードを表わす）
を異ならしめ、それぞれの２進コードに伝送すべ
き情報を割当てることによりデータの伝送を２進
コード信号を用いて行い得るようにする。しかる
に標準の２進コードは、たとえば第１表に４ビツ
トの例として示すように、順次続く２進コード相
互間は最下位ビツトのウエイト（すなわち
「0001」＝「2⁰」）の分だけ等しく離れている。そし
て下位予定ビツトの内容はサイクリツクに変わつ
ている。例えば下位２ビツトをとれば２進コード
が４個で内容が「00」，「01」，「10」，「11」と１サ
イクル分変化する。同様に下位３ビツトをとれば
２進コードが８個で内容が「000」から「111」ま
で１サイクル分変化する。

【表】このような標準の２進コードを用いたデータの
真理値の組の数は該データを形成するビツト数に
よつて決まり、第１表の場合は４ビツトであるか
ら真理値の組の数は16（2⁴）個である。ところで第１表のように表わされる標準の２進
コードデータは２進数を直接利用したものである
ので、伝送したい情報の数がうまく２進コードの
数（すなわち２，４，８，16……個）と一致しな
い場合は、２進コードすべてに情報を割当てるこ
とができないことになる。従つてかかる２進コー
ドデータを処理するにつき不便なことがある。例えば、電子楽器において、61キー（５オクタ
ーブと１キー分）の各キーを識別するキー情報を
第１表に示すような標準の２進コードを利用して
伝送しようとする場合、12音名Ｃ，Ｃ#，…Ｂを
表わす音名データをキー情報の小数部に割当て、
オクターブを表わすオクターブデータをキー情報
の整数部に割当てるようにした場合を考える。な
お、この場合音名データは12の音名を区別するた
めに４ビツト必要となりまたオクターブデータは
６のオクターブを区別するために３ビツト必要と
なる。しかるに、音名データとして各音名（Ｃ，
Ｃ#，…Ｂ）を第２表の第１〜第12番目の２進コ
ード「．0000」〜「．1011」にそれぞれ割当てる
とすれば、同一オクターブ内におけるキー情報と
しては等差の数値間隔（「．0001」間隔）をもつ
ものとなる。

【表】

【表】そして、このキー情報は第１〜第６オクターブ
の各オクターブにおいて音名データが「．0000」
〜「．1011」をサイクリツクに繰返すことにな
る。かくすると、１つのオクターブ内において音
名が割当てられた音名データの半音程に相当する
２進コードの数値間隔は上述の如く「．0001」で
ある（例えば音名Ｃ及びＣ#の２進コード「．
0000」及び「．0001」の間隔は「．0001」であ
る）のに対して、１のオクターブから他のオクタ
ーブに移るときの半音程の変化に対応する２進コ
ードの数値間隔は「．0101」となる（例えば第１
オクターブの音名Ｂ（音名B₁）の２進コード「．
1011」と第２オクターブの音名Ｃ（音高C₂）の２
進コード「．0000」との間の間隔は、「．0101」
である）。このように多数のキーについてのデータ（２進
コード）がそれぞれ割当てられた２進コード相互
間の数値間隔が異なると、データの処理をする場
合に比較的複雑な構成の処理回路を設けなければ
ならない問題がある。そこで各２進コード相互間
の数値間隔を均一にすると共に、データの割当て
のない２進コードが存在しないようにできれば、
２進データの処理を比較的簡易な構成で一段と容
易に行うことができる。この発明はこのような要望事項を容易に実現で
きるデータコード変換装置を提案しようとするも
ので、任意数の情報を２進コード信号の各値に割
当てて２進コードデータを得るにつき、２進コー
ドデータのうちサイクリツクに繰返すビツト部分
がとり得る値の数を必要に応じて逓減できるよう
にし、かくして２進コードが表わす値相互間の数
値間隔を均等にし得るようにしたものである。以下図面についてこの発明の一例を61キーを有
する電子楽器に適用した場合の実施例として詳述
しよう。この発明の原理は、２進コードデータのうちサ
イクリツクに繰返すビツト部分を該データの最下
位ビツトの下の小数部分にくり返し無限に附加す
ることにより、２進コードデータがとり得る値の
数より少ない値の数を有し、かつ各値が表わす数
値間隔が等しい変換コードデータを得るようにす
ることにある。例えば与えられた２進コードデータ、すなわち
入力２進コードデータとして、第３表に示す如く
小数２ビツトの値を有する場合、この値「．
00」，「．01」，「．10」，「．11」に対してその最下
位ビツトの更に下位にそれぞれ無限に２ビツトの
データ「00」，「01」，「10」，「11」を附加する。また入力２進コードデータとして、第４表に示
す如く小数３ビツトの値を有する場合、入力２進
コードデータ「．000」，「．001」…「．111」に
対してその最下位ビツトの更に下位にそれぞれ３
ビツトのデータ「000」，「001」……「111」を無
限に附加する。同様に例えば２進コードデータが小数４ビツト
の場合において、第５表に示す如く、入力２進コ
ードデータ「．0000」「．0001」……「．1111」
に対してその最下位ビツトの更に下位にそれぞれ
４ビツトのデータ「0000」，「0001」……「1111」
を無限に附加する。

【表】

【表】このようにして変換されたコードデータを２進
値としてみれば、その値はそれぞれ無限等比級数
の和を構成しており、しかも公比ｑはｑ＜１であ
るので収束することになり、その値は一般式Ｓ_∞＝ａ／１−ｑ ……(1) として表わされる。ここでａは初項である。従つて例えば第３表の場合について各値の数値
を10進数で表わして求めてみるに、第１の値S₃₁
は、ａ＝０，ｑ＝０であるから、 S₃₁＝０＋０＋０＋…… ＝０／１−０＝０ ……(2) となる。また第２の値S₃₂は、ａ＝１／４（２進数で「．01」は10進数１／４となる）、ｑ＝１／４であるか
ら、となる。また第３の値S₃₃は、ａ＝２／４，ｑ＝１／４
であるから、となる。また第４の値S₃₄は、ａ＝３／４，ｑ＝１／４
であるから、となる。第４表及び第５表の場合の各値も同様にして求
めることができ、第４表の場合の各値S₄₁，S₄₂，
S₄₃……S₄₈はそれぞれａ＝０，１／８，２／８……７／
８で、ｑ＝１／８となるから、０／７，１／７，２／７……７／
７となり、第５表の場合の各値S₅₀₁，S₅₀₂，S₅₀₃……S₅₁₆はそれぞれａ
＝０，１／１６，２／１６……１５／１６で、ｑ＝１／
１６となるから、０／１５，１／１５，２／１５……１５／１５となる。なおこのよ
うにして得た第３表、第４表、第５表の各値についての収束値
を、第６表、第７表、第８表に示す。

【表】

【表】このように、第３表、第４表、第５表に示す
「与えられたコードデータ」の最下位ビツトの更
に下位に２ビツト、３ビツト、４ビツトづつ無限
に附加して得られた「変換されたコードデータ」
の各値は、第６表、第７表、第８表に示すように
互いに等間隔の収束値をもつことが分るが、第３
表、第４表、第５表の「与えられたコードデー
タ」は、小数点以上のビツトの整数が増大するに
従つてサイクリツクに変化するから、、「変換され
たコードデータ」の値もサイクリツクにくり返さ
れることになる。例えば第３表の場合のように最下位ビツトの更
に下位に２ビツトを繰返し無限に附加する場合を
考えるに、今入力コードデータとして第９表に示
す如く小数４ビツトの標準の値をもつものが与え
られたとすると、変換されたコードデータとして
「．00000000……」〜「．11111111……」の16個
の値をもつものが得られる。

【表】かくする場合、無原にくり返す変換されたコー
ドデータ小数部分のみに着目してみるに、ある値
「．××111111……」とすぐ次の値「．××000000
……」との差は極く小さいことが分る。すなわち
第９表において与えられたコードデータが、第１
に「．0011」から「．0100」に変る場合、第２に
「．0111」から「．1000」に変る場合、第３に
「．1011」から「．1100」に変る場合、第４に
「．1111」から「．0000」に変る場合をそれぞれ
考えると、理論上コードデータ「．××111111…
…」に対してその最下位ビツトに「１」を加算す
れば「．××000000……」に変るはずである。し
かるに変換されたコードデータのビツトは無限に
続くのであるから、その最下位ビツトに加算され
るべき２進数は実質上極く小さい値（すなわちほ
ぼ０）になる。なおこのことは10進数に置き換え
て考えてもそのまま妥当することである。これに対してそれ以外の場合のある値から次の
値へ変るについてその変化は、10進数として第９
表に示したように「１／１２」となるから、実質的に上述の「．××111111……」から「．××000000…
…」への変化を無視し得る。このことから無限にくり返す変換されたコード
データが「．××111111……」から「．××000000
……」へ変る場合、表示上は極端に変化するが実
質上コードデータの内容をなす数値に変化はない
と言い得る。なお第９表の収吏値において、与えられたコー
ドデータが「．1111」から「．0000」に変る際
に、変換されたコードデータの値の収束値が
「１２／１２」から「０／１２」に極端に変化するよう
に見えるが、与えられたコードデータ「．0000」〜「．
1111」がサイクリツクに繰返されるものであるこ
とを考え合せると、変換されたコードデータの値
「．00000000……」及び「．11111111……」のも
つ意味は等しいと考えて良い。以上は与えられたコードデータの下位２ビツト
分をその最下位ビツトの更に下位にくり返し無限
に附加した場合について述べたが、３ビツト、４
ビツト……の多数ビツトをくり返す場合にも同様
に考えることができる。依つて一般的に言つて、「変換されたコードデ
ータ」の値のうち、「000000……」となる値と
「111111……」となる値とは、その値の内容の点
からみて等しいと考えて良い。そこで「変換されたコードデータ」がとり得る
値としてはそのいずれか一方、「000000……」又
は「111111……」となる値を省略しても良く、結
局ｎビツトのうち下位ｍビツトを小数部分で繰り
返し付加する場合、コードデータの値の組数は２
^m個から１個少ない（２^m−１）個に逓減させても
良いことになる。この考え方に立つて得られるこの発明の変換さ
れたコードデータは、例えば第９表のｍ＝２の場
合に基づいて第10表に示す如く、値の組の数は２
^m＝４個に１個逓減して12個になる。しかもかく
すれば、隣り合う値の数値間隔が相互に等しくな
る（第10表の場合１／１２になる）。

【表】この発明に依れば、本来16個の値をもつ小数４
ビツトの標準の２進コードデータを、第10表に示
す如く、数値の間隔が互いに等しい12個の真理値
をもつ２進コードデータに変換することができ
る。したがつてこの12個の真理値をもつ２進コー
ドデータは電子楽器において１オクターブ内の12
音名を表わす音名データに適用し得る。すなわち、第11表に示す如く、第10表に基づい
て得た12個の値に対して、12音名の各音名Ｃ〜Ｂ
を割当てると共に、整数部分にオクターブ番号を
表わす３ビツトの２進数「001」〜「110」を附加
する。

【表】

【表】第11表のようにした場合、変換されたコードデ
ータの数値は等間隔になるが、この関係を割当て
られたキーの音高の点から考えてみる。平均律に
おいては１オクターブに含まれる12音のうち第
（ｋ＋１）番目の音の周波数は第１番目の音に対
して２〓倍の比をもち、各音の間隔は２〓倍の周
波数比をもつ。すなわち各オクターブにおいて音
名Ｃ#，Ｄ，…，Ｂに対応する音は音名Ｃに対応
する音に対して２〓倍，２〓，２〓倍，……，２
〓倍の周波数比をもち、各音の間隔は２〓倍の周
波数比をもつ。そこで第ｋ番目の音の周波数をα
ｋ（正規化した周波数）としてこれを２を底とし
て対数をとれば、 Iog₂αｋ＝ｋ／１２ ……(6) ここでｋ＝１，２，……12である。したがつて(6)式の結果は第10表の収束値の関係
と一致することになる。ところで今(6)式においてｋの値を１オクターブ
の範囲に限定せずに拡げて考える。すなわちｋ＝
13，14……と増して行けば、(6)式の右辺の値が帯
分数の型になつて増大して行き、このことも第11
表の収束値の関係と一致する。以上の検討から、第11表の収束値は、全ての音
高の音の周波数について底を２として対数をとつ
た結果を表わしていることが分り、このことから
変換されたコードデータは各音高の周波数に対応
した数値（以下音高情報数値と呼ぶ）の対数を表
わしていることになる。例えば音高E₂のコードデータについて検討し
てみるに、音高E₂はと表わし得、従つて音高情報数値αＥ₂は αＥ₂＝5.3393…… ……(8) となる。これに対して音高E₃はと表わし得、従つて音高情報数値αＥ₃は αＥ₃＝10.6787…… ……(10) となる。更に音高E₄はと表わし得、従つて音高情報数値比αＥ₄は αＥ₄＝21.3574…… ……(12) しかるに(8)，(10)，(12)式を見れば明らかなように、
音高情報数値αＥ₂，αＥ₃，αＥ₄相互間の関係
は順次２倍になつている。すなわち αＥ₂＝α_０ ……（13）とおけば αＥ₃＝２α_０ ……（14） αＥ₄＝４α_０ ……（15）の関係となる。このことからαＥ₂，αＥ₃，αＥ₄は、オクタ
ーブ関係にある音高E₂，E₃，E₄の周波数の関係
を表わしていると言い得る。因みに音高E₄に対して半音高に音高F₄の場合
は、となる。ここで数1.05946は半音間隔の周波数比
を意味する。以上のように第11表の変換されたコードデータ
に各音高を割当てると、各音高の基準周波数に対
応した数値を表わすことになる。すなわちキーコード信号として第12表に示す如
く、整数第１ビツトの内容が「１」のとき（すな
わち「001.0000000000」というコードデータが与
えられたとき）楽音信号の周波数は1200セントと
なり、これにより1200セントのピツチの楽音が発
生されることを意味するようになされている。こ
れに対して整数第２ビツト、第３ビツトの内容が
「１」のとき（すなわち「010.0000000000」，
「100.0000000000」というコードデータが与えら
れたとき）1200×２ⁿセント（ｎ＝１，２）のピ
ツチの楽音が発生されることを意味し、また小数
第１ビツト、第２ビツト……第10ビツトの内容が
「１」のとき（すなわち「000.1000000000」，
「000.0100000000」……「000.0000000001」とい
うコードデータが与えられたとき）1200×２ⁿセ
ント（ｎ＝１，−２，……−10）のピツチの楽音
が発生されることを意味する。

【表】

【表】そこで、キーコードデータの内容が
「001.0000000000」だけ大きくなれば楽音は１オ
クターブ分（1200セント）だけ周波数が高くな
る。またキーコードデータの内容に
「000.0001010101」が加算されれば楽音は半音分
（100セント）だけ周波数が高くなるのに対して、
その補数「111.1110101010」が加算されれば（こ
のことは減算したことを意する）楽音は半音分
（100セント）だけ周波数が低くなる。同様にして
キーコードデータの内容に「000.0000001000」，
「000.0000101010」が加算されれば楽音はそれぞ
れ10セント、50セントだけ周波数が高くなる。一方ビブラート効果をつけるにはキーコードデ
ータの内容に「000.0000000001」〜
「000.0000011111」、又は「111.1111111110」〜
「111.1111100000」を加えれば良く、この場合楽
音はほぼ1.172セント〜36.3セントの幅で周波数
を変動する。さらにグライド効果をつける場合は、キーコー
ドデータの内容に「111.1110000000」を加算し
（「000.0001111111」を減算したことを意味す
る）、その後加算値を「111.1111111111」まで
徐々に増大させる。かくすれば楽音のピツチはほ
ぼ150セントだけ急激に低下し、その後徐々にも
とのピツチにもどる。以上のような原理をもつデータコード変換方法
は本発明にかかるデータコード変換装置として実
現され、第１図は、61キーを有する電子楽器のキ
ー情報形成装置に適用した一実施例を示してい
る。第１図において、１１は61個のキー１２に対応
するキースイツチ群で、61個のキースイツチは複
数のブロツクに区分されキーアサイナ１３によつ
て各ブロツクごとにそれぞれ１つづつ時間順次に
走査される。この場合ブロツクは１オクターブ単
位で区分され、音高C₁〜B₁，C₂〜B₂，……C₅〜
B₅を第１，第２……第５ブロツクに区分けし、
これに加えて音高C₆を第６ブロツクに区分けし
ている。かくしてキーアサイナ１３は第１〜第６
ブロツクを順次走査して現に走査しているブロツ
ク番号を表わす３本のライン出力でなる検出ブロ
ツク信号BL₀を発生すると共に、各ブロツクに属
する音名Ｃ〜Ｂに対応するキースイツチを走査し
て押鍵状態のキースイツチがあればその音名を表
わす４本のライン出力でなる検出ノート信号NT₀
を発生する。ここで検出ブロツク信号BL₀は３ビ
ツトの２進数で表わされる。また検出ノート信号
NT₀は４ビツトの２進数で表わされる。したがつ
て検出ノート信号NT₀は第10表において「与えら
れたコードデータ」として示されているように、
標準の２進数から４つの値「．0000」，「．
0100」，「．1000」及び「．1100」を除いて残る12
個の値「．0001」〜「．1111」に音名Ｃ〜Ｂを割
当てたと同様の内容をもつ。これらの検出ブロツク信号BL₀は整数ビツト入
力として加算器１４に入力される。また検出ノー
ト信号NT₀は小数入力として加算器１４に入力さ
れると共に、その下位２ビツトが小数部ビツトの
最下位ビツトに続く下位ビツトの入力として繰返
し加算器１４に与えられ、下位ビツトが付加され
る。これによりキーアサイナ１３の出力端に７ビ
ツトの検出キーコード信号KC₀が得られ、また加
算器１４の出力端には第11表において「変換され
たコードデータ」として示すと同様の変換キーコ
ード信号KCが得られる。なお第１図の場合加算器１４に入力及び出力さ
れる小数ビツト信号は第13表に示す如く10ビツト
となされ、これにより実際上許容誤差限度内にお
けるキーコード信号の近似演算を行うようになさ
れている。因みに第11表の「変換されたコードデ
ータ」が表わす数値は理論上無限の等比級数とし
て表わされるが、各音高のピツチへの影響を考え
ると第13表に示す如く10ビツト程度をとれば実用
上問題は生じない。

【表】このようにして加算器１４にて形成された変換
キーコード信号KCは周波数変換回路１５及びア
キユムレータ１６によつて予定の音高の繰返し周
波数信号に変換される。周波数変換回路１５は、対数形式の音高情報数
値を内容とする変換キーコード信号KCを、音高
情報数値を内容とする周波数ナンバ信号Ｆに変換
するもので、第２図に示す如く対数―リニア変換
用ROM１７を有し、変換キーコード信号KCのう
ち小数10ビツト部分のノート信号NTをROM１７
の読出入力として与える。ROM１７は第13表の
各キーコードのうちのノート信号（＝Iog₂α）に
対してその実数αに対応する値Ｋαを記憶してお
り、これにより対数形式の10ビツトのノート信号
NTをその実数αに対応した自然数形式の10ビツ
トのノート信号NT′に変換するようになされてい
る。このノート信号NT′はオクターブシフタ１８に
与えられ、ノート信号NT′の内容をなす２進数を
オクターブ信号BLの内容分だけシフトさせる。
オクターブシフタ１８は、例えばシフトレジスタ
構成となされ、オクターブ信号BLをデコーダ１
９によつてシフト信号に変換してオクターブ数分
だけシフトレジスタに記憶されたノート信号
NT′を上位ビツトの方向にシフトさせる。ここで
ノート信号NT′は音高情報数値を内容とするリニ
アな実数であるから、１ビツト，２ビツト…シフ
トさせればシフト後の出力信号の内容は入力信号
の２ⁿ（ｎ＝１，２…）倍となる。このことはオ
クターブ関係にある音の周波数が２ⁿの関係を有
しているのと同様であり、かくしてシフタ１８の
出力端から各音高に対応した大きさの周波数ナン
バ信号Ｆがアキユムレータ１６に出力される。アキユムレータ１６は周波数ナンバ信号Ｆをサ
ンプリング周波数ｓ（Hz）のサンプリングパル
スφのタイミングで繰返し累積し、その累積値が
モジユロＭを越えたときこの値Ｍを累積値から差
し引き、残つた値を基礎に改めて繰返し累積動作
を行う。かくしてアキユムレータ１６は累積値の
変化に対応して変化する鋸歯状波形の繰返し周波
数信号MUを形成する。この繰返し周波数信号
MUの周期は周波数ナンバ信号Ｆの大きさに対応
した長さになる。このアキユムレータ１６の出力端に得られる繰
返し周波数信号MUは波形メモリ（図示せず）の
読出し信号として用いられ、かくして繰返し波形
メモリの記憶波形を読出すことにより、結局キー
コード信号KC₀に対応するピツチの楽音信号が発
生される。第２図の構成によれば、周波数変換回路１５に
与えられた変換キーコード信号KCはその内容が
オクターブ信号BLでなる整数部の値βと、ノー
ト信号NTでなる小数部（．log₂α）との和とし
て、次式（オクターブ信号）×（ノート信号）＝β．Log₂
α…（17）で表わされる。しかるに右辺の小数部（．log₂α）は対数―リ
ニア変換用ROM１７によつて実数Ｋαに変換さ
れ、シフタ１８のシフト動作によつて２〓倍され
る。従つてシフタ１８から出力される周波数ナン
バ信号Ｆの値ＦはＦ＝２〓・Ｋα ……（18）となる。この周波数ナンバ信号Ｆはアキユムレータ１６
において繰返し周波数信号MUに変換されるが、
かくして得られる繰返し周波数信号MUの周波数
_Mは、 _M＝Ｆ・_ｓ／Ｍ ……（19）という値をもつことになる。因みに例えば音高Ａ４についてROM１７の定
数Ｋを求めてみると、音高Ａ４の楽音周波数_MA
₄は_MA4＝440（Hz）であり、キーアサイナ１３
の出力端の検出キーコード信号KC₀は
「011.1101」となる。従つてオクターブ信号BL₀
について２進数「011」は10進数で「３」である
からβ＝３となる。一方ノート信号NT₀について
２進数「．1101」を加算器１４で変換して得られ
る２進数「．1101010101」は第10表及び第11表に
示す如く10進数で約１０／１２であるからα＝２〓となる。これらの値を上述の（18）式に代入すると、Ｆ＝2³・K.2〓 ……（20）となる。一方_s＝25（ｋHz）、Ｍ＝1024としてこれを
（19）式に代入すると、Ｆ＝１０２４／２５０００・440 ……（21）となる。従つて（20）及び（21）式からＫを求め
ると、となる。結局対数―リニア変換用ROM１７には、音高
情報数値を内容とする実数αｉ＝α・1.2643412
……（ここでαｉは各音高の周波数）が記憶さ
れ、この記憶を加算器１４の出力端に得られる10
ビツトの小数部分のノートコード信号NT（その
内容は音高情報数値の対数でなる）によつてアド
レスするようになされている。第１図の加算器１４には上述のキーアサイナ１
３からの検出キーコード信号KC₀に対する加算デ
ータとしてピツチ変更信号PTが与えられる。こ
のピツチ変更信号PTは上述のようにしてアキユ
ムレータ１６にて得られる繰返し周波数信号MU
の周波数を必要に応じて変更し、これにより楽音
にビブラート効果、グライド効果等の効果をつけ
るものである。ピツチ変更信号発生回路２１はビブラートをつ
ける場合、第３図に示す如く、ビブラート発振器
２２（例えば896Hzの矩形波発振器でなる）と、
その発振出力をカウントする７ビツトのバイナリ
イカウンタ２３と、バイナリイカウンタ２３の各
ビツト出力に基づいてビブラート信号をピツチ変
更信号PTとして出力する論理回路２４とを有す
る。ビブラート発振器２２の出力パルスは入力アン
ドゲート２５を通じてバイナリイカウンタ２３の
カウント入力に供給される。バイナリイカウンタ
２３の各ビツト出力のうち第１〜第５ビツトはそ
れぞれ第１〜第５の排他的論理和回路２６Ａ〜２
６Ｅの一方の入力端に与えられ、また第６及び第
７ビツトは第６の排他的論理和回路２６Ｆに与え
られる。この第６の排他的論理和回路２６Ｆの出
力は第１〜第５の排他的論理和回路２６Ａ〜２６
Ｅの他方の入力端に与えられ、かくして第１〜第
５の排他的論理和回路２６Ａ〜２６Ｅからピツチ
変更信号PTの小数部10ビツトのうち下位５ビツ
ト分の出力を送出する。またバイナリイカウンタ
２３の最上位ビツトである第７ビツトの内容をピ
ツチ変更信号PTの整数部３ビツトと、小数部10
ビツトのうち上位５ビツト分の出力として直接送
出する。第３図の構成において、バイナリイカウンタ２
３の全てのビツトが「０」の状態において、発振
器２２の出力パルスが入力アンドゲート２５を介
して与えられると、第４図に示す如く、第６及び
第７ビツトが共に「０」の間は第６の排他的論理
和回路２６Ｆの出力が「０」であるので、カウン
タ２３の第１〜第５ビツトが「00000」〜
「11111」になるのに応じてこれが第１〜第５の排
他的論理和回路２６Ａ〜２６Ｅを通じてそのまま
出力される。従つてこのときピツチ変更信号PT
は「000.0000000000」から「000.0000011111」ま
で増加し続ける。やがて時点t₁においてカウンタ２３の第６ビツ
トが「１」になると、第６の排他的論理和回路２
６Ｆの出力が「１」になると共に、カウンタ２３
の第１〜第５ビツトの内容が「00000」に戻るこ
とにより第１〜第５の排他的論理和回路２６Ａ〜
２６Ｅの出力が「11111」になる。この状態から
カウンタ２３の第１〜第５ビツトの内容が
「00001」から「11111」まで増加すると、第１〜
第５の排他的論理和回路２６Ａ〜２６Ｅの出力は
「11110」から「00000」まで減少する。かくして
ピツチ変更信号PTは「000.0000011111」の状態
を基礎に、「000.0000011110」から
「000.0000000000」まで減少する。やがて時点t₂においてカウンタ２３の第１〜第
５ビツトが「00000」となると共に、第６，第７
ビツトが「０」，「１」になると、第６の排他的論
理和回路２６Ｆの出力は依然として「１」を維持
するので、ピツチ変更信号PTは
「111.1111111111」となり、続いて
「111.1111111110」から「111.1111100000」に変
化する。したがつてこのピツチ変更信号PTの変
化は補数の変化を表わすことになり、従つてこの
補数を加算器１４に加算することにより徐々に大
きくなる負の数を加えることになる。やがて時点t₃においてカウンタ２３の第１〜第
５ビツトが「00000」となると共に、第６，第７
ビツトが「１」，「１」になると、第６の排他的論
理和回路２６Ｆの出力が「０」になることによ
り、ピツチ変更信号PTは「111.1111100000」と
なり、続いて「111.1111100001」から
「111.1111111111」に変化する。従つてこのとき
ピツチ変更信号PTは補数を加算器１４に加える
ことにより徐々に小さくなる負の数を加えること
になる。やがて時点t₄においてカウンタ２３の第１〜第
５ビツトが「00000」となると共に、第６，第７
ビツトが「０」，「０」になると、ピツチ変更信号
PTは「000.0000000000」になり、全体として原
状態に戻る。ピツチ変更信号発生回路２１は以後以上の動作
を繰返し、かくして整数３ビツト小数10ビツトの
ピツチ変更信号PTとして値が０から正の方向に
上昇して最大値となり、続いて減少して０にな
り、さらに負の方向に減少して最小値になり、続
いて増加に転換して０に戻る三角波形に似た変動
する信号が得られる。このピツチ変更信号発生回路２１の出力は加算
器１４においてキーアサイナ１３から到来するキ
ーコード信号KC₀と加算され、これにより対数―
リニア変換回路１７（第２図）への変換キーコー
ド信号KCの内容、従つて楽音信号の周波数を周
期的に（例えば７Hz程度で）高、低両方に変化さ
せる。なおこのビブラート効果の場合、ピツチ変更信
号PTの内容が「0.0000000001」だけ変化するこ
とにより第12表について上述したように周波数す
なわちピツチは約1.172セントだけ上昇又は下降
し、変化最大値「0.0000011111」及び
「111.1111100000」のときは約36.31セントだけ上
昇又は下降するようになされている。第３図の場合、バイナリイカウンタ２３への入
力アンドゲート２５には、カウンタ２３の全ビツ
トの出力とビブラート操作回路３０の出力とを入
力とするオア回路３１の出力が開制御信号として
与えられている。ビブラート操作回路３０は論理
「１」の電圧源に接続されたビブラートスイツチ
３２を具え、このスイツチ３２を閉じることによ
り論理「１」の開信号をオア回路３１を介して入
力アンドゲート２５に与えてこれを開いて繰返し
周波数信号MUにビブラートを与えるようになさ
れている。一方スイツチ３２のオア回路３１側に
比較的高い抵抗３３を通じて論理「０」の電圧源
が接続され、スイツチ３２を開いたときビブラー
ト操作回路３０から送出される開制御信号の論理
レベルが「０」となるようにし、これによりバイ
ナリイカウンタ２３の全ビツトの内容が全て
「０」になつたとき入力アンドゲート２５を閉じ
てビブラート動作を止めるようになされ、かくし
てビブラートをかけ始める際のピツチの変動が０
セントから開始するようになされている。また第１図においてピツチ変更信号発生回路２
１によつてグライド効果をつける場合は、第５図
に示す如く、グライド発振器３５（矩形波パルス
発振器でなる）と、その発振出力をカウントする
７ビツトのバイナリイカウンタ３６と、バイナリ
イカウンタ３６の全ビツトをナンド回路３７によ
つて受けてバイナリイカウンタ３６に対する入力
アンドゲート３８に対する開制御信号を発生する
カウント制御回路３９と、グライドスイツチ４０
を有するグライド操作回路４１とを具える。グライド操作回路４１はグライドスイツチ４０
を閉じたとき論理「１」の電圧源の出力をリセツ
ト信号としてカウンタ３６に与える。このときカ
ウンタ３６の全ビツトの内容は「０」になり、こ
れによりナンド回路３７から入力アンドゲート３
８に論理「１」の開信号を与え、これにより発振
器３５の出力がアンドゲート３３を介してカウン
タ３６に与えられるが、カウンタ３６はグライド
スイツチ４０が閉じている間リセツトされていて
カウント動作を行なわない。その後、グライドス
イツチ４０を開くとカウンタ３６はリセツトが解
除されてカウントを開始する。やがてカウンタ３６の全ビツトの内容が「１」
になるとナンド回路３７の出力が「０」になるこ
とによりアンドゲート３８を閉じ、これによりグ
ライド効果を終了する。したがつてカウンタ３６のビツト出力はピツチ
変更信号PTの小数部10ビツトのうち下位７ビツ
ト分の出力として送出される。これに対してピツ
チ変更信号PTの小数部10ビツトのうち上位３ビ
ツト分の出力と、整数部３ビツト分の出力とが論
理「１」の電圧源から送出される。第５図の構成において、グライド効果をつけて
いないときバイナリイカウンタ３６の内容は
「1111111」となつて停止しており、従つてピツチ
変更信号PTは「111.1111111111」となり、楽音
に対するピツチの変更はない。この状態からグラ
イドスイツチ４０を閉じてバイナリイカウンタ３
６をリセツトすると、ピツチ変更信号PTが補数
「111.1110000000」となることにより比較的大き
な負の数値に急激に減少する。これと同時に入力
アンドゲート３８が開くが、カウンタ３６はグラ
イドスイツチ４０が閉じている間リセツトされて
いる。その後、スイツチ４０を開くとカウンタ３
６はリセツトが解除されてカウントを開始するこ
とにより、ピツチ変更信号PTは補数
「111.1110000001」から「111.1111111111」まで
変化し、これにより負の数値が徐々に小さくなつ
て行く。やがてバイナリイカウンタ３６の内容が
「1111111」になると、入力アンドゲート３８が閉
じて原状態にもどる。ここでピツチ変更信号PTはその内容が最大変
化値「111.1110000000」になつたとき第６図に示
す如く約150セント分だけ楽音信号の周波数を引
き下げ、その後「111.1110000001」づつ変化する
ことにより楽音信号の周波数を1.172セント分づ
つ徐々に上昇させるようになされており、かくし
て楽音信号にグライド効果を与えるようになされ
ている。なお第６図において区間T₀はグライド
スイツチ４０を閉じていることによりバイナリイ
カウンタ３６はリセツト状態になつているため、
最も深くグライドがかかつていることを表わす。上述のようにこの発明に依れば、標準の複数ビ
ツトの２進コードのうち下位複数ビツトの内容
を、その最下位ビツトの更に下位に繰返し附加す
るビツト付加手段を備えており、収束値が同じ場
合にはその１つを選択するようにしているので全
体として値の数を逓減させながらしかも各値が表
わす数値内容が等差間隔をもつような２進データ
コードを容易に得ることができる。なお上述においてはこの発明を電子楽器に適用
した場合について述べたがこれに限らず、等比間
隔のデータコードを必要とする場合に広く適用で
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明に依るデータコード変換装置
の一例を適用してなる電子楽器を示すブロツク
図、第２図ないし第６図は第１図の詳細構成の説
明に供する略線的接続図及び信号波形図である。１２……キー、１１……キースイツチ、１３…
…キーアサイナ、１４……加算器、１５……周波
数変換回路、１６……アキユムレータ、１７……
対数―リニア変換用ROM、１８……オクターブ
シフタ、２１……ピツチ変更信号発生回路、２２
……ビブラート発振器、２３，３６……バイナリ
イカウンタ、２４……論理回路、３０……ビブラ
ート操作回路、３２……ビブラートスイツチ、３
５……グライド発振器、３９……カウント制御回
路、４０……グライドスイツチ、４１……グライ
ド操作回路。

Claims

【特許請求の範囲】１ｎビツトの標準２進コードデータのうち下位
のｍビツト（ｍｎ）を当該２進コードデータの
最下位ビツトにひき続く更に下位の小数桁に順次
くり返し付加するビツト付加手段を備え、前記ビツト付加手段の出力のうち収束値が同じ
ものについて１つのみを選択することにより２ⁿ
個の２進コードデータを２^mごとに１個ずつ逓減
するようにしてなるデータコード変換装置。２ビツト付加手段における付加が下位ｍビツト
の２進コードデータの最下位の下にくり返し付加
する回数を許容有限回に制限されたものである特
許請求の範囲第１項記載のデータコード変換装
置。