JPS6232853B2 - - Google Patents
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- JPS6232853B2 JPS6232853B2 JP53068581A JP6858178A JPS6232853B2 JP S6232853 B2 JPS6232853 B2 JP S6232853B2 JP 53068581 A JP53068581 A JP 53068581A JP 6858178 A JP6858178 A JP 6858178A JP S6232853 B2 JPS6232853 B2 JP S6232853B2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/14—Relay systems
- H04B7/15—Active relay systems
- H04B7/204—Multiple access
- H04B7/212—Time-division multiple access [TDMA]
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/14—Relay systems
- H04B7/15—Active relay systems
- H04B7/204—Multiple access
- H04B7/212—Time-division multiple access [TDMA]
- H04B7/2125—Synchronisation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Time-Division Multiplex Systems (AREA)
- Radio Relay Systems (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Description
本発明はある一つの通信装置と他の複数の通信
装置との間でそれぞれ通信を行なう多方向通信方
式に関し、特にデジタル時分割多方向多重通信方
式を提供することにある。 従来ある一つの送受信装置（たとえば中心局、
親局）と、他の複数の送受信装置（たとえば周辺
局、子局）間でそれぞれ通信する方式としては単
側帯波（SSB）通信方式を使用していた。この
SSB多方向通信方式の用いられる理由は、中心局
と周辺局間に１対１の対向通信回線を使用する場
合に比して、中心局の送受信装置が節減でき、ま
た無線方式においては１対１の対方向通信方式よ
りも占有周波数帯域を減少できる利点があるから
である。この方式は、ある地域にSSB多方向通信
方式がただ１つ存在する場合は極めて周波数有効
利用ができる方式であるが、SSB方式は干渉に弱
く、この干渉量がそのまゝ通信品質低下を招くた
めに干渉が無視できる他の地域に於てだけしか同
一周波数帯のSSB多方向通信方式は使用できな
い。このため近接した地域で多方向通信をおこな
うためには異なる周波数帯を使用しなければなら
ず、これは無線周波数帯域の増加を招く。また
SSB方式は電話音声の通信に適した方式である
が、フアクシミリ、データ、画像および音声など
各種情報を伝送する通信方式には不適当である。
以上のごとく、現在用いられているSSB多方向多
重通信方式は１対１の対通信方式に対して設備の
節減と占有周波数帯域の減少が図れるが、地域的
な周波数利用効率が低い欠点を有する。 一方、衛生通信のデジタル多元接続
（TDMA）通信方式は多数の地球局がフレーム時
間で繰返すバースト信号を衛星を介して送信して
互に通信をする方式である。この方式は各地球局
相互間の通信を衛星を経由しておこなうために、
各地球局はそれぞれ他の多数の地球局に対するバ
ースト状送受信信号を衛星位置の変動にともなつ
て位置調整する必要があり、回線の構成および必
要な制御方法等が複雑である。また、各バースト
信号に前置符号（プリアンプル信号）および各バ
ース信号間にガード時間を設けなければならず伝
送効率が連続デジタル変調通信に比して低下する
欠点がある。 本発明の目的は前述の欠点を除いた多方向多重
通信方式を提供することにある。 本発明の特徴は、多方向多重通信方式の利点を
保ちながら、SSB多方向多重方式が１方式のみ施
設できる地域において、同一周波数帯を用い複数
の多方向多重通信方式を施設可能にし周波数有効
利用を一層向上するともに、フアクシミリ、デー
タ、画像および音声などの各種情報の複合通信を
可能とするものである。 以下、図面を参照しながら詳細に説明する。 第１図は多方向通信方式の構成を示す図であ
る。中心局１から他の多数の周辺局２１〜２７の
間無線通信において例えば局１から局２１〜２４
方向は、回線間の角度が小さいか、または空中線
の指向性が広いため対地別に別個の空中線を設け
ることが困難または無意味であるため空中線１１
を共通に用いており、また同様に局１から局２
５，２６方向は共通空中線１２、局２７方向へ空
中線１３を用いているものとする。場合によつて
は空中線１１〜１３は１つの空中線の場合もあ
る。局２１〜２７の各局から局１向けにはそれぞ
れ空中線３１〜３７が設けられている。 従来行なわれているSSB多方向通信方式は第２
図に示すごとく図１の局１より局２１〜２７に対
する信号を１台の送信装置からSSB信号RSによ
り送信し、局２１〜２７はこれを受信し、そのな
かからそれぞれ自局あて通信信号を取り出す、対
向する局１向け通信信号は局２１はS1S、局２
２はS2S……のSSB信号を送出し、局１の受信
装置入力において第２図に示すごとくこれらの信
号の周波数が重ならないように配置している。全
体の通信容量があまり大きくない場合には局１は
１台の受信装置で受信できる。SSB信号は周知の
ごとく他からの干渉はそのまま通信信号の出力に
干渉として表われる。SSB信号相互の干渉では他
の信号の干渉は直線漏話となりいちぢるしく通信
品質を劣化させる。このため希望信号Ｄと干渉信
号Ｕの比は例えば60dB程度が要求され、無線伝
ぱん路の差動フエーシングを考慮すると定常時の
DU比は例えば100dB以上必要となる。このため
２つのSSB多方向通信方式は甚だしく距離を離す
必要があり、無線周波数の地域利用度が低下す
る。多方向通信方式は空中線の指向性で干渉を押
えることはその回線の構成上困難であるから、干
渉に強い変調方式を用いて多方向通信方式間の間
隔を短縮することにより無線周波数の地域利用率
を向上する必要がある。干渉に強い変調方式はデ
ジタル信号により無線搬送波を例えば位相偏移変
調（PSK）する方式がある。PSK方式では通常通
信に要求される品質（ビツト誤り率）を得るため
に必要なDU比は25dB程度あれば十分であり、２
つの多方向通信方式間の間隔はSSB方式を用いる
場合に比しDU比の差と間隔が短縮したことにと
もなう差動フエージングの減少とが加わり定常時
の必要なDU比はSSBの場合に比して例へば45dB
程度の減少が可能となり、極めて接近した間隔で
同一周波数帯での施設を可能とする。 デジタル信号による変調方式を用いる多方向通
信方式を従来の方法から考えると無線周波数配置
は第３図に示す配置が考へられる。第１図の局１
は局２１〜２７に対するデジタル信号を時分割多
重（TDM）して搬送波を変調（例えばPSKまた
はFSKなどにより）し空中線１１〜１３からデ
ジタルTDM変調信号RDを送信する。各局２１
〜２７はこれを受信し、TDM信号の自局あて信
号を取出す。また、各局２１〜２７からはこれに
対応する通信信号をデジタルTDM信号として搬
送波を変調（例えばPSK）して局１に向け空中線
３１〜３７から、信号S1D，S2D，……，So
Ｄとして送信し回線を構成する。第３図の方法に
おいては、各局２１〜２７から送られる信号を、
例えば説明を簡略化するため局１の１つの空中線
で受信した場合、S1D，S2D，……，SoDの
各無線チヤンネル間干渉を避けるために、それぞ
れのチヤンネル相互間に適当な間隔を設ける必要
がある。いま、ｎ個の各局２１〜２７が同じ通信
容量ＣSを持つとしてS1D，S2D，S3D，……，
SoDの間隔はＣSに対応するクロツク周波数をＦ
CSとすれば、通常（1.6〜2.0）×ＦCSが要求され
る。従つて局１の受信信号の合計の周波数帯域幅
は（1.6〜2.0）×nFCSになる。局１からｎ個各局
に送信する通信容量は一般的にはnCS＝ＣRであ
り、ＣRに対応するクロツク周波数はＦCR〓nFCS
である。従つて局１の送信信号の占有周波数帯域
幅はαＦCR＝αnFCSで、αは略1.1程度である。
このように同じ片方向の通信容量ＣRに対して、
局１の送信の占有周波数帯域幅と局１の受信の占
有周波数帯域幅の間に大きな開きがあり局１の受
信信号は通信容量ＣRに必要な占有周波数帯域幅
に比較して非常に広い帯域を占有する。この周波
数不経済性を除くために、本発明においては第４
図に示すごとく通信容量ＣRに対応する局１の送
信の占有周波数帯域幅RDと同じ占有周波数帯域
幅SDを通信容量ＣS1，ＣS2，……ＣSoを持つ各
周辺局の送信信号に与える方式とする。 前述の各周辺局が同一の通信容量を持つ例で説
明すれば、各局はＣSnの通信容量を持ち、これを
送信するに必要な占有帯域幅SnDのｎ倍の帯域
幅を持つ帯域幅SD＝RDを使つて信号を送信す
る。この場合送信信号の時間をｎ分の１に圧縮
し、局２１〜２７の各局は局１の受信点において
互に時間的に重ならないよう時分割多重信号とす
る。中心周波数（搬送周波数）は同一の値にす
る。従つて局１の受信信号の占有周波数帯域幅
SDも送信のRDと同一の帯域幅になり、それぞれ
伝送容量ＣRnCSn＝ＣRに必要な帯域幅にするこ
とができ周波数有効利用を図ることができる。 送出する信号の形式は、局１から他の多数の局
２１〜２７に向けて第５図ａのごとく連続時分割
多重信号（TDM）を送信し、これを他の多数の
局で受信し、これらの局からの送信信号は自局で
必要な時間幅だけ送信し局１では全ての他の局２
１〜２７からの信号を第５図ｂのごとく連続時分
割信号（TDM）として受信する。 この信号の形式に類似している衛星通信の多元
接続方式（TDMA）では、第６図に示すごと
く、衛星中継機４０（ＳR）を経由して各地球局
４１（E1），４２（E2），……４３（Ｅo）から第
７図ｂに示すごときバースト信号Ｔe1，Ｔenを送
信し、これらを各地球局が受信して通信する。こ
のバースト信号を各地球局が受信したとき互に重
ならないように衛星送信信号は第７図ａに示すよ
うに各地球局からの信号ＴS1＋ＴS2，……ＴSoか
フレーム時間ＴSのなかで整列していなければ
ならない。このため地球局４１（E1）から送信し
たバースト信号Ｔe1に含まれる同期符号を地球局
４２，４３で受信し、これらの局は自局が送信し
たＴenに含まれる同期符号を衛星４０を経由して
受信しＴS1とＴSnの時間関係を検出して送信Ｔen
の時間位置を制御するループ制御を行なう。 この方式では衛星４０と各地球局４１〜４３と
の間の距離は別々に常に変動しているから、地球
局送信のＴe1とＴenとの時間関係はＴS1とＴSnと
の関係と異なり、かつ一定でなく変動している。 このため各バースト信号ＴS1，ＴS2，……ＴS
ｎ，……ＴSoの間には保護時間Ｇ（第７図ａ参
照）を設けている。また各バースト信号の復調の
ために搬送波再生、タイミング再生のために必要
な前置符号P1〜Ｐo（第７図ａ参照）を設けてい
る。これらＧおよびP1〜Ｐoは情報伝送容量の損
失を生じている。 本発明は第１図と第６図とを比較して明らかな
ように通信路の構成が異なり上述のフレーム同期
タイミング同期制御が異なり、また第７図に示す
ＧおよびＰを必要とせずフレーム構成が異なつて
いる。 本発明を実現するために必要な具体的手段を以
下に述べる。第１図の局１から局２１〜２７に送
信するデジタル信号は第５図ａに示す普通に行な
われる２地点間のジデタル多重通信信号である。
局１から局２１〜２７に向けた伝送信号の時間位
置の配列は特定の配置である必要はない。局２１
〜２７の各局はＴR（T1〜Ｔo）で変調された受
信信号を復調し、自局に割当てられた時間スロツ
トの符号を取出して情報信号を得る。ＴRは通信
容量ＣRを持つデジタル信号であり局１の送信電
波はRDの占有周波数帯域幅を持つている。 局２１〜２７から送信する信号は局１の送信信
号のクロツク周波数ＦCRで制御されたデジタル信
号で変調したバースト状の信号であり、局１から
局２１、局１から２２、……方向への通信容量と
その逆方向の通信容量が等しくＣS1，ＣS2，……
ＣSoであるとすれば、局１で受信される信号を第
５図ｂのＴS（ＴS1，……ＴSo）に示すようにＣS
１に相当するバーストＴS1，ＣSoに相当するバー
ストＴSoなどを第５図ａのフレーム時間長ＴFと
等しいフレーム時間ＴFのなかに互に重なること
なく順序よく配列することができる。合計の通信
容量はほぼＣRに等しくバースト信号の多重され
た信号ＴSのもつ局１の受信電波の占有周波数帯
域幅SDはRDと等しい。 本発明による時分割多方向多重通信方式では、
局１の受信信号が第５図ｂで示す時分割多重信号
になるごとく局２１〜２７内の送信信号のフレー
ムタイミング時間を局１の送信信号に含まれる信
号を基準として設定する。 この場合、第１図に示すごとく、局１と局２１
〜２７の各局との間の伝ぱん路長はそれぞれ異な
つており、信号の伝ぱん時間はそれぞれτ１、τ
２……τoと異なつた値を持つている。このよう
な多方向回線において、局１の受信信号を第５図
ｂのごとく局２１〜２７からのバーストTDM信
号を配列するためには次のごとくする。説明の便
宜のため、第１図の伝ぱん時間のうちτ２が最も
小さくτnioであり、τoが最も大きくτnaxの値を
とるものとする。 第８図ａに示すごとく、局１からTDM信号が
送信されている。ＡRはＴFごとに繰返すフレーム
同期信号である。Rは注目するフレームの同期
信号である。T′2，T′oはサブフレームＴS2，ＴSo
の初頭の部分を示している。第８図ｂはτnaxの
後に局２７で第８図ａの信号を受信し、そのフレ
ーム同期信号を基準として局２７で構成した
TDMバースト信号を送信したとき、更にτnax遅
れて局１で受信されるTDMバースト信号の位置
を示しT′Soはバースト信号ＴSoの初頭の部分を示
し、このバースト信号は局１の受信TDM信号ＴS
のサブフレームを構成すべき信号である。第８図
ｃはτnioの後に局２２で第８図ａの信号を受信
し、そのフレーム同期信号を基準として局２２で
構成したTDMバースト信号を送信したとき、更
にτnio遅れて局１で受信されるTDMバースト信
号の位置を示す。T′S2はバースト信号ＴS2の初頭
の部分を示している。Ａo，A2は第８図ａを受信
して作成した信号を局２７、局２２が送信したと
き局１の受信のフレーム同期信号の位置である。
o，２は第８図ａのRがそれぞれ２τnax、
２τnioだけ遅れて局１に受信された第８図ｂお
よびｃのフレーム同期の位置を示す。局２１〜２
７の各局が第８図ａの信号を受信してそのフレー
ム同期信号ＡRを基準として構成したTDMバース
ト信号のフレーム同期信号の位置は２とoと
の間に伝ぱん時間に従つて分布して存在する。 これら局２１〜２７の各局から送信され局１で
受信される信号を第５図ｂのＴSに示すごとき
TDM信号とすることは、局２１〜２７の各局か
ら送信され局１で受信されるTDMバースト信号
の時間基準とするフレーム同期信号A1，A2，
A3，……Ａoの時間位置を完全に一致させること
により可能になる。第８図に示すようにフレーム
同期信号はＴFの間隔で周期的に繰返されてい
る。従つて２τ１、２τ２、……２τoの相違は
サブフレームがＴFの周期で繰返されることか
ら、サブフレームの配列上からみると０〜1/2ＴF
の間に相違を対応させればよいことになる。従つ
て局１に受信されるA1，A2，……Ａoの位置を一
致させるために局２１〜２７の各局において最大
1/2ＴFまで遅れ時間を調整できる回路を設けこれ
を通してTDMサブフレーム信号を送信できるよ
うにすれば、第５図ｂのＴSの如く各局から送ら
れた受信信号をＴFで繰返すTDM信号に配列する
ことができる。以上は説明の便宜上、局２１〜２
７からフレーム同期信号A1，A2，……，Ａoを送
るものとして述べたが局１の受信では後述のごと
く必要でなので、A1，A2，……，Ａoの送信は省
略できる。 次に第５図ｂに示したＴS1，ＴS2，……ＴSoの
タイミングを同一に設定する必要がある。このた
め第１図の局２１〜２７において送信クロツク周
波数は受信した局１のクロツクを使用し、タイミ
ング位置調整のため遅延回路を通して送信しＴS
においてタイミングを一致させる。 次に本発明の装置構成について述べる。第９図
は第３図の周波数装置を行なう多方向回線方式の
装置構成であり第１０図に示す本発明の装置構成
と比較するために示す。 第９図において、５０は中心局（第１図の局１
に相当する。）、５１，７１，８１は送受信分離回
路５２，７５，８５は送信回路、５３，７６，８
６は変調回路（たとえばPSK変調器）、５４，７
７，８７はTDM送信装置、５５，５９は受信分
波器、５６，６０，７２，８２は受信増幅回路、
５７，６１は復調回路、５８，６２，７４，８４
はTDM受信装置、６３，７８，８８は空中線用
接続端子、７０，８０は周辺局（第１図の局２１
〜２７に相当する。）、７３，８３はRD信号復調
回路である。局５０においては、局７０から送信
された信号を回路５１，５５を介して受信増幅回
路、５６復調回路５７で復調し、TDM受信装置
５８で伝送情報を受信する。回路６０〜６２は局
８０から送信された信号を受信するそれぞれの回
路である。端子７８，８８から送信される信号は
第３図のS1D，S2D……SoDで示された帯域
幅と周波数配置とで示される。他の動作はよく知
られているので省略する。 第１０図は本発明を実現する装置の構成例であ
る。図において、１００は中心局（第１図の１で
ある。）、１０１，２０１，３０１は送受信分離回
路、１０２は送信回路、１０３，２０７，３０７
は変調回路１０４はTDM送信装置、１０５は装
置１０４で発生したフレーム同期信号およびタイ
ミング信号の遅延を調整する回路、１０６は中心
局の、２０２，３０２は周辺局（第１図の２１〜
２７）の受信増幅回路、１０７は復調回路、１０
８はTDM受信装置、２０３，３０３は復調回
路、２０４，３０４は第４図のRDを受信する
TDM装置、２０５，３０５は装置２０４，３０
４で発生したフレーム同期信号およびタイミング
信号を遅延調整する回路、２０６，３０６は送信
バースト制御回路、１１０，２１０，３１０は空
中線用端子である。遅延調整回路２０５，３０５
ではフレーム同期信号、タイミング信号をTDM
バースト信号送信装置２０８，３０８に、フレー
ムに同期したバースト制御信号を送信バースト制
御回路２０６，３０６に供給する、遅延回路２０
５，３０５は最大値が略1/2ＴFまでをとり得るフ
レーム同期信号用遅延調整回路であり、第５図お
よび第８図を用いて説明した如く、本発明の実施
例のため端子１１０に受信される受信TDMバー
スト信号を第５図ｂの連続TDM信号ＴSに配列さ
せるごとく調整する。遅延回路１０５，２０５，
３０５は同軸その他の遅延線又はシフトレジスタ
等のデジタル遅延回路で構成される。受信増幅回
路１０６、復調回路１０７、TDM受信装置１０
８は、第４図にSD信号を受信し、第５図ｂのＴ
Sで示す連続TDM信号を復調し各局から送信され
た通信情報を得る。 以上の説明は局１（第１図）から送信する通信
容量ＣRと局１が受信する全通信容量とが等し
く、第４図のRDとSDとが同一の占有周波数帯
域幅を有する場合について述べた。しかし、一般
的には局１が局２１〜２７に送信する通信容量
と、その逆方向の局２１〜２７から局１に送信す
る通信容量とは等しくないことが多い。このよう
な場合においても、本発明はそのまゝ実施するこ
とができる。この場合は、第５図ａ，ｂにおいて
ＴRとＴSとのフレーム同期ＴFは同一の値とし、
クロツク周波数を異なる値とすることで本発明は
そのまゝ適用できる。例えば局１の送信のＣR
が、局１の全受信通信容量〓Csnより大きい場合
には、第１０図においてTDM送信装置１０４か
らＣRに相当するクロツク周波数で信号を送出す
るが、遅延調整回路１０５を経て受信側に供給す
るクロツク周波数は
装置との間でそれぞれ通信を行なう多方向通信方
式に関し、特にデジタル時分割多方向多重通信方
式を提供することにある。 従来ある一つの送受信装置（たとえば中心局、
親局）と、他の複数の送受信装置（たとえば周辺
局、子局）間でそれぞれ通信する方式としては単
側帯波（SSB）通信方式を使用していた。この
SSB多方向通信方式の用いられる理由は、中心局
と周辺局間に１対１の対向通信回線を使用する場
合に比して、中心局の送受信装置が節減でき、ま
た無線方式においては１対１の対方向通信方式よ
りも占有周波数帯域を減少できる利点があるから
である。この方式は、ある地域にSSB多方向通信
方式がただ１つ存在する場合は極めて周波数有効
利用ができる方式であるが、SSB方式は干渉に弱
く、この干渉量がそのまゝ通信品質低下を招くた
めに干渉が無視できる他の地域に於てだけしか同
一周波数帯のSSB多方向通信方式は使用できな
い。このため近接した地域で多方向通信をおこな
うためには異なる周波数帯を使用しなければなら
ず、これは無線周波数帯域の増加を招く。また
SSB方式は電話音声の通信に適した方式である
が、フアクシミリ、データ、画像および音声など
各種情報を伝送する通信方式には不適当である。
以上のごとく、現在用いられているSSB多方向多
重通信方式は１対１の対通信方式に対して設備の
節減と占有周波数帯域の減少が図れるが、地域的
な周波数利用効率が低い欠点を有する。 一方、衛生通信のデジタル多元接続
（TDMA）通信方式は多数の地球局がフレーム時
間で繰返すバースト信号を衛星を介して送信して
互に通信をする方式である。この方式は各地球局
相互間の通信を衛星を経由しておこなうために、
各地球局はそれぞれ他の多数の地球局に対するバ
ースト状送受信信号を衛星位置の変動にともなつ
て位置調整する必要があり、回線の構成および必
要な制御方法等が複雑である。また、各バースト
信号に前置符号（プリアンプル信号）および各バ
ース信号間にガード時間を設けなければならず伝
送効率が連続デジタル変調通信に比して低下する
欠点がある。 本発明の目的は前述の欠点を除いた多方向多重
通信方式を提供することにある。 本発明の特徴は、多方向多重通信方式の利点を
保ちながら、SSB多方向多重方式が１方式のみ施
設できる地域において、同一周波数帯を用い複数
の多方向多重通信方式を施設可能にし周波数有効
利用を一層向上するともに、フアクシミリ、デー
タ、画像および音声などの各種情報の複合通信を
可能とするものである。 以下、図面を参照しながら詳細に説明する。 第１図は多方向通信方式の構成を示す図であ
る。中心局１から他の多数の周辺局２１〜２７の
間無線通信において例えば局１から局２１〜２４
方向は、回線間の角度が小さいか、または空中線
の指向性が広いため対地別に別個の空中線を設け
ることが困難または無意味であるため空中線１１
を共通に用いており、また同様に局１から局２
５，２６方向は共通空中線１２、局２７方向へ空
中線１３を用いているものとする。場合によつて
は空中線１１〜１３は１つの空中線の場合もあ
る。局２１〜２７の各局から局１向けにはそれぞ
れ空中線３１〜３７が設けられている。 従来行なわれているSSB多方向通信方式は第２
図に示すごとく図１の局１より局２１〜２７に対
する信号を１台の送信装置からSSB信号RSによ
り送信し、局２１〜２７はこれを受信し、そのな
かからそれぞれ自局あて通信信号を取り出す、対
向する局１向け通信信号は局２１はS1S、局２
２はS2S……のSSB信号を送出し、局１の受信
装置入力において第２図に示すごとくこれらの信
号の周波数が重ならないように配置している。全
体の通信容量があまり大きくない場合には局１は
１台の受信装置で受信できる。SSB信号は周知の
ごとく他からの干渉はそのまま通信信号の出力に
干渉として表われる。SSB信号相互の干渉では他
の信号の干渉は直線漏話となりいちぢるしく通信
品質を劣化させる。このため希望信号Ｄと干渉信
号Ｕの比は例えば60dB程度が要求され、無線伝
ぱん路の差動フエーシングを考慮すると定常時の
DU比は例えば100dB以上必要となる。このため
２つのSSB多方向通信方式は甚だしく距離を離す
必要があり、無線周波数の地域利用度が低下す
る。多方向通信方式は空中線の指向性で干渉を押
えることはその回線の構成上困難であるから、干
渉に強い変調方式を用いて多方向通信方式間の間
隔を短縮することにより無線周波数の地域利用率
を向上する必要がある。干渉に強い変調方式はデ
ジタル信号により無線搬送波を例えば位相偏移変
調（PSK）する方式がある。PSK方式では通常通
信に要求される品質（ビツト誤り率）を得るため
に必要なDU比は25dB程度あれば十分であり、２
つの多方向通信方式間の間隔はSSB方式を用いる
場合に比しDU比の差と間隔が短縮したことにと
もなう差動フエージングの減少とが加わり定常時
の必要なDU比はSSBの場合に比して例へば45dB
程度の減少が可能となり、極めて接近した間隔で
同一周波数帯での施設を可能とする。 デジタル信号による変調方式を用いる多方向通
信方式を従来の方法から考えると無線周波数配置
は第３図に示す配置が考へられる。第１図の局１
は局２１〜２７に対するデジタル信号を時分割多
重（TDM）して搬送波を変調（例えばPSKまた
はFSKなどにより）し空中線１１〜１３からデ
ジタルTDM変調信号RDを送信する。各局２１
〜２７はこれを受信し、TDM信号の自局あて信
号を取出す。また、各局２１〜２７からはこれに
対応する通信信号をデジタルTDM信号として搬
送波を変調（例えばPSK）して局１に向け空中線
３１〜３７から、信号S1D，S2D，……，So
Ｄとして送信し回線を構成する。第３図の方法に
おいては、各局２１〜２７から送られる信号を、
例えば説明を簡略化するため局１の１つの空中線
で受信した場合、S1D，S2D，……，SoDの
各無線チヤンネル間干渉を避けるために、それぞ
れのチヤンネル相互間に適当な間隔を設ける必要
がある。いま、ｎ個の各局２１〜２７が同じ通信
容量ＣSを持つとしてS1D，S2D，S3D，……，
SoDの間隔はＣSに対応するクロツク周波数をＦ
CSとすれば、通常（1.6〜2.0）×ＦCSが要求され
る。従つて局１の受信信号の合計の周波数帯域幅
は（1.6〜2.0）×nFCSになる。局１からｎ個各局
に送信する通信容量は一般的にはnCS＝ＣRであ
り、ＣRに対応するクロツク周波数はＦCR〓nFCS
である。従つて局１の送信信号の占有周波数帯域
幅はαＦCR＝αnFCSで、αは略1.1程度である。
このように同じ片方向の通信容量ＣRに対して、
局１の送信の占有周波数帯域幅と局１の受信の占
有周波数帯域幅の間に大きな開きがあり局１の受
信信号は通信容量ＣRに必要な占有周波数帯域幅
に比較して非常に広い帯域を占有する。この周波
数不経済性を除くために、本発明においては第４
図に示すごとく通信容量ＣRに対応する局１の送
信の占有周波数帯域幅RDと同じ占有周波数帯域
幅SDを通信容量ＣS1，ＣS2，……ＣSoを持つ各
周辺局の送信信号に与える方式とする。 前述の各周辺局が同一の通信容量を持つ例で説
明すれば、各局はＣSnの通信容量を持ち、これを
送信するに必要な占有帯域幅SnDのｎ倍の帯域
幅を持つ帯域幅SD＝RDを使つて信号を送信す
る。この場合送信信号の時間をｎ分の１に圧縮
し、局２１〜２７の各局は局１の受信点において
互に時間的に重ならないよう時分割多重信号とす
る。中心周波数（搬送周波数）は同一の値にす
る。従つて局１の受信信号の占有周波数帯域幅
SDも送信のRDと同一の帯域幅になり、それぞれ
伝送容量ＣRnCSn＝ＣRに必要な帯域幅にするこ
とができ周波数有効利用を図ることができる。 送出する信号の形式は、局１から他の多数の局
２１〜２７に向けて第５図ａのごとく連続時分割
多重信号（TDM）を送信し、これを他の多数の
局で受信し、これらの局からの送信信号は自局で
必要な時間幅だけ送信し局１では全ての他の局２
１〜２７からの信号を第５図ｂのごとく連続時分
割信号（TDM）として受信する。 この信号の形式に類似している衛星通信の多元
接続方式（TDMA）では、第６図に示すごと
く、衛星中継機４０（ＳR）を経由して各地球局
４１（E1），４２（E2），……４３（Ｅo）から第
７図ｂに示すごときバースト信号Ｔe1，Ｔenを送
信し、これらを各地球局が受信して通信する。こ
のバースト信号を各地球局が受信したとき互に重
ならないように衛星送信信号は第７図ａに示すよ
うに各地球局からの信号ＴS1＋ＴS2，……ＴSoか
フレーム時間ＴSのなかで整列していなければ
ならない。このため地球局４１（E1）から送信し
たバースト信号Ｔe1に含まれる同期符号を地球局
４２，４３で受信し、これらの局は自局が送信し
たＴenに含まれる同期符号を衛星４０を経由して
受信しＴS1とＴSnの時間関係を検出して送信Ｔen
の時間位置を制御するループ制御を行なう。 この方式では衛星４０と各地球局４１〜４３と
の間の距離は別々に常に変動しているから、地球
局送信のＴe1とＴenとの時間関係はＴS1とＴSnと
の関係と異なり、かつ一定でなく変動している。 このため各バースト信号ＴS1，ＴS2，……ＴS
ｎ，……ＴSoの間には保護時間Ｇ（第７図ａ参
照）を設けている。また各バースト信号の復調の
ために搬送波再生、タイミング再生のために必要
な前置符号P1〜Ｐo（第７図ａ参照）を設けてい
る。これらＧおよびP1〜Ｐoは情報伝送容量の損
失を生じている。 本発明は第１図と第６図とを比較して明らかな
ように通信路の構成が異なり上述のフレーム同期
タイミング同期制御が異なり、また第７図に示す
ＧおよびＰを必要とせずフレーム構成が異なつて
いる。 本発明を実現するために必要な具体的手段を以
下に述べる。第１図の局１から局２１〜２７に送
信するデジタル信号は第５図ａに示す普通に行な
われる２地点間のジデタル多重通信信号である。
局１から局２１〜２７に向けた伝送信号の時間位
置の配列は特定の配置である必要はない。局２１
〜２７の各局はＴR（T1〜Ｔo）で変調された受
信信号を復調し、自局に割当てられた時間スロツ
トの符号を取出して情報信号を得る。ＴRは通信
容量ＣRを持つデジタル信号であり局１の送信電
波はRDの占有周波数帯域幅を持つている。 局２１〜２７から送信する信号は局１の送信信
号のクロツク周波数ＦCRで制御されたデジタル信
号で変調したバースト状の信号であり、局１から
局２１、局１から２２、……方向への通信容量と
その逆方向の通信容量が等しくＣS1，ＣS2，……
ＣSoであるとすれば、局１で受信される信号を第
５図ｂのＴS（ＴS1，……ＴSo）に示すようにＣS
１に相当するバーストＴS1，ＣSoに相当するバー
ストＴSoなどを第５図ａのフレーム時間長ＴFと
等しいフレーム時間ＴFのなかに互に重なること
なく順序よく配列することができる。合計の通信
容量はほぼＣRに等しくバースト信号の多重され
た信号ＴSのもつ局１の受信電波の占有周波数帯
域幅SDはRDと等しい。 本発明による時分割多方向多重通信方式では、
局１の受信信号が第５図ｂで示す時分割多重信号
になるごとく局２１〜２７内の送信信号のフレー
ムタイミング時間を局１の送信信号に含まれる信
号を基準として設定する。 この場合、第１図に示すごとく、局１と局２１
〜２７の各局との間の伝ぱん路長はそれぞれ異な
つており、信号の伝ぱん時間はそれぞれτ１、τ
２……τoと異なつた値を持つている。このよう
な多方向回線において、局１の受信信号を第５図
ｂのごとく局２１〜２７からのバーストTDM信
号を配列するためには次のごとくする。説明の便
宜のため、第１図の伝ぱん時間のうちτ２が最も
小さくτnioであり、τoが最も大きくτnaxの値を
とるものとする。 第８図ａに示すごとく、局１からTDM信号が
送信されている。ＡRはＴFごとに繰返すフレーム
同期信号である。Rは注目するフレームの同期
信号である。T′2，T′oはサブフレームＴS2，ＴSo
の初頭の部分を示している。第８図ｂはτnaxの
後に局２７で第８図ａの信号を受信し、そのフレ
ーム同期信号を基準として局２７で構成した
TDMバースト信号を送信したとき、更にτnax遅
れて局１で受信されるTDMバースト信号の位置
を示しT′Soはバースト信号ＴSoの初頭の部分を示
し、このバースト信号は局１の受信TDM信号ＴS
のサブフレームを構成すべき信号である。第８図
ｃはτnioの後に局２２で第８図ａの信号を受信
し、そのフレーム同期信号を基準として局２２で
構成したTDMバースト信号を送信したとき、更
にτnio遅れて局１で受信されるTDMバースト信
号の位置を示す。T′S2はバースト信号ＴS2の初頭
の部分を示している。Ａo，A2は第８図ａを受信
して作成した信号を局２７、局２２が送信したと
き局１の受信のフレーム同期信号の位置である。
o，２は第８図ａのRがそれぞれ２τnax、
２τnioだけ遅れて局１に受信された第８図ｂお
よびｃのフレーム同期の位置を示す。局２１〜２
７の各局が第８図ａの信号を受信してそのフレー
ム同期信号ＡRを基準として構成したTDMバース
ト信号のフレーム同期信号の位置は２とoと
の間に伝ぱん時間に従つて分布して存在する。 これら局２１〜２７の各局から送信され局１で
受信される信号を第５図ｂのＴSに示すごとき
TDM信号とすることは、局２１〜２７の各局か
ら送信され局１で受信されるTDMバースト信号
の時間基準とするフレーム同期信号A1，A2，
A3，……Ａoの時間位置を完全に一致させること
により可能になる。第８図に示すようにフレーム
同期信号はＴFの間隔で周期的に繰返されてい
る。従つて２τ１、２τ２、……２τoの相違は
サブフレームがＴFの周期で繰返されることか
ら、サブフレームの配列上からみると０〜1/2ＴF
の間に相違を対応させればよいことになる。従つ
て局１に受信されるA1，A2，……Ａoの位置を一
致させるために局２１〜２７の各局において最大
1/2ＴFまで遅れ時間を調整できる回路を設けこれ
を通してTDMサブフレーム信号を送信できるよ
うにすれば、第５図ｂのＴSの如く各局から送ら
れた受信信号をＴFで繰返すTDM信号に配列する
ことができる。以上は説明の便宜上、局２１〜２
７からフレーム同期信号A1，A2，……，Ａoを送
るものとして述べたが局１の受信では後述のごと
く必要でなので、A1，A2，……，Ａoの送信は省
略できる。 次に第５図ｂに示したＴS1，ＴS2，……ＴSoの
タイミングを同一に設定する必要がある。このた
め第１図の局２１〜２７において送信クロツク周
波数は受信した局１のクロツクを使用し、タイミ
ング位置調整のため遅延回路を通して送信しＴS
においてタイミングを一致させる。 次に本発明の装置構成について述べる。第９図
は第３図の周波数装置を行なう多方向回線方式の
装置構成であり第１０図に示す本発明の装置構成
と比較するために示す。 第９図において、５０は中心局（第１図の局１
に相当する。）、５１，７１，８１は送受信分離回
路５２，７５，８５は送信回路、５３，７６，８
６は変調回路（たとえばPSK変調器）、５４，７
７，８７はTDM送信装置、５５，５９は受信分
波器、５６，６０，７２，８２は受信増幅回路、
５７，６１は復調回路、５８，６２，７４，８４
はTDM受信装置、６３，７８，８８は空中線用
接続端子、７０，８０は周辺局（第１図の局２１
〜２７に相当する。）、７３，８３はRD信号復調
回路である。局５０においては、局７０から送信
された信号を回路５１，５５を介して受信増幅回
路、５６復調回路５７で復調し、TDM受信装置
５８で伝送情報を受信する。回路６０〜６２は局
８０から送信された信号を受信するそれぞれの回
路である。端子７８，８８から送信される信号は
第３図のS1D，S2D……SoDで示された帯域
幅と周波数配置とで示される。他の動作はよく知
られているので省略する。 第１０図は本発明を実現する装置の構成例であ
る。図において、１００は中心局（第１図の１で
ある。）、１０１，２０１，３０１は送受信分離回
路、１０２は送信回路、１０３，２０７，３０７
は変調回路１０４はTDM送信装置、１０５は装
置１０４で発生したフレーム同期信号およびタイ
ミング信号の遅延を調整する回路、１０６は中心
局の、２０２，３０２は周辺局（第１図の２１〜
２７）の受信増幅回路、１０７は復調回路、１０
８はTDM受信装置、２０３，３０３は復調回
路、２０４，３０４は第４図のRDを受信する
TDM装置、２０５，３０５は装置２０４，３０
４で発生したフレーム同期信号およびタイミング
信号を遅延調整する回路、２０６，３０６は送信
バースト制御回路、１１０，２１０，３１０は空
中線用端子である。遅延調整回路２０５，３０５
ではフレーム同期信号、タイミング信号をTDM
バースト信号送信装置２０８，３０８に、フレー
ムに同期したバースト制御信号を送信バースト制
御回路２０６，３０６に供給する、遅延回路２０
５，３０５は最大値が略1/2ＴFまでをとり得るフ
レーム同期信号用遅延調整回路であり、第５図お
よび第８図を用いて説明した如く、本発明の実施
例のため端子１１０に受信される受信TDMバー
スト信号を第５図ｂの連続TDM信号ＴSに配列さ
せるごとく調整する。遅延回路１０５，２０５，
３０５は同軸その他の遅延線又はシフトレジスタ
等のデジタル遅延回路で構成される。受信増幅回
路１０６、復調回路１０７、TDM受信装置１０
８は、第４図にSD信号を受信し、第５図ｂのＴ
Sで示す連続TDM信号を復調し各局から送信され
た通信情報を得る。 以上の説明は局１（第１図）から送信する通信
容量ＣRと局１が受信する全通信容量とが等し
く、第４図のRDとSDとが同一の占有周波数帯
域幅を有する場合について述べた。しかし、一般
的には局１が局２１〜２７に送信する通信容量
と、その逆方向の局２１〜２７から局１に送信す
る通信容量とは等しくないことが多い。このよう
な場合においても、本発明はそのまゝ実施するこ
とができる。この場合は、第５図ａ，ｂにおいて
ＴRとＴSとのフレーム同期ＴFは同一の値とし、
クロツク周波数を異なる値とすることで本発明は
そのまゝ適用できる。例えば局１の送信のＣR
が、局１の全受信通信容量〓Csnより大きい場合
には、第１０図においてTDM送信装置１０４か
らＣRに相当するクロツク周波数で信号を送出す
るが、遅延調整回路１０５を経て受信側に供給す
るクロツク周波数は
【式】に略見合うクロツ
ク周波数に逓減した周波数とする。また局２００
および３００におけるTDM受信装置２０４およ
び３０４から回路２０５および３０５を経て送信
TDM装置２０８，３０８に供給するクロツク周
波数も、局１００において装置１０４から回路１
０５に供給したと同率に周波数逓減して供給す
る。 この場合第４図のSDはRDより狭い占有周波
数帯域幅になる。第１０図において、バースト制
御送信回路２０６，３０６を経て送信される信号
は回路１０６の受信入力では第５図ｂにおける、
ＴS1，ＴS2，……，ＴSoのごとく順次バースト
TDM信号として入力される。これらの各バース
トの搬送周波数は局２００，３００（第１図局２
１〜２７）の各局の変調送信回路２０７，３０７
が独立の場合は周波数、位相が同じでない。局１
００の受信復調回路１０７で位相同期検波する場
合には、各バースト信号の初頭において搬送波再
生を行ない、これを用いて同期検波をする必要が
あるが、その方法は一般に用いられる周知の回路
を用いる。この搬送波再生に要する時間は大略
400ns程度であるから、通信容量が大略6.3Mb／
ｓ以下で４相PSKを使用する場合は１シンボルタ
イムスロツト以内であり回路１０８では連続
TDM信号として処理できる。クロツクは送信
TDM装置１０４より供給されるので再生の必要
はない。大略6.3Mb／ｓより大きい通信容量の場
合は２シンボルタイムスロツト以上を搬送波再生
に割当てることが必要となろうが、このタイムス
ロツトの増加を防ぐためには同期検波の代りに遅
延検波を使用すればよい。 また、CPFSK方式を用いれば搬送波再生時間
スロツトは不要になる同期検波を行なう場合搬送
波再生時間を最小に抑えるために、局２００，３
００において第１１図に示す装置４００を使用す
ることができる。これは、送信搬送波の周波数お
よび位相を受信搬送波の周波数位相で制御し、局
２００，３００（第１０図）の送信搬送波の周波
数位相を局１００（第１０図）の受信入力１１０
において一致するごとく位相設定して後送信す
る。 第１１図において、４０１は送受信分離回路、
４３０および４３５はそれぞれ受信入力および受
信出力端子、４４０および４４５はそれぞれ送信
出力および送信入力端子、４３１は周波数変換器
４３２はIF増幅器、４３３は位相同期検波器、
４３４は符号再生器、４３６は受信局部発振器、
４３７は搬送波再生器、４３８はタイミング再生
器、４３９は４３６を用いない場合の他の例の回
路である。４４４は送信符号処理器、４４３は変
調器、４４２は位相器、４４１はゲート回路、４
４６は送信搬送波発生器である。 ４５０は回路４３７と４３８から基準とする周
波数、位相を持つ信号を入力として回路４３６と
４４６に周波数、位相を制御する信号を４５１，
４５２を介して出力する回路、４４７は受信局部
発振信号と４５１から４５３を経て送受信搬送波
の差信号を得て４４６を制御する他の例の回路で
ある。受信入力端子４３０に局１００から送られ
た信号RDを受信し同期検波する受信回路には、
同期検波用搬送波再生器４３７およびタイミング
再生器４３８を備えている。この再生搬送波と再
生タイミング信号で受信局部発振器４３６の入力
４５１および送信搬送波発振器４４６の入力信号
を作成する。このようにすれば端子４４０の出力
信号を位相器４４２を調節することにより局１０
０の入力信号ＴSの各サブバーストＴS1，ＴS2，
……，ＴS2の搬送波位相を合せることができる。 受信入力搬送波をr受信信号のタイミングT
再生搬送波をDとすれば、簡単のため一重スー
パー受信の場合を述べると中間周波数IFはD
に等しく、 D＝１／（１＋ｌ）（r±ｎT） で与えられ、４３７，４３８の出力周波数および
位相は受信信号のr，Tによつて決定される。
ここにｌ、ｎは整数又は分数である。 回路４５０は回路４３７，４３８の出力によつ
て制御される逓倍、分周の回路の組合せからなり
４５１および４５２に受信および送信局部発振器
の入力信号の搬送波またはその整数分の１の信号
を出力として供給する。受信局部発振出力は一般
には低レベルであるから４３９の如く４５１の出
力を直接使用し回路４３６の同期引込発振器は省
略することもできる。送信搬送波レベルは高いの
で一般には４５２の出力で同期引込発振器４４６
を制御しその出力を送信搬送波に使用する。また
この４５２の代りに回路４５０から低い周波数を
４５３に出力し周波数偏移回路４４７に加えて４
５１の出力信号を送信搬送周波数に偏移させて後
回路４４６の制御信号として入力してもよい。 送信回路は一般には第１１図の実線のように構
成するのが経済的であるが点線で示す中間周波変
調器４４８を用いることも行なわれる。この場合
は回路４４３は変調器ではなく送信周波数変換器
である。回路４４８の中間周波数搬送波としては
回路４３７の出力を使用することにより、本発明
を実現できる。第１１図は単一スーパー受信（送
信）の場合を示したが二重スーパー受信（送信）
の場合にも本発明を実現できることは明らかであ
る。第５図の各ＴS1，ＴS2，……，ＴSoの搬送波
位相をそろえることは伝播路長が長く搬送波の位
相変動が大きい場合にはあまり有効でないが、周
波数が同一であるので中心局１の受信復調に有効
である。また伝播路長が短かく位相変動が小さい
場合はさらに有効性が大きくなる。 以上説明したごとく、ある一つの中心局と他の
多数の周辺局との間に双方向通信回線を設ける場
合、独立した１対１の対向通信回線を設ける代り
に多方向多重通信方式を使用することにより周波
数の有効利用と設備の簡易化が図られる。この方
式としてSSB多方向多重方式が用いられている
が、本発明のデジタルTDM多方向多重方式はさ
らに次の大きな利点を有する。 SSB多方向多重方式が１方式しか施設できない
地域においてデジタルTDM多方向多重方式を多
数施設することができ周波数利用効率をさらに数
倍以上高めることが可能になる。 またSSB多方向多重方式は電話音声の伝送を行
なう方式であるが、デジタルTDM多方向多重方
式は各種速度のフアクシミリ、データ、画像およ
び音声の複合情報を伝送することが容易である。 本発明の方式は中心事務所（ヘツドオフイス）
とその周辺地域に散在する事務所（オフイス）と
の間に上記複合情報を伝送する通信回線を設ける
場合、パイプライン、ガスライン、送配電系等の
系統制御を指令する中心の管制制御局と、系統上
に配置された制御箇所との間を接続して構成され
る制御信号、データの伝送のために設ける通信回
線網、その他に適用することによりその大きな特
徴を発揮する。
および３００におけるTDM受信装置２０４およ
び３０４から回路２０５および３０５を経て送信
TDM装置２０８，３０８に供給するクロツク周
波数も、局１００において装置１０４から回路１
０５に供給したと同率に周波数逓減して供給す
る。 この場合第４図のSDはRDより狭い占有周波
数帯域幅になる。第１０図において、バースト制
御送信回路２０６，３０６を経て送信される信号
は回路１０６の受信入力では第５図ｂにおける、
ＴS1，ＴS2，……，ＴSoのごとく順次バースト
TDM信号として入力される。これらの各バース
トの搬送周波数は局２００，３００（第１図局２
１〜２７）の各局の変調送信回路２０７，３０７
が独立の場合は周波数、位相が同じでない。局１
００の受信復調回路１０７で位相同期検波する場
合には、各バースト信号の初頭において搬送波再
生を行ない、これを用いて同期検波をする必要が
あるが、その方法は一般に用いられる周知の回路
を用いる。この搬送波再生に要する時間は大略
400ns程度であるから、通信容量が大略6.3Mb／
ｓ以下で４相PSKを使用する場合は１シンボルタ
イムスロツト以内であり回路１０８では連続
TDM信号として処理できる。クロツクは送信
TDM装置１０４より供給されるので再生の必要
はない。大略6.3Mb／ｓより大きい通信容量の場
合は２シンボルタイムスロツト以上を搬送波再生
に割当てることが必要となろうが、このタイムス
ロツトの増加を防ぐためには同期検波の代りに遅
延検波を使用すればよい。 また、CPFSK方式を用いれば搬送波再生時間
スロツトは不要になる同期検波を行なう場合搬送
波再生時間を最小に抑えるために、局２００，３
００において第１１図に示す装置４００を使用す
ることができる。これは、送信搬送波の周波数お
よび位相を受信搬送波の周波数位相で制御し、局
２００，３００（第１０図）の送信搬送波の周波
数位相を局１００（第１０図）の受信入力１１０
において一致するごとく位相設定して後送信す
る。 第１１図において、４０１は送受信分離回路、
４３０および４３５はそれぞれ受信入力および受
信出力端子、４４０および４４５はそれぞれ送信
出力および送信入力端子、４３１は周波数変換器
４３２はIF増幅器、４３３は位相同期検波器、
４３４は符号再生器、４３６は受信局部発振器、
４３７は搬送波再生器、４３８はタイミング再生
器、４３９は４３６を用いない場合の他の例の回
路である。４４４は送信符号処理器、４４３は変
調器、４４２は位相器、４４１はゲート回路、４
４６は送信搬送波発生器である。 ４５０は回路４３７と４３８から基準とする周
波数、位相を持つ信号を入力として回路４３６と
４４６に周波数、位相を制御する信号を４５１，
４５２を介して出力する回路、４４７は受信局部
発振信号と４５１から４５３を経て送受信搬送波
の差信号を得て４４６を制御する他の例の回路で
ある。受信入力端子４３０に局１００から送られ
た信号RDを受信し同期検波する受信回路には、
同期検波用搬送波再生器４３７およびタイミング
再生器４３８を備えている。この再生搬送波と再
生タイミング信号で受信局部発振器４３６の入力
４５１および送信搬送波発振器４４６の入力信号
を作成する。このようにすれば端子４４０の出力
信号を位相器４４２を調節することにより局１０
０の入力信号ＴSの各サブバーストＴS1，ＴS2，
……，ＴS2の搬送波位相を合せることができる。 受信入力搬送波をr受信信号のタイミングT
再生搬送波をDとすれば、簡単のため一重スー
パー受信の場合を述べると中間周波数IFはD
に等しく、 D＝１／（１＋ｌ）（r±ｎT） で与えられ、４３７，４３８の出力周波数および
位相は受信信号のr，Tによつて決定される。
ここにｌ、ｎは整数又は分数である。 回路４５０は回路４３７，４３８の出力によつ
て制御される逓倍、分周の回路の組合せからなり
４５１および４５２に受信および送信局部発振器
の入力信号の搬送波またはその整数分の１の信号
を出力として供給する。受信局部発振出力は一般
には低レベルであるから４３９の如く４５１の出
力を直接使用し回路４３６の同期引込発振器は省
略することもできる。送信搬送波レベルは高いの
で一般には４５２の出力で同期引込発振器４４６
を制御しその出力を送信搬送波に使用する。また
この４５２の代りに回路４５０から低い周波数を
４５３に出力し周波数偏移回路４４７に加えて４
５１の出力信号を送信搬送周波数に偏移させて後
回路４４６の制御信号として入力してもよい。 送信回路は一般には第１１図の実線のように構
成するのが経済的であるが点線で示す中間周波変
調器４４８を用いることも行なわれる。この場合
は回路４４３は変調器ではなく送信周波数変換器
である。回路４４８の中間周波数搬送波としては
回路４３７の出力を使用することにより、本発明
を実現できる。第１１図は単一スーパー受信（送
信）の場合を示したが二重スーパー受信（送信）
の場合にも本発明を実現できることは明らかであ
る。第５図の各ＴS1，ＴS2，……，ＴSoの搬送波
位相をそろえることは伝播路長が長く搬送波の位
相変動が大きい場合にはあまり有効でないが、周
波数が同一であるので中心局１の受信復調に有効
である。また伝播路長が短かく位相変動が小さい
場合はさらに有効性が大きくなる。 以上説明したごとく、ある一つの中心局と他の
多数の周辺局との間に双方向通信回線を設ける場
合、独立した１対１の対向通信回線を設ける代り
に多方向多重通信方式を使用することにより周波
数の有効利用と設備の簡易化が図られる。この方
式としてSSB多方向多重方式が用いられている
が、本発明のデジタルTDM多方向多重方式はさ
らに次の大きな利点を有する。 SSB多方向多重方式が１方式しか施設できない
地域においてデジタルTDM多方向多重方式を多
数施設することができ周波数利用効率をさらに数
倍以上高めることが可能になる。 またSSB多方向多重方式は電話音声の伝送を行
なう方式であるが、デジタルTDM多方向多重方
式は各種速度のフアクシミリ、データ、画像およ
び音声の複合情報を伝送することが容易である。 本発明の方式は中心事務所（ヘツドオフイス）
とその周辺地域に散在する事務所（オフイス）と
の間に上記複合情報を伝送する通信回線を設ける
場合、パイプライン、ガスライン、送配電系等の
系統制御を指令する中心の管制制御局と、系統上
に配置された制御箇所との間を接続して構成され
る制御信号、データの伝送のために設ける通信回
線網、その他に適用することによりその大きな特
徴を発揮する。
第１図は本発明を適用する多方向通信回線網を
示す。第２図は従来使用された多方向通信回線網
を構成するためのSSB多方向多重通信方式の周波
数配置図を示す。第３図はデジタル変調方式を用
いて多方向多重通信方式を構成する場合に考へら
れる１つの方法の周波数配置を示す。第４図は本
発明による周波数配置を示す。第５図ａ，ｂは本
発明の通信信号構成を示す。第６図は衛星中継機
を用いた時分割多元接続通信方式の回線構成と制
御系統図を示す。第７図ａ，ｂは各地球局が送信
するバースト信号、衛星送信信号の関係を示す。
第８図ａ，ｂ，ｃは本発明の回路動作を説明する
ための図で、ａは局１の送信時間フレーム、ｂは
局２１〜２７のうち局１から最も遠い局、ｃは最
も近い局から局１のフレーム信号を送信したとき
の関係を示す図である。第９図は、第３図の場合
に対応する装置構成例である。第１０図は本発明
による第４図、第５図の信号構成に対応する装置
構成例を示す。第１１図は本発明による送信搬送
波制御系統図である。
示す。第２図は従来使用された多方向通信回線網
を構成するためのSSB多方向多重通信方式の周波
数配置図を示す。第３図はデジタル変調方式を用
いて多方向多重通信方式を構成する場合に考へら
れる１つの方法の周波数配置を示す。第４図は本
発明による周波数配置を示す。第５図ａ，ｂは本
発明の通信信号構成を示す。第６図は衛星中継機
を用いた時分割多元接続通信方式の回線構成と制
御系統図を示す。第７図ａ，ｂは各地球局が送信
するバースト信号、衛星送信信号の関係を示す。
第８図ａ，ｂ，ｃは本発明の回路動作を説明する
ための図で、ａは局１の送信時間フレーム、ｂは
局２１〜２７のうち局１から最も遠い局、ｃは最
も近い局から局１のフレーム信号を送信したとき
の関係を示す図である。第９図は、第３図の場合
に対応する装置構成例である。第１０図は本発明
による第４図、第５図の信号構成に対応する装置
構成例を示す。第１１図は本発明による送信搬送
波制御系統図である。
Claims (1)
- １ ある一つの第１の局と他の複数の第２の局と
の間でそれぞれ通信を行なう多方向通信方式にお
いて、前記第１の局の送信装置からは前記第２の
局にデジタル多重通信信号を送信し、前記第２の
局のそれぞれは前記信号を受信し自局に割当てら
れた時間スロツトの情報信号を取出しこの受信信
号に含まれるフレーム同期信号とクロツク信号と
を第１の時間遅延回路に加えて送信に必要なフレ
ーム同期とタイミングとを作成して送信回路に供
給し、送信信号はフレーム内の自局に割当てられ
た時間間隔だけバースト信号として前記複数の第
２の局から同一周波数で送信し、これら第２の局
から送信された信号を前記第１の局内の１つの受
信装置で受信し、前記多数の第２の局からの信号
が１つの送信装置から送信された情報信号とみな
すことができるように前記第１の時間遅延回路の
遅延量を設定し、前記第１の局のデジタル信号送
信装置から受信装置にフレーム同期とタイミング
の信号を第２の遅延回路を通して供給し前記受信
装置で前記複数の第２の局からの情報信号を受信
すること、および前記第２の局の受信装置におい
てデジタル通信信号同期検波のために復調検波器
において再生した検波用搬送波および符号再生の
ために再生したタイミング信号とを用いて受信局
部発振出力波および送信搬送波の周波数および位
相、あるいは周波数を制御して前記複数の第２の
局の送信搬送波の周波数を同じにして前記第１の
局に信号を送信することを特徴とする時分割多方
向多重通信方式。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6858178A JPS54158810A (en) | 1978-06-06 | 1978-06-06 | Time-division multidirectional multiplex communication system |
| US06/046,055 US4470141A (en) | 1978-06-06 | 1979-06-06 | Multi-direction time division multiplex communication system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6858178A JPS54158810A (en) | 1978-06-06 | 1978-06-06 | Time-division multidirectional multiplex communication system |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS54158810A JPS54158810A (en) | 1979-12-15 |
| JPS6232853B2 true JPS6232853B2 (ja) | 1987-07-17 |
Family
ID=13377882
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6858178A Granted JPS54158810A (en) | 1978-06-06 | 1978-06-06 | Time-division multidirectional multiplex communication system |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4470141A (ja) |
| JP (1) | JPS54158810A (ja) |
Families Citing this family (31)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| DE3301613A1 (de) * | 1983-01-19 | 1984-07-19 | Standard Elektrik Lorenz Ag, 7000 Stuttgart | Positionsbestimmungssystem |
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| US5930297A (en) * | 1989-11-20 | 1999-07-27 | Interdigital Technology Corporation | Base station emulator |
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| US5038403A (en) * | 1990-01-08 | 1991-08-06 | Motorola, Inc. | Simulcast system with minimal delay dispersion and optimal power contouring |
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| US5907491A (en) * | 1996-08-23 | 1999-05-25 | Csi Technology, Inc. | Wireless machine monitoring and communication system |
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| JP3053173B2 (ja) * | 1998-01-13 | 2000-06-19 | 日本電気株式会社 | 移動体衛星通信方法およびシステム |
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| US7315551B2 (en) * | 2002-03-15 | 2008-01-01 | Lockheed Martin Corporation | Synchronous low voltage differential I/O buss |
| US8493058B2 (en) * | 2011-02-25 | 2013-07-23 | Conti Temic Microelectronic Gmbh | Circuit arrangement for frequency determination |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| DE1940958B2 (de) * | 1968-08-15 | 1971-11-04 | Zeitmultiplex nachrichtensystem | |
| JPS4883717A (ja) * | 1972-02-08 | 1973-11-08 | ||
| DE2615198C3 (de) * | 1976-04-08 | 1979-08-16 | Standard Elektrik Lorenz Ag, 7000 Stuttgart | Nachrichtenübertragungssystem zum zweiseitig gerichteten Nachrichtenverkehr zwischen einer Hauptstation und mehreren Unterstationen über einen Satelliten |
| JPS5949744B2 (ja) * | 1976-11-11 | 1984-12-04 | 日本電気株式会社 | フレ−ム同期回路 |
-
1978
- 1978-06-06 JP JP6858178A patent/JPS54158810A/ja active Granted
-
1979
- 1979-06-06 US US06/046,055 patent/US4470141A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4470141A (en) | 1984-09-04 |
| JPS54158810A (en) | 1979-12-15 |
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