JPS6232710B2 - - Google Patents
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- JPS6232710B2 JPS6232710B2 JP54148299A JP14829979A JPS6232710B2 JP S6232710 B2 JPS6232710 B2 JP S6232710B2 JP 54148299 A JP54148299 A JP 54148299A JP 14829979 A JP14829979 A JP 14829979A JP S6232710 B2 JPS6232710 B2 JP S6232710B2
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/02—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC
- H02M5/04—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters
- H02M5/22—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M5/25—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/27—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means for conversion of frequency
- H02M5/272—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means for conversion of frequency for variable speed constant frequency systems
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
- Control Of Eletrric Generators (AREA)
- Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
Description
本発明は、負荷の減少又は無負荷状態の発生
後、従来の可変周波・定周波数（VSCF）電力発
生装置によつて生ずる交流電力信号の過電圧過渡
現象の抑制に関する。“交流電力信号”は、本装
置により負荷に分配される多相交流電圧（第１
図、右側Ｖa，Ｖb，Ｖc）である。 この説明のために、“負荷状態”という言葉
は、本装置に対して規定される交流電力信号の正
常安定状態にある負荷の状態を言う。“負荷減少
状態”という言葉は、交流電力信号の負荷が変化
し、負荷状態から減少はしたが、なお減少した値
で存在している時の状態を言う。“無負荷状態”
という言葉は、交流電力信号の負荷が、完全に取
り除かれた時の状態を言う。“電圧レベル項”と
いう言葉は、VSCF装置が交流電力信号を維持で
きる電圧振幅範囲を意味する。 可変周波・定周波数（VSCF）電力発生装置は
周知であり、このような装置は、飛行機に使用さ
れている。代表的な従来のVSCF電力発生装置
は、次の米国特許及び対応する英国特許に開示さ
れている。
後、従来の可変周波・定周波数（VSCF）電力発
生装置によつて生ずる交流電力信号の過電圧過渡
現象の抑制に関する。“交流電力信号”は、本装
置により負荷に分配される多相交流電圧（第１
図、右側Ｖa，Ｖb，Ｖc）である。 この説明のために、“負荷状態”という言葉
は、本装置に対して規定される交流電力信号の正
常安定状態にある負荷の状態を言う。“負荷減少
状態”という言葉は、交流電力信号の負荷が変化
し、負荷状態から減少はしたが、なお減少した値
で存在している時の状態を言う。“無負荷状態”
という言葉は、交流電力信号の負荷が、完全に取
り除かれた時の状態を言う。“電圧レベル項”と
いう言葉は、VSCF装置が交流電力信号を維持で
きる電圧振幅範囲を意味する。 可変周波・定周波数（VSCF）電力発生装置は
周知であり、このような装置は、飛行機に使用さ
れている。代表的な従来のVSCF電力発生装置
は、次の米国特許及び対応する英国特許に開示さ
れている。
【表】
従来のVSCFシステムのすぐれた一般的検討
は、飛行機電力セミナテクニカルプロシーデイン
グ（Aircraft Electrical Power Seminer
Technical Proceedings）、ジエネラル エレク
トリツク社、飛行機部門、ビンガムトン
（Binghamton）、ニユーヨーク、1977年５月10−
11日に見られる。 従来のVSCF電力発生装置は、交流電力信号に
過電圧過渡現象を生じ、これは、負荷減少又は、
無負荷状態の発生後、（交流電力信号の）最初の
数サイクル例えば３〜４サイクルの間、装置のサ
イクロコンバータによつて生ずる。交流電力信号
のこれらの過電圧過渡現象は、(1)サイクロコンバ
ータのSCR（サイリスタ）の転流失敗、(2)交流
電力信号によつて与えられる負荷の機能低下を含
むVSCF電力発生装置に関するいくつかの問題を
惹き起こす。 従来のVSCF電力発生装置における負荷減少又
は無負荷状態の発生後、交流電力信号の最初の数
サイクルの間に現われる過電圧過渡現象は、いく
つかの要因に起因する。従来のVSCF電力発生装
置における各サイクロコンバータは、電源インピ
ーダンスを呈し、サイクロコンバータによつて交
流電力信号に重畳される整流器リツプル成分を除
去するために低域フイルタとして働く大容量値の
キヤパシタを出力側に設けなければならない。負
荷減少又は無負荷が発生すると、交流電力信号の
電圧レベルは、フイルタ用容量により生じたほぼ
零力率の大電流と、サイクロコンバータの電源イ
ンピーダンスのために、決められた電圧レベルよ
り大きくなつてしまう。従来のVSCF装置の各相
に設けられた電圧調整器は、電圧調整制御ループ
の応答が遅いために、負荷減少又は無負荷状態の
発生後、最初の数サイクル、例えば３〜４サイク
ル内に交流電力信号の電圧レベルを減少させるこ
とはできない。電圧調整制御ループの速度は、従
来のVSCF電力発生装置では速くできない；その
様な速度の増加を試みても、ループ不安定性が入
つてきてしまう。過電圧過渡現象によつて惹起さ
れる困難性を、第１図の記載と共に更に検討す
る。 本発明の目的は、過電圧過渡状態をほぼ減少さ
せるVSCF電力発生装置を提供することである。 簡単に言えば、本発明の装置は、負荷減少又は
無負荷状態の発生直後から、従来のVSCF装置の
電圧調整制御ループが、交流電力信号の電圧振幅
レベルの制御を再開できるまでに、可変周波・定
周波数（VSCF）電力発生装置のサイクロコンバ
ータによつて生じた交流電力信号の電圧レベルを
所定の電圧レベル最大値以下に抑える様に働く。 第１図は、前記引用した型、例えばリストアツ
プした最後の２つの特許明細書（ラフユーズ、メ
ツセンジヤ）の従来のVSCF装置のブロツクダイ
ヤグラムである。本装置は、発電機パツケージ
GP、装置にD.C電源電圧を供給する制御電源
CP、発電機パツケージ内に納められている励磁
機EXCのD.C界磁電流を調整するD.C電圧調整器
REG、３つの周波数コンバータ２００Ａ，２０
０Ｂ，２００Ｃ、400Hz波形発生器、及びブロツ
ク１０内の３相電圧調整器から成つている。 発電機パツケージGP、永久磁石発電機PMG、
励磁機EXC及び主発電機MGを備えている。３つ
の回転機PMG，EXC及びMGは、飛行機エンジン
駆動のような原動機によつて駆動される。これら
は、飛行機のエンジンが停止から始動し、運航速
度になるまで所定の順序で次々と作動する。D.C
制御電源CPと、D.C電圧調整器REGは、永久磁
石発電機PMGによつて励起される。飛行機のエ
ンジンが可変速度のために、主発電機MGは、可
変周波数の出力電圧を出す。しかし、主発電機
が、正常な全速力で運転している時には、出力周
波数は、約3500Hzとされているのが普通である。
第１図の装置の機能は、可変周波数、そして通常
は可変振幅の主発電機MGからの利用できる電力
を変換して、通常400Hzの定周波数、ほぼ定振幅
の出力を出し、この出力を多相で供給するように
なすことである。第１図の装置は、負荷LD（図
示せず）に加えられる交流電力信号Ｖa，Ｖb，Ｖ
cとして３相出力を供給する。 交流電力信号Ｖa，Ｖb，Ｖcは、暫くの間別個
に考えて良い電圧調整器１０に対し、３相ａ、
ｂ、ｃのそれぞれに個別に、入力信号として加え
られる。ユニツト１０内において、そして引き続
き第２図の考察から明らかとなるように、信号Ｖ
a，Ｖb，Ｖcは整流され、フイルターを通され、
それぞれ線２７，２８，２９にはD.C出力電圧が
生ずる。線２７，２８，２９に現われるD.C電圧
は、以下V27，V28，V29（第２図参照）として考
える。これらの振幅は、それぞれ交流電力信号Ｖ
a，Ｖb，Ｖcと関係している。信号V27，V28，V29
は、400Hz波形発生器１２へ入力信号として加え
られ、そして、それぞれ周波数コンバータ２００
Ａ，２００Ｂ，２００Ｃに加えられる400Hz波形
発生器の400Hz出力信号Ｖ１２Ａ，Ｖ１２Ｂ，Ｖ
１２Ｃの振幅を制御する働きをしている。電圧Ｖ
１２Ａ，Ｖ１２Ｂ，Ｖ１２Ｃは、それぞれ交流電
力出力信号Ｖa，Ｖb，Ｖcの振幅、周波数、位相
変位を検出するいわゆる“基準”電圧である。こ
うして、交流電力信号Ｖaに関して、代表として
コンバータ２００Ａに対して与えられる各周波数
コンバータの第１のフイードバツクループができ
あがる。この信号Ｖaを、コンバータ２００Ａの
右側の起点にとると、信号は、電圧調整器１０、
それから信号V27として波形発生器１２へ、それ
から基準信号Ｖ１２Ａとしてコンバータ２００Ａ
へ伝達される。この第１のフイードバツクループ
は、後続の記載から明らかな様に、比較的応答が
遅く、従つて、負荷減少状態又は無負荷状態の発
生に際して、迅速に異常電圧振幅を復元すること
はできない。 各周波数コンバータ２００は、第２のフイード
バツクループを備えている。再び、他の２つのコ
ンバータ２００Ｂ，２００Ｃに対しての代表とし
てコンバータ２００Ａをとり、コンバータ２００
Ａの右側を起点にする。信号Ｖaは、フイードバ
ツク回路網FBに導びかれ、フイードバツク出力
信号ＶFを生じ、ＶFは、コンバータ２００Ａ内の
加算装置Ｓで、基準信号Ｖ１２Ａと結合される。
この加算装置は、実際には減算作用をする。第１
で解る様に、信号Ｖ１２Ａは加算装置Ｓの正の入
力端子に加えられ、一方フイードバツク信号ＶF
は、負の入力端子に加えられる。従つて加算装置
Ｓは、今述べる様に、コンバータ２００Ａ内を伝
達する出力誤差信号Ｖeを生ずる。こうして、第
２のフイードバツク路が与えられるが（フイード
バツク回路網FBを介して）、装置全体の応答は、
遅すぎて、過電圧過渡現象を十分抑えることはで
きない。 他の２つのコンバータ２００Ｂ，２００Ｃに対
しても代表である周波数コンバータ２００Ａの説
明によつて、第１図の説明は完了する。誤差信号
Ｖeを増幅し、増幅した電圧を変調器MDに加える
増幅器AMPが加算装置Ｓに続き、主発電機の周
波数出力は、点弧波形発生器FWに加えられ、こ
れは、主発電機（MG）周波数であるが、改善し
た波形の信号を出力する。変調器MDは、増幅器
AMPと、点弧波形発生器FWの出力を相互変調
し、相互変調された出力信号は、主発電機MGの
出力を入力信号として受け入れるサイクロコンバ
ータCCLに加えられる。サイクロコンバータ
CCLの出力は、所定の400Hz一定であるが、主発
電機周波数リツプルを除くために、フイルタFIL
を通すことが必要である。フイルターを通した出
力信号は、交流電力信号Ｖaである。 各フイルタ段は、関連するサイクロコンバータ
の出力から、接地される大容量値のキヤパシタを
備えている。このキヤパシタの大容量値のため
に、当該サイクロコンバータにおけるSCRのス
イツチング作用により生じた交流電力信号から整
流器リツプル成分を取り除くための低域フイルタ
として作用する。更に、各サイクロコンバータ
は、有限の電源インピーダンスを呈する。 負荷減少又は無負荷状態が生ずると、交流電力
信号の電圧レベルは、サイクロコンバータの電源
インピーダンスと、関係するフイルタのキヤパシ
タによる大きな進み電流のために、所定の電圧レ
ベル範囲を超えてしまう。電圧調整制御ループ
（各電圧調整制御ループは、それぞれ個々の位相
電圧調整器、400Hz波形発生器、増幅器、変調
器、サイクロコンバータ及びフイルタを有する）
は、余りにも応答が遅すぎて、負荷減少又は無負
荷状態発生後、少なくとも交流の最初の数サイク
ルの間で、交流電力信号の電圧振幅レベルの制御
を回復することができないので、個々の相電圧調
整器は、負荷減少又は無負荷状態発生後、少なく
とも最初の数サイクル、例えば３〜４サイクルの
間に過電圧過渡現象を抑制することはできない。
装置のループ不安定性が入つてくるので、従来の
VSCF電力発生装置では、電圧調整制御ループの
速度は上げることができない。従つて、従来の
VSCF電力発生装置では、負荷減少又は無負荷状
態の発生後、交流の最初の数サイクル間存在する
交流電力信号過電圧過渡現象は、取り除くことは
できない。 従来のVSCF電力発生装置の交流電力信号にお
ける過電圧過渡状態は、いくつかの問題を生ず
る。第１に、サイクロコンバータのSCRの転流
失敗が増加する。この転流失敗の増加は、主発電
機の高周波数（例えば3500Hz）、交流電力信号に
おける過電圧状態、出力フイルタによつて惹起さ
れる大電流（ほぼ零力率）に起因する。これらの
３つの要因は、サイクロコンバータのSCRのタ
ーンオフ時間を相当に減少させる働きをし、この
ことは、サイクロコンバータのSCRを自然に転
流させる時間を少なくすることを意味する。ほ
ぼ、最も正常な負荷状態の場合である力率１の負
荷を転流するよりも、フイルタ容量のような力率
零の負荷を自然に転流することはずつと難しいこ
とは注目すべきである。負荷減少又は無負荷状態
発生後、交流電力信号における過電圧過渡状態を
迅速に減少させることにより、本発明の装置は、
前述の転流失敗問題を取り除こうというものであ
る。 過電圧過渡状態により起こされる他の問題は、
交流電力信号に接続される多くの他の装置の負荷
の電気的性能に逆に影響を与えるということであ
る。VSCF電力発生装置における過電圧過渡現象
問題は、従来の交流電力発生装置における過渡現
象問題と同じで、可能な限り減らすべきである。 本発明の装置は、各相電圧調整器１０により、
400Hz波形発生器１２へ与えられるVSCF D.C制
御信号V27，V28，V29の電圧レベルを所定のより
低いレベルに下げることによつて過電圧過渡状態
を取り除く。D.C制御信号は、負荷減少又は無負
荷状態発生後、例えば交流電力信号1/2サイクル
間、本発明の装置により所定のより低いレベルま
で下げられ、この振幅レベルの降下は、本発明の
装置により、電圧調整制御ループが、交流電力信
号の電圧振幅レベルの適切な制御を再開できるま
で続けられる。本発明の装置は、応答が速いの
で、本発明の装置は、過電圧過渡状態をほぼなく
すことができる。 第２図を見ると、本発明による装置の実施例が
示されており、D.C制御信号の振幅レベルは、所
定の低いレベルに速やかに下げられる。 第２図は、点線ブロツク２０内に示された回路
を附加することにより、本発明により修正された
第１図の従来の電圧調整器１０の１つの個々の相
（ａ相）を詳細に示している。調整器１０の２つ
の他の相（ｂ相、ｃ相）は、単に省略形（増幅器
５８ｂ，５８ｃ）で示しているにすぎない。第２
図の装置の作用のより良い理解のために、相電圧
調整器の従来部分を先ず説明する。 例えば、AC115ボルト、400HzのＶaとして示す
交流電力信号が、結節点３０に加えられ、これ
は、抵抗３２の第１のリード線に接続される。抵
抗３２の第２のリード線は、カソードが、演算増
幅器４４の非反転入力端子に接続されるダイオー
ド４２のアノードに接続される。同様に、抵抗３
２の第２のリード線は、ダイオード４０のカソー
ドに接続され、そのアノードは、演算増幅器４４
の反転入力端子に接続される。演算増幅器４４の
反転入力は、抵抗３６を介して、結節点３４にお
ける基準電圧源ＶRに接続される。基準電圧源ＶR
は、例えば6.2ボルトのD.C振幅値を有してい
る。演算増幅器４４の反転入力は、キヤパシタ４
６及び並列に接続された抵抗３８によつて出力側
に接続れている。更に、演算増幅器の非反転入力
側は、並列接続されたキヤパシタ４８と抵抗５０
を介して接地されている。 ダイオード４０，４２及び演算増幅器４４は、
整流し、ろ波して、交流電力信号Ｖaの一定の割
合で小さくした値を、一定の割合で小さくした基
準電圧信号ＶRと比較すように作用する。例え
ば、交流電力Ｖaが零値の時、演算増幅器４４の
出力は、基準電圧ＶRが演算増幅器４４の反転入
力に加えられているので、大きな負の値となる。
交流電力Ｖaの値が増加するにつれて、演算増幅
器４４の出力電圧も正方向に増加する。抵抗３８
の値は、抵抗３２の値よりも小さいので、演算増
幅器のゲインは小さな値であることは注目すべき
ことである。演算増幅器４４は、線形増幅器とし
て働くように接続されており、小さなゲインは、
もはや線形でなくなつてしまう飽和を防ぐために
必要である。更に、演算増幅器４４の段階の時定
数は、交流電力Ｖaの周波数よりもずつと小さい
しや断周波数を有するように選ばれている。この
周波数は、第１図に示した波形発生器によつて設
定され、例えば400Hzに設定される。こうして、
演算増幅器４４の出力に存在しているD.C信号に
おけるリツプル成分のろ波が生ずる。 演算増幅器４４からの出力信号は、抵抗５２を
介して演算増幅器５８の反転入力に接続される。
演算増幅器５８の反転入力は、抵抗５４、キヤパ
シタ５６によつて、その出力側に接続されてい
る。演算増幅器５８の非反転入力は、抵抗６０に
よつて接地される。 演算増幅器５８は、線形増幅器として作用し、
反転入力に、抵抗５２によつて加えられる負の
D.C信号を反転し、増幅する。抵抗５４の値は、
抵抗５２の値よりもずつと大きいので、演算増幅
器５８は、大きなゲインが得られる。交流電力Ｖ
aをきめ細かく調整するためには、大きなゲイン
が必要である。キヤパシタ５６の大きな値は、以
下に詳述するように、電圧調整制御ループを安定
にするために必要である。しかしながら、キヤパ
シタ５６の値を大きくすると、電圧調整制御ルー
プの応答が相当に遅くなる。抵抗６０は、演算増
幅器５８の入力フオトセツト電流によつて生じる
D.Cオフセツトを減らすように働く。今、明らか
な様に、演算増幅器５８の出力に存在するD.C電
圧は、交流電圧Ｖaが零より大きな値の時、正の
値を有する。 抵抗６２は、演算増幅器５８の出力側に接続さ
れて、演算増幅器５８からのD.C制御信号V27
（第３図ないし第５図参照）を、第１図の400Hz波
形発生器１２に接続された線２７に供給する。抵
抗６２は、演算増幅器５８が、有限な電源インピ
ーダンスを呈するように必要である。第２図の実
施例に対し、線２７におけるD.C制御電圧の正常
な範囲の値は７ないし10ボルトの間であり、この
範囲は、第３図ないし第５図のオシログラムに反
映されている。線２７におけるD.C制御電圧は、
第２図には詳細に示されていない他の２つの相電
圧調整器によつて与えられる線２８，２９におけ
るD.C制御電圧と同様、400Hz波形発生器１２に
加えられる。 第２図の実施例による本発明の装置を、今説明
する。コンバータのａ相出力の電流Ｉaの振幅に
応答する電流検出変成器８２は、抵抗８４，８６
を介して接地され、ダイオード８８，９０を介し
て第２の接続部９２に接続される。ダイオード８
８，９０は、全波整流器として働き、第２の接続
部９２に対し、800Hzリツプルを伴なう正のD.C
電圧を供給するように接続される。同様に、コン
バータのｂ相出力における電流Ｉbの振幅に応答
する電流検出変成器９４は、抵抗９６，９８を介
して接地され、ダイオード１００，１０２を介し
て第２の接続部９２に接続される。更に、コンバ
ータのｃ相出力における電流Ｉcの振幅に応答す
る電流検出変成器１０４は、抵抗１０６，１０８
を介して接地され、ダイオード１１０，１１２を
介して第２の接続部９２に接続される。変成器８
２と同様、変成器９４，１０４も800Hzリツプル
成分を伴なう正のD.C信号を第２の接続部９２に
供給する。 第２の接続部９２におけるD.C信号は、それぞ
れ電流検出変成器８２，９４，１０４からの３つ
の800Hzリツプル成分の和により、2400Hzのリツ
プル周波数を有する。 シリコンダイオードのような整流器７０は、線
２７と第１の接続部７３の間に接続される。同様
に、シリコンダイオードのような整流器７２は、
線２８（交流電圧Ｖbに対する相電圧調整器によ
つて与えられたD.C制御信号）と第１の接続部７
３間に接続され、シリコンダイオードのような整
流器７４は、線２９（交流電圧Ｖcに対する相電
圧調整器によつて与えられたD.C制御信号）と第
１の接続部７３間に接続される。ダイオード７
０，７２，７４はそれぞれ順方向にバイアスされ
た時、線２７，２８，２９上の正のD.C制御信号
を第１の接続部７３に供給するように接続されて
いる。 抵抗７６は、第１の接続部７３と第２の接続部
９３間に接続される。同様に、キヤパシタ７８
は、第１の接続部７３と第２の接続部９２間に接
続される。抵抗８０は、第２の接続部９２とアー
ス間に接続される。 抵抗７６の抵抗値は、ダイオード７０，７２，
７４が、定常状態の動作（電力線における無負荷
過渡現象）中順方向バイアスされた時、回路２
７，２８，２９に大きな負荷が加えられずに、ダ
イオード７０，７２，７４が逆バイアスされた時
キヤパシタ７８を放電するように選ばれる。電力
線に負荷過渡状態がある間中、接続部９２におけ
る信号は変化する。 キヤパシタ７８の容量値は、キヤパシタ７８
が、負荷減少又は無負荷状態の発生後、交流の所
定サイクルの間抵抗７６を短絡するように選ばれ
る。こうして、回路２７，２８，２９の負荷は、
抵抗８０と、電流変成器負荷抵抗によつて決めら
れる。 第２の接続部における制御信号の振幅レベル
は、ダイオード７０，７２，７４が順バイアス状
態の時、線２７，２８，２９におけるD.C制御信
号の電圧降下を線形で制御するということは注目
すべきことである。電圧は、抵抗６２，６６，６
８間で降下されるということは注目されるべきで
ある。 所定サイクル数は、負荷減少又は無負荷状態が
生じた後の従来のVSCF装置の電圧調整制御ルー
プの時間遅延よりも大きい。 抵抗値は、負荷減少の間の回路２７，２８，２
９における電圧降下が、回路２７，２８，２９の
電圧を、減少した負荷状態の新たな定常状態の値
にするに十分であるように選ばれる。 所定サイクル数が過ぎ去つた後、キヤパシタ７
８は、再び回路を開き、線２７，２８，２９にお
けるD.C制御信号は、殆んど抵抗７６，８０によ
つては制御されず、従来のVSCF電力発生装置の
電圧調整制御ループによつてほぼ制御される。従
つて本発明の装置は、負荷減少又は無負荷状態の
発生の最初の1/2サイクル内に、線２７，２８，
２９におけるD.C制御信号を、新たな定常状態の
値に下げてしまう。それから、従来のVSCF電力
発生装置の電圧調整制御ループが、交流電力信号
の電圧制御を行なう。 本発明の装置は、サイクロコンバータの出力に
接続されたフイルタによつて生じた時間遅延のた
めに、交流の最初の半サイクルの後に過電圧過渡
現象だけを減らすことができるということは注目
すべきである。換言すれば、本発明の装置は、出
力側のフイルタ容量による補正における時間遅延
のために、負荷減少又は無負荷状態発生後の交流
電力信号の最初の1/2サイクルにおける過電圧過
渡状態を完全には除去できない。 以下の表１は、３相AC115ボルト、400Hz、
30／40KVA負荷に接続されたVSCF電力発生装置
に対する第２図の本発明装置の実施例の代表的な
素子の値をリストアツプしたものである。
は、飛行機電力セミナテクニカルプロシーデイン
グ（Aircraft Electrical Power Seminer
Technical Proceedings）、ジエネラル エレク
トリツク社、飛行機部門、ビンガムトン
（Binghamton）、ニユーヨーク、1977年５月10−
11日に見られる。 従来のVSCF電力発生装置は、交流電力信号に
過電圧過渡現象を生じ、これは、負荷減少又は、
無負荷状態の発生後、（交流電力信号の）最初の
数サイクル例えば３〜４サイクルの間、装置のサ
イクロコンバータによつて生ずる。交流電力信号
のこれらの過電圧過渡現象は、(1)サイクロコンバ
ータのSCR（サイリスタ）の転流失敗、(2)交流
電力信号によつて与えられる負荷の機能低下を含
むVSCF電力発生装置に関するいくつかの問題を
惹き起こす。 従来のVSCF電力発生装置における負荷減少又
は無負荷状態の発生後、交流電力信号の最初の数
サイクルの間に現われる過電圧過渡現象は、いく
つかの要因に起因する。従来のVSCF電力発生装
置における各サイクロコンバータは、電源インピ
ーダンスを呈し、サイクロコンバータによつて交
流電力信号に重畳される整流器リツプル成分を除
去するために低域フイルタとして働く大容量値の
キヤパシタを出力側に設けなければならない。負
荷減少又は無負荷が発生すると、交流電力信号の
電圧レベルは、フイルタ用容量により生じたほぼ
零力率の大電流と、サイクロコンバータの電源イ
ンピーダンスのために、決められた電圧レベルよ
り大きくなつてしまう。従来のVSCF装置の各相
に設けられた電圧調整器は、電圧調整制御ループ
の応答が遅いために、負荷減少又は無負荷状態の
発生後、最初の数サイクル、例えば３〜４サイク
ル内に交流電力信号の電圧レベルを減少させるこ
とはできない。電圧調整制御ループの速度は、従
来のVSCF電力発生装置では速くできない；その
様な速度の増加を試みても、ループ不安定性が入
つてきてしまう。過電圧過渡現象によつて惹起さ
れる困難性を、第１図の記載と共に更に検討す
る。 本発明の目的は、過電圧過渡状態をほぼ減少さ
せるVSCF電力発生装置を提供することである。 簡単に言えば、本発明の装置は、負荷減少又は
無負荷状態の発生直後から、従来のVSCF装置の
電圧調整制御ループが、交流電力信号の電圧振幅
レベルの制御を再開できるまでに、可変周波・定
周波数（VSCF）電力発生装置のサイクロコンバ
ータによつて生じた交流電力信号の電圧レベルを
所定の電圧レベル最大値以下に抑える様に働く。 第１図は、前記引用した型、例えばリストアツ
プした最後の２つの特許明細書（ラフユーズ、メ
ツセンジヤ）の従来のVSCF装置のブロツクダイ
ヤグラムである。本装置は、発電機パツケージ
GP、装置にD.C電源電圧を供給する制御電源
CP、発電機パツケージ内に納められている励磁
機EXCのD.C界磁電流を調整するD.C電圧調整器
REG、３つの周波数コンバータ２００Ａ，２０
０Ｂ，２００Ｃ、400Hz波形発生器、及びブロツ
ク１０内の３相電圧調整器から成つている。 発電機パツケージGP、永久磁石発電機PMG、
励磁機EXC及び主発電機MGを備えている。３つ
の回転機PMG，EXC及びMGは、飛行機エンジン
駆動のような原動機によつて駆動される。これら
は、飛行機のエンジンが停止から始動し、運航速
度になるまで所定の順序で次々と作動する。D.C
制御電源CPと、D.C電圧調整器REGは、永久磁
石発電機PMGによつて励起される。飛行機のエ
ンジンが可変速度のために、主発電機MGは、可
変周波数の出力電圧を出す。しかし、主発電機
が、正常な全速力で運転している時には、出力周
波数は、約3500Hzとされているのが普通である。
第１図の装置の機能は、可変周波数、そして通常
は可変振幅の主発電機MGからの利用できる電力
を変換して、通常400Hzの定周波数、ほぼ定振幅
の出力を出し、この出力を多相で供給するように
なすことである。第１図の装置は、負荷LD（図
示せず）に加えられる交流電力信号Ｖa，Ｖb，Ｖ
cとして３相出力を供給する。 交流電力信号Ｖa，Ｖb，Ｖcは、暫くの間別個
に考えて良い電圧調整器１０に対し、３相ａ、
ｂ、ｃのそれぞれに個別に、入力信号として加え
られる。ユニツト１０内において、そして引き続
き第２図の考察から明らかとなるように、信号Ｖ
a，Ｖb，Ｖcは整流され、フイルターを通され、
それぞれ線２７，２８，２９にはD.C出力電圧が
生ずる。線２７，２８，２９に現われるD.C電圧
は、以下V27，V28，V29（第２図参照）として考
える。これらの振幅は、それぞれ交流電力信号Ｖ
a，Ｖb，Ｖcと関係している。信号V27，V28，V29
は、400Hz波形発生器１２へ入力信号として加え
られ、そして、それぞれ周波数コンバータ２００
Ａ，２００Ｂ，２００Ｃに加えられる400Hz波形
発生器の400Hz出力信号Ｖ１２Ａ，Ｖ１２Ｂ，Ｖ
１２Ｃの振幅を制御する働きをしている。電圧Ｖ
１２Ａ，Ｖ１２Ｂ，Ｖ１２Ｃは、それぞれ交流電
力出力信号Ｖa，Ｖb，Ｖcの振幅、周波数、位相
変位を検出するいわゆる“基準”電圧である。こ
うして、交流電力信号Ｖaに関して、代表として
コンバータ２００Ａに対して与えられる各周波数
コンバータの第１のフイードバツクループができ
あがる。この信号Ｖaを、コンバータ２００Ａの
右側の起点にとると、信号は、電圧調整器１０、
それから信号V27として波形発生器１２へ、それ
から基準信号Ｖ１２Ａとしてコンバータ２００Ａ
へ伝達される。この第１のフイードバツクループ
は、後続の記載から明らかな様に、比較的応答が
遅く、従つて、負荷減少状態又は無負荷状態の発
生に際して、迅速に異常電圧振幅を復元すること
はできない。 各周波数コンバータ２００は、第２のフイード
バツクループを備えている。再び、他の２つのコ
ンバータ２００Ｂ，２００Ｃに対しての代表とし
てコンバータ２００Ａをとり、コンバータ２００
Ａの右側を起点にする。信号Ｖaは、フイードバ
ツク回路網FBに導びかれ、フイードバツク出力
信号ＶFを生じ、ＶFは、コンバータ２００Ａ内の
加算装置Ｓで、基準信号Ｖ１２Ａと結合される。
この加算装置は、実際には減算作用をする。第１
で解る様に、信号Ｖ１２Ａは加算装置Ｓの正の入
力端子に加えられ、一方フイードバツク信号ＶF
は、負の入力端子に加えられる。従つて加算装置
Ｓは、今述べる様に、コンバータ２００Ａ内を伝
達する出力誤差信号Ｖeを生ずる。こうして、第
２のフイードバツク路が与えられるが（フイード
バツク回路網FBを介して）、装置全体の応答は、
遅すぎて、過電圧過渡現象を十分抑えることはで
きない。 他の２つのコンバータ２００Ｂ，２００Ｃに対
しても代表である周波数コンバータ２００Ａの説
明によつて、第１図の説明は完了する。誤差信号
Ｖeを増幅し、増幅した電圧を変調器MDに加える
増幅器AMPが加算装置Ｓに続き、主発電機の周
波数出力は、点弧波形発生器FWに加えられ、こ
れは、主発電機（MG）周波数であるが、改善し
た波形の信号を出力する。変調器MDは、増幅器
AMPと、点弧波形発生器FWの出力を相互変調
し、相互変調された出力信号は、主発電機MGの
出力を入力信号として受け入れるサイクロコンバ
ータCCLに加えられる。サイクロコンバータ
CCLの出力は、所定の400Hz一定であるが、主発
電機周波数リツプルを除くために、フイルタFIL
を通すことが必要である。フイルターを通した出
力信号は、交流電力信号Ｖaである。 各フイルタ段は、関連するサイクロコンバータ
の出力から、接地される大容量値のキヤパシタを
備えている。このキヤパシタの大容量値のため
に、当該サイクロコンバータにおけるSCRのス
イツチング作用により生じた交流電力信号から整
流器リツプル成分を取り除くための低域フイルタ
として作用する。更に、各サイクロコンバータ
は、有限の電源インピーダンスを呈する。 負荷減少又は無負荷状態が生ずると、交流電力
信号の電圧レベルは、サイクロコンバータの電源
インピーダンスと、関係するフイルタのキヤパシ
タによる大きな進み電流のために、所定の電圧レ
ベル範囲を超えてしまう。電圧調整制御ループ
（各電圧調整制御ループは、それぞれ個々の位相
電圧調整器、400Hz波形発生器、増幅器、変調
器、サイクロコンバータ及びフイルタを有する）
は、余りにも応答が遅すぎて、負荷減少又は無負
荷状態発生後、少なくとも交流の最初の数サイク
ルの間で、交流電力信号の電圧振幅レベルの制御
を回復することができないので、個々の相電圧調
整器は、負荷減少又は無負荷状態発生後、少なく
とも最初の数サイクル、例えば３〜４サイクルの
間に過電圧過渡現象を抑制することはできない。
装置のループ不安定性が入つてくるので、従来の
VSCF電力発生装置では、電圧調整制御ループの
速度は上げることができない。従つて、従来の
VSCF電力発生装置では、負荷減少又は無負荷状
態の発生後、交流の最初の数サイクル間存在する
交流電力信号過電圧過渡現象は、取り除くことは
できない。 従来のVSCF電力発生装置の交流電力信号にお
ける過電圧過渡状態は、いくつかの問題を生ず
る。第１に、サイクロコンバータのSCRの転流
失敗が増加する。この転流失敗の増加は、主発電
機の高周波数（例えば3500Hz）、交流電力信号に
おける過電圧状態、出力フイルタによつて惹起さ
れる大電流（ほぼ零力率）に起因する。これらの
３つの要因は、サイクロコンバータのSCRのタ
ーンオフ時間を相当に減少させる働きをし、この
ことは、サイクロコンバータのSCRを自然に転
流させる時間を少なくすることを意味する。ほ
ぼ、最も正常な負荷状態の場合である力率１の負
荷を転流するよりも、フイルタ容量のような力率
零の負荷を自然に転流することはずつと難しいこ
とは注目すべきである。負荷減少又は無負荷状態
発生後、交流電力信号における過電圧過渡状態を
迅速に減少させることにより、本発明の装置は、
前述の転流失敗問題を取り除こうというものであ
る。 過電圧過渡状態により起こされる他の問題は、
交流電力信号に接続される多くの他の装置の負荷
の電気的性能に逆に影響を与えるということであ
る。VSCF電力発生装置における過電圧過渡現象
問題は、従来の交流電力発生装置における過渡現
象問題と同じで、可能な限り減らすべきである。 本発明の装置は、各相電圧調整器１０により、
400Hz波形発生器１２へ与えられるVSCF D.C制
御信号V27，V28，V29の電圧レベルを所定のより
低いレベルに下げることによつて過電圧過渡状態
を取り除く。D.C制御信号は、負荷減少又は無負
荷状態発生後、例えば交流電力信号1/2サイクル
間、本発明の装置により所定のより低いレベルま
で下げられ、この振幅レベルの降下は、本発明の
装置により、電圧調整制御ループが、交流電力信
号の電圧振幅レベルの適切な制御を再開できるま
で続けられる。本発明の装置は、応答が速いの
で、本発明の装置は、過電圧過渡状態をほぼなく
すことができる。 第２図を見ると、本発明による装置の実施例が
示されており、D.C制御信号の振幅レベルは、所
定の低いレベルに速やかに下げられる。 第２図は、点線ブロツク２０内に示された回路
を附加することにより、本発明により修正された
第１図の従来の電圧調整器１０の１つの個々の相
（ａ相）を詳細に示している。調整器１０の２つ
の他の相（ｂ相、ｃ相）は、単に省略形（増幅器
５８ｂ，５８ｃ）で示しているにすぎない。第２
図の装置の作用のより良い理解のために、相電圧
調整器の従来部分を先ず説明する。 例えば、AC115ボルト、400HzのＶaとして示す
交流電力信号が、結節点３０に加えられ、これ
は、抵抗３２の第１のリード線に接続される。抵
抗３２の第２のリード線は、カソードが、演算増
幅器４４の非反転入力端子に接続されるダイオー
ド４２のアノードに接続される。同様に、抵抗３
２の第２のリード線は、ダイオード４０のカソー
ドに接続され、そのアノードは、演算増幅器４４
の反転入力端子に接続される。演算増幅器４４の
反転入力は、抵抗３６を介して、結節点３４にお
ける基準電圧源ＶRに接続される。基準電圧源ＶR
は、例えば6.2ボルトのD.C振幅値を有してい
る。演算増幅器４４の反転入力は、キヤパシタ４
６及び並列に接続された抵抗３８によつて出力側
に接続れている。更に、演算増幅器の非反転入力
側は、並列接続されたキヤパシタ４８と抵抗５０
を介して接地されている。 ダイオード４０，４２及び演算増幅器４４は、
整流し、ろ波して、交流電力信号Ｖaの一定の割
合で小さくした値を、一定の割合で小さくした基
準電圧信号ＶRと比較すように作用する。例え
ば、交流電力Ｖaが零値の時、演算増幅器４４の
出力は、基準電圧ＶRが演算増幅器４４の反転入
力に加えられているので、大きな負の値となる。
交流電力Ｖaの値が増加するにつれて、演算増幅
器４４の出力電圧も正方向に増加する。抵抗３８
の値は、抵抗３２の値よりも小さいので、演算増
幅器のゲインは小さな値であることは注目すべき
ことである。演算増幅器４４は、線形増幅器とし
て働くように接続されており、小さなゲインは、
もはや線形でなくなつてしまう飽和を防ぐために
必要である。更に、演算増幅器４４の段階の時定
数は、交流電力Ｖaの周波数よりもずつと小さい
しや断周波数を有するように選ばれている。この
周波数は、第１図に示した波形発生器によつて設
定され、例えば400Hzに設定される。こうして、
演算増幅器４４の出力に存在しているD.C信号に
おけるリツプル成分のろ波が生ずる。 演算増幅器４４からの出力信号は、抵抗５２を
介して演算増幅器５８の反転入力に接続される。
演算増幅器５８の反転入力は、抵抗５４、キヤパ
シタ５６によつて、その出力側に接続されてい
る。演算増幅器５８の非反転入力は、抵抗６０に
よつて接地される。 演算増幅器５８は、線形増幅器として作用し、
反転入力に、抵抗５２によつて加えられる負の
D.C信号を反転し、増幅する。抵抗５４の値は、
抵抗５２の値よりもずつと大きいので、演算増幅
器５８は、大きなゲインが得られる。交流電力Ｖ
aをきめ細かく調整するためには、大きなゲイン
が必要である。キヤパシタ５６の大きな値は、以
下に詳述するように、電圧調整制御ループを安定
にするために必要である。しかしながら、キヤパ
シタ５６の値を大きくすると、電圧調整制御ルー
プの応答が相当に遅くなる。抵抗６０は、演算増
幅器５８の入力フオトセツト電流によつて生じる
D.Cオフセツトを減らすように働く。今、明らか
な様に、演算増幅器５８の出力に存在するD.C電
圧は、交流電圧Ｖaが零より大きな値の時、正の
値を有する。 抵抗６２は、演算増幅器５８の出力側に接続さ
れて、演算増幅器５８からのD.C制御信号V27
（第３図ないし第５図参照）を、第１図の400Hz波
形発生器１２に接続された線２７に供給する。抵
抗６２は、演算増幅器５８が、有限な電源インピ
ーダンスを呈するように必要である。第２図の実
施例に対し、線２７におけるD.C制御電圧の正常
な範囲の値は７ないし10ボルトの間であり、この
範囲は、第３図ないし第５図のオシログラムに反
映されている。線２７におけるD.C制御電圧は、
第２図には詳細に示されていない他の２つの相電
圧調整器によつて与えられる線２８，２９におけ
るD.C制御電圧と同様、400Hz波形発生器１２に
加えられる。 第２図の実施例による本発明の装置を、今説明
する。コンバータのａ相出力の電流Ｉaの振幅に
応答する電流検出変成器８２は、抵抗８４，８６
を介して接地され、ダイオード８８，９０を介し
て第２の接続部９２に接続される。ダイオード８
８，９０は、全波整流器として働き、第２の接続
部９２に対し、800Hzリツプルを伴なう正のD.C
電圧を供給するように接続される。同様に、コン
バータのｂ相出力における電流Ｉbの振幅に応答
する電流検出変成器９４は、抵抗９６，９８を介
して接地され、ダイオード１００，１０２を介し
て第２の接続部９２に接続される。更に、コンバ
ータのｃ相出力における電流Ｉcの振幅に応答す
る電流検出変成器１０４は、抵抗１０６，１０８
を介して接地され、ダイオード１１０，１１２を
介して第２の接続部９２に接続される。変成器８
２と同様、変成器９４，１０４も800Hzリツプル
成分を伴なう正のD.C信号を第２の接続部９２に
供給する。 第２の接続部９２におけるD.C信号は、それぞ
れ電流検出変成器８２，９４，１０４からの３つ
の800Hzリツプル成分の和により、2400Hzのリツ
プル周波数を有する。 シリコンダイオードのような整流器７０は、線
２７と第１の接続部７３の間に接続される。同様
に、シリコンダイオードのような整流器７２は、
線２８（交流電圧Ｖbに対する相電圧調整器によ
つて与えられたD.C制御信号）と第１の接続部７
３間に接続され、シリコンダイオードのような整
流器７４は、線２９（交流電圧Ｖcに対する相電
圧調整器によつて与えられたD.C制御信号）と第
１の接続部７３間に接続される。ダイオード７
０，７２，７４はそれぞれ順方向にバイアスされ
た時、線２７，２８，２９上の正のD.C制御信号
を第１の接続部７３に供給するように接続されて
いる。 抵抗７６は、第１の接続部７３と第２の接続部
９３間に接続される。同様に、キヤパシタ７８
は、第１の接続部７３と第２の接続部９２間に接
続される。抵抗８０は、第２の接続部９２とアー
ス間に接続される。 抵抗７６の抵抗値は、ダイオード７０，７２，
７４が、定常状態の動作（電力線における無負荷
過渡現象）中順方向バイアスされた時、回路２
７，２８，２９に大きな負荷が加えられずに、ダ
イオード７０，７２，７４が逆バイアスされた時
キヤパシタ７８を放電するように選ばれる。電力
線に負荷過渡状態がある間中、接続部９２におけ
る信号は変化する。 キヤパシタ７８の容量値は、キヤパシタ７８
が、負荷減少又は無負荷状態の発生後、交流の所
定サイクルの間抵抗７６を短絡するように選ばれ
る。こうして、回路２７，２８，２９の負荷は、
抵抗８０と、電流変成器負荷抵抗によつて決めら
れる。 第２の接続部における制御信号の振幅レベル
は、ダイオード７０，７２，７４が順バイアス状
態の時、線２７，２８，２９におけるD.C制御信
号の電圧降下を線形で制御するということは注目
すべきことである。電圧は、抵抗６２，６６，６
８間で降下されるということは注目されるべきで
ある。 所定サイクル数は、負荷減少又は無負荷状態が
生じた後の従来のVSCF装置の電圧調整制御ルー
プの時間遅延よりも大きい。 抵抗値は、負荷減少の間の回路２７，２８，２
９における電圧降下が、回路２７，２８，２９の
電圧を、減少した負荷状態の新たな定常状態の値
にするに十分であるように選ばれる。 所定サイクル数が過ぎ去つた後、キヤパシタ７
８は、再び回路を開き、線２７，２８，２９にお
けるD.C制御信号は、殆んど抵抗７６，８０によ
つては制御されず、従来のVSCF電力発生装置の
電圧調整制御ループによつてほぼ制御される。従
つて本発明の装置は、負荷減少又は無負荷状態の
発生の最初の1/2サイクル内に、線２７，２８，
２９におけるD.C制御信号を、新たな定常状態の
値に下げてしまう。それから、従来のVSCF電力
発生装置の電圧調整制御ループが、交流電力信号
の電圧制御を行なう。 本発明の装置は、サイクロコンバータの出力に
接続されたフイルタによつて生じた時間遅延のた
めに、交流の最初の半サイクルの後に過電圧過渡
現象だけを減らすことができるということは注目
すべきである。換言すれば、本発明の装置は、出
力側のフイルタ容量による補正における時間遅延
のために、負荷減少又は無負荷状態発生後の交流
電力信号の最初の1/2サイクルにおける過電圧過
渡状態を完全には除去できない。 以下の表１は、３相AC115ボルト、400Hz、
30／40KVA負荷に接続されたVSCF電力発生装置
に対する第２図の本発明装置の実施例の代表的な
素子の値をリストアツプしたものである。
【表】
【表】
次に説明する第３図ないし第５図のオツシログ
ラムは、３相交流115ボルト、400Hz、VSCF装置
に対するもので、過電圧過渡状態をほぼ取り除
く、本発明の装置の有するすぐれた能力を示して
いる。 第３Ａ図は、18KVAの負荷が、従来のVSCF装
置から取り除かれた場合の交流電力信号及び関係
するD.C制御信号V27をプロツトしたオツシログ
ラムである。第３Ａ図によつて解る様に、過電圧
過渡状態、負荷が取り除かれた後交流電力信号の
４サイクル全体にわたつて生じている。 第３Ｂ図は、本発明の装置を組込む様に修正し
た従来のVSCF装置から18KVA負荷を取り除いた
場合の交流電力信号と関係するD.C制御信号V27
をプロツトしたオツシログラムである。第３Ｂ図
で解る様に、D.C制御信号V27の振幅は、負荷を
取り除いた殆んど直後に減少し、過電圧過渡状態
は、交流電力信号のほんの1/2サイクル間だけ、
所定レベルを超えている。更に、負荷を取り除い
た後1/2サイクルの振幅は、第３Ａ図に示した対
応する1/2サイクルの電圧レベルよりも小さい。 第４Ａ図は、従来のVSCF装置から27KVA負荷
を取り除いた場合の交流電力信号及び関係する
D.C制御信号V27をプロツトしたオツシログラム
である。第４Ａ図で解る様に、過電圧過渡状態
は、負荷を取り去つた後４サイクル間継続し、
D.C制御信号の振幅は、交流電力信号の４サイク
ルに等しい期間経て、所定レベルへゆつくりと減
少していく。 第４Ｂ図は、本発明の装置を使用した従来の
VSCF装置から27KVA負荷を取り除いた場合の交
流電力信号と、関係するD.C制御信号をプロツト
したオツシログラムである。第４Ｂで解る様に、
過電圧過渡状態は、負荷を取り除いた後最初の1/
２サイクル間のみ生じ、その振幅は、第４Ａ図で
示した対応する最初の1/2サイクルの振幅よりも
小さい。更に、D.C制御信号V27の振幅は、負荷
を取り去つた後最初の1/2サイクル内で、所内の
低レベルに減少することは注目すべきことであ
る。 第５Ａ図は、従来のVSCF装置から40KVA負荷
を取り除いた場合の、交流電力信号及び関係する
D.C制御信号V27をプロツトしたオツシログラム
である。第６Ａ図で解る様に、過電圧過渡状態
は、負荷を取り除いた後最初の４ 1/2サイクル間
存在し、交流電力信号の４ 1/2サイクルに対応す
る期間を経て、DC制御信号V27の振幅は、ゆつく
りと所定の低レベルへ減少していく。 第５Ｂ図は、本発明の装置を使用した従来の
VSCF装置から40KVA負荷を取り除いた場合の交
流電力信号及び関係するD.C制御信号V27をプロ
ツトしたオツシログラムである。第５Ｂ図で解る
様に、過電圧状態は、負荷を取り去つた後４ 1/2
サイクル間だけ生じ、その振幅は、第５Ａ図で示
した対応する最初の1/2サイクルの振幅よりも小
さい。更に、D.C制御信号V27の振幅は、負荷を
取り除いた後最初の1/2サイクル内に、所定の低
レベルへ減少していくということは注目すべきこ
とである。 前述のオツシログラムによつて解る様に、本発
明の装置は、負荷減少又は無負荷状態発生後生ず
る過電圧過渡状態を、従来のVSCF装置の電圧調
整制御ループが、交流電力信号の振幅制御を再び
行なうまでに抑制してしまうものである。
ラムは、３相交流115ボルト、400Hz、VSCF装置
に対するもので、過電圧過渡状態をほぼ取り除
く、本発明の装置の有するすぐれた能力を示して
いる。 第３Ａ図は、18KVAの負荷が、従来のVSCF装
置から取り除かれた場合の交流電力信号及び関係
するD.C制御信号V27をプロツトしたオツシログ
ラムである。第３Ａ図によつて解る様に、過電圧
過渡状態、負荷が取り除かれた後交流電力信号の
４サイクル全体にわたつて生じている。 第３Ｂ図は、本発明の装置を組込む様に修正し
た従来のVSCF装置から18KVA負荷を取り除いた
場合の交流電力信号と関係するD.C制御信号V27
をプロツトしたオツシログラムである。第３Ｂ図
で解る様に、D.C制御信号V27の振幅は、負荷を
取り除いた殆んど直後に減少し、過電圧過渡状態
は、交流電力信号のほんの1/2サイクル間だけ、
所定レベルを超えている。更に、負荷を取り除い
た後1/2サイクルの振幅は、第３Ａ図に示した対
応する1/2サイクルの電圧レベルよりも小さい。 第４Ａ図は、従来のVSCF装置から27KVA負荷
を取り除いた場合の交流電力信号及び関係する
D.C制御信号V27をプロツトしたオツシログラム
である。第４Ａ図で解る様に、過電圧過渡状態
は、負荷を取り去つた後４サイクル間継続し、
D.C制御信号の振幅は、交流電力信号の４サイク
ルに等しい期間経て、所定レベルへゆつくりと減
少していく。 第４Ｂ図は、本発明の装置を使用した従来の
VSCF装置から27KVA負荷を取り除いた場合の交
流電力信号と、関係するD.C制御信号をプロツト
したオツシログラムである。第４Ｂで解る様に、
過電圧過渡状態は、負荷を取り除いた後最初の1/
２サイクル間のみ生じ、その振幅は、第４Ａ図で
示した対応する最初の1/2サイクルの振幅よりも
小さい。更に、D.C制御信号V27の振幅は、負荷
を取り去つた後最初の1/2サイクル内で、所内の
低レベルに減少することは注目すべきことであ
る。 第５Ａ図は、従来のVSCF装置から40KVA負荷
を取り除いた場合の、交流電力信号及び関係する
D.C制御信号V27をプロツトしたオツシログラム
である。第６Ａ図で解る様に、過電圧過渡状態
は、負荷を取り除いた後最初の４ 1/2サイクル間
存在し、交流電力信号の４ 1/2サイクルに対応す
る期間を経て、DC制御信号V27の振幅は、ゆつく
りと所定の低レベルへ減少していく。 第５Ｂ図は、本発明の装置を使用した従来の
VSCF装置から40KVA負荷を取り除いた場合の交
流電力信号及び関係するD.C制御信号V27をプロ
ツトしたオツシログラムである。第５Ｂ図で解る
様に、過電圧状態は、負荷を取り去つた後４ 1/2
サイクル間だけ生じ、その振幅は、第５Ａ図で示
した対応する最初の1/2サイクルの振幅よりも小
さい。更に、D.C制御信号V27の振幅は、負荷を
取り除いた後最初の1/2サイクル内に、所定の低
レベルへ減少していくということは注目すべきこ
とである。 前述のオツシログラムによつて解る様に、本発
明の装置は、負荷減少又は無負荷状態発生後生ず
る過電圧過渡状態を、従来のVSCF装置の電圧調
整制御ループが、交流電力信号の振幅制御を再び
行なうまでに抑制してしまうものである。
第１図は、従来のVSCF電力発生装置のブロツ
クダイヤグラム。第２図は、ブロツク２０で示す
回路を附加することにより、本発明によつて修正
した第１図の電圧調整器の一部の概略図。第３Ａ
図及び第３Ｂ図は、従来のVSCF装置及び本発明
の装置を使用したVSCF装置から、それぞれ
18KVA負荷を取り除いた場合の交流電力信号及
び関係するD.C制御信号をプロツトしたオツシロ
グラム。第４Ａ図及び第４Ｂ図は、従来のVSCF
装置及び本発明の装置を使用したVSCF装置から
27KVAを取り除いた場合の交流電力信号及び関
係するD.C制御信号をプロツトするオツシログラ
ム。第５Ａ及び第５Ｂ図は、従来のVSCF装置及
び本発明の装置を使用したVSCF装置から40KVA
負荷を取り除いた場合の交流電力信号及び関係す
るD.C制御信号をプロツトしたオツシログラム。 GP……発電機パツケージ、PMG……永久磁石
発電機、EXC……励磁機、MG……主発電機、
CP……制御電源、REG……電圧調整器、CCL…
…サイクロコンバータ、１０……３相電圧調整
器、１２……400Hz波形発生器、２００ａ，２０
０ｂ，２００ｃ……ａ、ｂ、ｃ相周波数コンバー
タ、４４，５８ａ，５８ｃ……演算増幅器、８
２，９４，１０４……電流検出変成器。
クダイヤグラム。第２図は、ブロツク２０で示す
回路を附加することにより、本発明によつて修正
した第１図の電圧調整器の一部の概略図。第３Ａ
図及び第３Ｂ図は、従来のVSCF装置及び本発明
の装置を使用したVSCF装置から、それぞれ
18KVA負荷を取り除いた場合の交流電力信号及
び関係するD.C制御信号をプロツトしたオツシロ
グラム。第４Ａ図及び第４Ｂ図は、従来のVSCF
装置及び本発明の装置を使用したVSCF装置から
27KVAを取り除いた場合の交流電力信号及び関
係するD.C制御信号をプロツトするオツシログラ
ム。第５Ａ及び第５Ｂ図は、従来のVSCF装置及
び本発明の装置を使用したVSCF装置から40KVA
負荷を取り除いた場合の交流電力信号及び関係す
るD.C制御信号をプロツトしたオツシログラム。 GP……発電機パツケージ、PMG……永久磁石
発電機、EXC……励磁機、MG……主発電機、
CP……制御電源、REG……電圧調整器、CCL…
…サイクロコンバータ、１０……３相電圧調整
器、１２……400Hz波形発生器、２００ａ，２０
０ｂ，２００ｃ……ａ、ｂ、ｃ相周波数コンバー
タ、４４，５８ａ，５８ｃ……演算増幅器、８
２，９４，１０４……電流検出変成器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 多相電源、所定周波数の複数の交流電力信号
の１つを形成するためのゲート信号に応答する前
記多相電源に接続された複数のサイクロコンバー
タ電源、前記交流電力信号の電圧レベルに従つて
制御される電圧振幅を有する前記所定周波数の複
数の基準信号を形成するため、前記交流電力信号
の各々に応答する手段、前記サイクロコンバータ
電源の１つにゲート信号を加えるため前記基準信
号の１つに応答する入力をそれぞれが有する複数
のゲート信号手段を有し、更に、負荷減少又は無
負荷状態の発生後、前記交流電力信号の１サイク
ル以内に、前記基準信号２７，２８，２９の電圧
振幅を、所定の低レベルに減少させるため、前記
交流電力信号Ｖa，Ｖb，Ｖcの電流レベル（Ｉa、
Ｉb、Ｉc）に応答する手段（20）を備えたことを
特徴とする可変周波・定周波数電力発生装置。 ２ 前記基準信号２７，２８，２９の所定の低レ
ベルは、前記交流電力信号の電流レベル（Ｉa、
Ｉb、Ｉc）に応じて設定されることを特徴とする
特許請求の範囲第１項記載の装置。 ３ 前記更に備えられた手段（20）は、負荷状態
が存在する時には、前記基準信号２７，２８，２
９を、高インピーダンス７６を介してアースに接
続し、負荷減少状態又は無負荷状態が存在する時
には、前記交流電力信号の１又はそれ以上のサイ
クルの間前記基準信号を低インピーダンス８０を
介してアースに接続するように、交流電力信号の
前記電流レベル（Ｉa、Ｉb、Ｉc）に応答する基
準電圧振幅減少手段（70〜80）を備えていること
を特徴とする特許請求の範囲第１項又は第２項記
載の装置。 ４ 前記更に備えられた手段（20）は、負荷状態
が存在する時には高いレベルの制御信号を形成
し、負荷減少状態又は無負荷状態が生じた時には
低いレベルの制御信号を形成するため、前記交流
電力信号Ｖa，Ｖb，Ｖcの各々に応答する負荷検
出手段（82〜112）及び、前記制御信号が低レベ
ルの状態にある時、前記交流電力信号の１又はそ
れ以上のサイクル間で、前記基準信号２７，２
８，２９の各々の電圧振幅を減少させ、それによ
つて負荷減少又は無負荷状態に起因する前記交流
電力信号Ｖa，Ｖb，Ｖcにおける電圧レベル過渡
現象を減少させる前記制御信号に応答する基準電
圧振幅減少手段（70〜80）を備えていることを特
徴とする特許請求の範囲第１項又は第２項記載の
装置。 ５ 基準電圧減少手段は、 (a) それぞれが前記基準信号の１つに接続される
アノードと、第１の接続部７３に接続されたカ
ソードを有する複数のダイオード 及び (b) 前記制御信号が高いレベルの状態にある時、
前記ダイオードを逆バイアスし、前記制御信号
が低レベル状態にある時、ダイオードをアース
と接続するように、ダイオードを順バイアスす
るための制御信号に応答するバイアス手段
（76、78、80） を備えていることを特徴とする特許請求の範囲第
３項又は第４項記載の装置。 ６ 前記バイアス手段は、前記第１の接続部７３
と第２の接続部９２の間に接続された高い抵抗値
を有する第１の抵抗器７６、前記第１の接続部７
３と前記第２の接続部９２の間に接続されたキヤ
パシタ７８、前記第２の接続部９２と、アース間
に接続された抵抗値の低い第２の抵抗器を有し、
前記制御信号が、前記第２の接続部に加えられる
ことを特徴とする特許請求の範囲第５項記載の装
置。 ７ 前記基準信号の所定の低レベルは、交流電力
信号の前記電流レベルに応じて、制御信号によつ
て低レベルに設定されることを特徴とする特許請
求の範囲第６項記載の装置。 ８ 負荷検出手段は、それぞれが巻線を有し、前
記交流電力信号Ｖa，Ｖb，Ｖcの各１つの電流レ
ベル（Ｉa、Ｉb、Ｉc）に応答し、各巻線は第１
と第２の端子を有する複数の電流変成器８２，９
４，１０４、各巻線間に接続され、２つの抵抗の
接続部は接地されている一連の２つの抵抗器、及
び第１、第２の巻線端子から共通接続部９２に接
続された整流器を備え、それによつて、前述の制
御信号である前記接続部９２に低レベルリツプル
成分のD.C電圧を形成するようにした特許請求の
範囲第４項ないし第６項のうちいずれか１項の装
置。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US05/960,956 US4225911A (en) | 1978-11-15 | 1978-11-15 | Apparatus and method for reducing overvoltage transients on the outputs of a VSCF system |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS55106079A JPS55106079A (en) | 1980-08-14 |
| JPS6232710B2 true JPS6232710B2 (ja) | 1987-07-16 |
Family
ID=25503871
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14829979A Granted JPS55106079A (en) | 1978-11-15 | 1979-11-15 | Variable frequency and constant frequency power generator |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4225911A (ja) |
| JP (1) | JPS55106079A (ja) |
| DE (1) | DE2945919A1 (ja) |
| FR (1) | FR2441953A1 (ja) |
| GB (1) | GB2038048B (ja) |
| IT (1) | IT1125806B (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4819148A (en) * | 1987-11-03 | 1989-04-04 | The United States Of America As Represented By The United States Department Of Energy | Digital gate pulse generator for cycloconverter control |
| US5262987A (en) * | 1988-11-17 | 1993-11-16 | Seiko Instruments Inc. | Floating gate semiconductor nonvolatile memory having impurity doped regions for low voltage operation |
| US4954147A (en) * | 1989-06-15 | 1990-09-04 | Hazleton Environmental Products, Inc. | Water conditioning apparatus and method |
| US5194801A (en) * | 1991-04-02 | 1993-03-16 | Rozman Gregory L | Power generation system with transient suppressor |
| US7050313B2 (en) * | 2004-02-04 | 2006-05-23 | Smiths Aerospace Llc. | Aircraft AC-DC converter |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3148324A (en) * | 1961-08-08 | 1964-09-08 | Gen Electric | System for providing a range of determinate frequencies from a variable speed source |
| US3256244A (en) * | 1961-10-31 | 1966-06-14 | Garrett Corp | Alternating current power generating system |
| CA832110A (en) * | 1965-09-13 | 1970-01-13 | General Electric Company | Protective circuits for frequency converter system |
| US3431483A (en) * | 1966-12-30 | 1969-03-04 | Gen Electric | Cycloconverter power circuits |
| US3419785A (en) * | 1967-01-16 | 1968-12-31 | Gen Electric | Power factor sensitive current limit |
| US3593106A (en) * | 1970-03-11 | 1971-07-13 | Gen Electric | Cycloconverter with rectifier bank control for smooth switching between rectifier banks |
| US3684935A (en) * | 1971-07-02 | 1972-08-15 | Gen Motors Corp | Circuit for dissipating the potential induced in each phase winding of a cycloconverter operated motor upon termination of conduction therethrough |
| US3829758A (en) * | 1972-02-02 | 1974-08-13 | Borg Warner | Ac-dc generating system |
| JPS52112752A (en) * | 1976-03-19 | 1977-09-21 | Densetsu Kiki Kogyo Kk | Ac constant voltage unit |
-
1978
- 1978-11-15 US US05/960,956 patent/US4225911A/en not_active Expired - Lifetime
-
1979
- 1979-11-14 GB GB7939391A patent/GB2038048B/en not_active Expired
- 1979-11-14 DE DE19792945919 patent/DE2945919A1/de active Granted
- 1979-11-14 FR FR7928063A patent/FR2441953A1/fr active Granted
- 1979-11-15 IT IT27306/79A patent/IT1125806B/it active
- 1979-11-15 JP JP14829979A patent/JPS55106079A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2441953B1 (ja) | 1984-03-16 |
| JPS55106079A (en) | 1980-08-14 |
| DE2945919A1 (de) | 1980-05-29 |
| DE2945919C2 (ja) | 1988-08-25 |
| US4225911A (en) | 1980-09-30 |
| IT1125806B (it) | 1986-05-14 |
| GB2038048B (en) | 1983-03-02 |
| IT7927306A0 (it) | 1979-11-15 |
| FR2441953A1 (fr) | 1980-06-13 |
| GB2038048A (en) | 1980-07-16 |
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