JPS6233838B2 - - Google Patents
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- JPS6233838B2 JPS6233838B2 JP54145529A JP14552979A JPS6233838B2 JP S6233838 B2 JPS6233838 B2 JP S6233838B2 JP 54145529 A JP54145529 A JP 54145529A JP 14552979 A JP14552979 A JP 14552979A JP S6233838 B2 JPS6233838 B2 JP S6233838B2
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- induction machine
- secondary resistance
- control device
- signal
- arithmetic unit
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- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/045—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage whereby the speed is regulated by measuring the motor speed and comparing it with a given physical value
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
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- H02P27/048—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using AC supply for only the rotor circuit or only the stator circuit
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- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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- H02P2207/01—Asynchronous machines
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
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- H02P27/047—V/F converter, wherein the voltage is controlled proportionally with the frequency
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- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はかご形誘導機の制御装置に関する。
最近、ベクトル制御と呼ばれる誘導機の制御方
式が検討されている。この制御方式は誘導機の励
磁電流成分と２次電流成分のそれぞれを独立に制
御するので、速度応答性能を直流機と同等にする
ことが可能である。
式が検討されている。この制御方式は誘導機の励
磁電流成分と２次電流成分のそれぞれを独立に制
御するので、速度応答性能を直流機と同等にする
ことが可能である。
第１図はこの制御方式を電流形インバータに適
用した従来例を示す。第１図において、１は交流
電源、２は交流を直流に変換する順変換器、３は
主回路に流れる直流電流の脈動を抑制する直流リ
アクトル、４は直流を交流に変換する逆変換器、
５はかご形誘導機、６は誘導機５の回転速度を検
出するための速度発電機である。７は誘導機５の
回転速度を指令する速度指令器、８は速度指令器
７と速度発電機６の出力信号の偏差に応じて働ら
く速度制御回路で、その出力信号は誘導機５の２
次電流の大きさを指令する信号となる。９は誘導
機５の２次鎖交磁束、すなわち励磁電流の大きさ
を指令する励磁電流指令器、１０は速度制御回路
８と励磁電流指令器９の出力信号から誘導機５に
供給する１次電流を演算し、指令する１次電流演
算回路、１１は主回路に流れる直流電流を検出す
る電流検出器で、その出力信号は誘導機５の１次
電流に比例する。１２は１次電流演算回路１０の
出力信号と電流検出器１１の出力信号との偏差に
応じて働く電流制御回路、１３は電流制御回路１
２の出力信号に応じた位相の点弧信号を順変換器
２のサイリスタに送る自動パルス移相器である。
１４は誘導機５のすべり周波数を演算し、指令す
るすべり周波数演算回路、１５はすべり周波数演
算回路１４と速度発電機６の出力信号を加算する
加算器で、その出力信号は誘導機５の１次周波数
を指令する信号になる。１６はその入力電圧に比
例した周波数の正弦波信号を発生するＶ／Ｆ変換
器、１７は速度制御回路８の出力信号と励磁電流
指令器９の出力信号とから誘導機５の１次電流位
相を演算する位相演算回路、１８はＶ／Ｆ変換器
１６の出力である正弦波信号の位相を位相演算回
路１７の出力信号に応じて移相する移相器、１９
は移相器１８の出力信号に応じて逆変換器４のサ
イリスタに順次点弧信号を送るゲート回路であ
る。
用した従来例を示す。第１図において、１は交流
電源、２は交流を直流に変換する順変換器、３は
主回路に流れる直流電流の脈動を抑制する直流リ
アクトル、４は直流を交流に変換する逆変換器、
５はかご形誘導機、６は誘導機５の回転速度を検
出するための速度発電機である。７は誘導機５の
回転速度を指令する速度指令器、８は速度指令器
７と速度発電機６の出力信号の偏差に応じて働ら
く速度制御回路で、その出力信号は誘導機５の２
次電流の大きさを指令する信号となる。９は誘導
機５の２次鎖交磁束、すなわち励磁電流の大きさ
を指令する励磁電流指令器、１０は速度制御回路
８と励磁電流指令器９の出力信号から誘導機５に
供給する１次電流を演算し、指令する１次電流演
算回路、１１は主回路に流れる直流電流を検出す
る電流検出器で、その出力信号は誘導機５の１次
電流に比例する。１２は１次電流演算回路１０の
出力信号と電流検出器１１の出力信号との偏差に
応じて働く電流制御回路、１３は電流制御回路１
２の出力信号に応じた位相の点弧信号を順変換器
２のサイリスタに送る自動パルス移相器である。
１４は誘導機５のすべり周波数を演算し、指令す
るすべり周波数演算回路、１５はすべり周波数演
算回路１４と速度発電機６の出力信号を加算する
加算器で、その出力信号は誘導機５の１次周波数
を指令する信号になる。１６はその入力電圧に比
例した周波数の正弦波信号を発生するＶ／Ｆ変換
器、１７は速度制御回路８の出力信号と励磁電流
指令器９の出力信号とから誘導機５の１次電流位
相を演算する位相演算回路、１８はＶ／Ｆ変換器
１６の出力である正弦波信号の位相を位相演算回
路１７の出力信号に応じて移相する移相器、１９
は移相器１８の出力信号に応じて逆変換器４のサ
イリスタに順次点弧信号を送るゲート回路であ
る。
次にこの回路の動作を説明する。速度制御回路
８の出力信号は誘導機５の２次電流を指令する信
号I2 *である。一方、励磁電流指令器９からは誘
導機５の励磁電流を指令する信号Ｉ＊ ｎが出力され
る。１次電流演算回路１０は(1)式の演算を行つ
て、誘導機５の１次電流を指令する信号I1 *を出
力する。
８の出力信号は誘導機５の２次電流を指令する信
号I2 *である。一方、励磁電流指令器９からは誘
導機５の励磁電流を指令する信号Ｉ＊ ｎが出力され
る。１次電流演算回路１０は(1)式の演算を行つ
て、誘導機５の１次電流を指令する信号I1 *を出
力する。
I1 *＝√（2 *）2＋（＊ ｎ）２ ………(1)
このようにして１次電流指令I1 *が発せられる
と、電流制御回路１２の働きによつて順変換器２
の出力電圧が制御され直流電流、すなわち誘導機
５の１次電流は１次電流指令I1 *に比例するよう
に制御される。
と、電流制御回路１２の働きによつて順変換器２
の出力電圧が制御され直流電流、すなわち誘導機
５の１次電流は１次電流指令I1 *に比例するよう
に制御される。
一方、誘導機５の１次周波数は次のようにして
与えられる。すべり周波数演算回路１４は次に示
す演算を行いすべり周波数ω＊ ｓを指令する。
与えられる。すべり周波数演算回路１４は次に示
す演算を行いすべり周波数ω＊ ｓを指令する。
ω＊ ｓ＝KI2 * ………(2)
ここで、Ｋ＝定数（∝R2）、R2＝誘導機の２次
抵抗である。誘導機５の１次電流の周波数ω１ *
は電気的回転周波数ωrとすべり周波数ω＊ ｓの和
で表わされる。
抵抗である。誘導機５の１次電流の周波数ω１ *
は電気的回転周波数ωrとすべり周波数ω＊ ｓの和
で表わされる。
ω１ *＝ωr＋ω＊ ｓ ………(3)
加算器１５は(3)式の演算を行い、１次周波数ω
１ *を指令する。Ｖ／Ｆ変換器１６の出力信号は
ω１ *の周波数の正弦波信号を出力する。その１
相分の信号をａとすれば ａ＝Asin（ω１ *ｔ） ………(4) となる。ここでＡは定数、ｔは時間である。位相
演算回路１７は(5)式の演算を行い、２次電流と励
磁電流の位相θ*を求める。
１ *を指令する。Ｖ／Ｆ変換器１６の出力信号は
ω１ *の周波数の正弦波信号を出力する。その１
相分の信号をａとすれば ａ＝Asin（ω１ *ｔ） ………(4) となる。ここでＡは定数、ｔは時間である。位相
演算回路１７は(5)式の演算を行い、２次電流と励
磁電流の位相θ*を求める。
θ*＝tan-1（Ｉ２ ＊／Ｉ〓） ………(5)
移相器１８は信号ａをθ*だけ移相し、１次周
波数を指令する信号ｂを出力する。
波数を指令する信号ｂを出力する。
ｂ＝Asin（ω１ *ｔ＋θ*） ………(6)
こうして、逆変換器４の出力周波数、すなわち
誘導機５の１次周波数は(6)式で与えられるように
制御される。
誘導機５の１次周波数は(6)式で与えられるように
制御される。
以上のようにして、誘導機の１次電流の大きさ
と周波数を制御すれば２次電流成分と励磁電流成
分を独立にベクトル的に制御できる。そのため、
トルク、２次鎖交磁束は設定値どおりに制御さ
れ、誘導機の回転速度は制御される。
と周波数を制御すれば２次電流成分と励磁電流成
分を独立にベクトル的に制御できる。そのため、
トルク、２次鎖交磁束は設定値どおりに制御さ
れ、誘導機の回転速度は制御される。
ところで、上記制御方式には次の問題点があ
る。すなわち、２次抵抗R2の値は負荷状態や周
囲温度等により大幅に変化する。その変化幅は40
％〜50％にもなる。すべり周波数ω＊ ｓは(2)式のよ
うに２次抵抗R2の関数で与えられる。そのため
R2の変化に応じて(2)式のＫの値を変える必要が
ある。しかしながら、従来この値は一定値で与え
ていた。その結果、電圧変動やトルク変動が生
じ、所定電圧や所定トルクが出ないだけでなく、
これを考慮する為に変換器やモータ容量が大きく
なるという欠点があつた。
る。すなわち、２次抵抗R2の値は負荷状態や周
囲温度等により大幅に変化する。その変化幅は40
％〜50％にもなる。すべり周波数ω＊ ｓは(2)式のよ
うに２次抵抗R2の関数で与えられる。そのため
R2の変化に応じて(2)式のＫの値を変える必要が
ある。しかしながら、従来この値は一定値で与え
ていた。その結果、電圧変動やトルク変動が生
じ、所定電圧や所定トルクが出ないだけでなく、
これを考慮する為に変換器やモータ容量が大きく
なるという欠点があつた。
本発明の目的は、２次抵抗変化の影響をうけ
ず、低速から安定な運転ができる誘導機の制御装
置を提供することにある。
ず、低速から安定な運転ができる誘導機の制御装
置を提供することにある。
本発明は、２次抵抗が変化すると誘導機の１次
電圧が変化することに着目したもので、１次電圧
の設定値とその検出値との偏差信号を入力する増
幅器の出力信号から２次抵抗の変化分を検出し、
前もつて設定した２次抵抗値との和をとることに
よつて実際の２次抵抗値を演算し、電圧、電流、
周波数を制御するとともに、極低速域では前記増
幅器の入力信号をオフするようにしたものであ
る。
電圧が変化することに着目したもので、１次電圧
の設定値とその検出値との偏差信号を入力する増
幅器の出力信号から２次抵抗の変化分を検出し、
前もつて設定した２次抵抗値との和をとることに
よつて実際の２次抵抗値を演算し、電圧、電流、
周波数を制御するとともに、極低速域では前記増
幅器の入力信号をオフするようにしたものであ
る。
まず本発明の原理を第２図、第３図で説明す
る。誘導機の等価回路は簡単化のため、一次抵抗
と、１次、２次もれインダクタンスを無視して描
くと第２図のように表わすことができる。ここ
で、Ｌnは励磁インダクタンス、R2は２次抵抗、
ｓはすべり、Ｉ〓１、Ｉ〓２、Ｉ〓nはそれぞれ１次電
流、２次電流、励磁電流である。このとき、Ｉ〓
１、Ｉ〓２、Ｉ〓nの関係をベクトル図に表わすと第
３図のようになる。第１図に示した制御回路によ
れば、１次電流Ｉ〓１の大きさは１次電流演算回路
１１の出力信号で定まり、位相は移相器１８の出
力信号で定められる。いま、実際の２次抵抗値と
当初計画した２次抵抗値が等しい場合の１次電流
Ｉ〓１のベクトルを0Aとする。第１図の制御回路
では、速度制御回路８の出力信号が変わらないと
考えると、２次抵抗R2の変化によらず１次電流
Ｉ〓１の大きさ、及びすべり周波数の指令は一定で
ある。いま２次抵抗R2が増加すると第２図の等
価回路からわかるように２次電流Ｉ〓２は減少し、
励磁電流Ｉ〓nが増加して１次電流Ｉ〓１のベクトル
は0Bになる。その結果Ｉnが増加するために電圧
が上昇する。なぜならば、磁束Φと励磁電流Im
には、Φ∝Imの関係があり、さらに、電圧Ｅと
磁束Φ、１次周波数ω１には、Ｅ∝Φ×ω１の関
係があるからである。一方２次抵抗R2が減少す
ると２次電流Ｉ〓２は増加し、励磁電流Ｉ〓nは減少
して１次電流Ｉ〓１のベクトルは0Cとなる。Ｉnが
減少するために電圧が低下する。このようにR2
が変化すると電圧が変動することになる。逆にい
えば電圧変化分がわかれば２次抵抗R2の変化分
が求められることを示している。
る。誘導機の等価回路は簡単化のため、一次抵抗
と、１次、２次もれインダクタンスを無視して描
くと第２図のように表わすことができる。ここ
で、Ｌnは励磁インダクタンス、R2は２次抵抗、
ｓはすべり、Ｉ〓１、Ｉ〓２、Ｉ〓nはそれぞれ１次電
流、２次電流、励磁電流である。このとき、Ｉ〓
１、Ｉ〓２、Ｉ〓nの関係をベクトル図に表わすと第
３図のようになる。第１図に示した制御回路によ
れば、１次電流Ｉ〓１の大きさは１次電流演算回路
１１の出力信号で定まり、位相は移相器１８の出
力信号で定められる。いま、実際の２次抵抗値と
当初計画した２次抵抗値が等しい場合の１次電流
Ｉ〓１のベクトルを0Aとする。第１図の制御回路
では、速度制御回路８の出力信号が変わらないと
考えると、２次抵抗R2の変化によらず１次電流
Ｉ〓１の大きさ、及びすべり周波数の指令は一定で
ある。いま２次抵抗R2が増加すると第２図の等
価回路からわかるように２次電流Ｉ〓２は減少し、
励磁電流Ｉ〓nが増加して１次電流Ｉ〓１のベクトル
は0Bになる。その結果Ｉnが増加するために電圧
が上昇する。なぜならば、磁束Φと励磁電流Im
には、Φ∝Imの関係があり、さらに、電圧Ｅと
磁束Φ、１次周波数ω１には、Ｅ∝Φ×ω１の関
係があるからである。一方２次抵抗R2が減少す
ると２次電流Ｉ〓２は増加し、励磁電流Ｉ〓nは減少
して１次電流Ｉ〓１のベクトルは0Cとなる。Ｉnが
減少するために電圧が低下する。このようにR2
が変化すると電圧が変動することになる。逆にい
えば電圧変化分がわかれば２次抵抗R2の変化分
が求められることを示している。
第４図は本発明の一実施例を示す。第４図にお
いて、第１図と同一部材であるものには同一符号
を付している。２０は掛算器で、その出力信号は
誘導機５の１次電圧を指令する信号となる。２１
は主回路と制御回路を絶縁して誘導機５の１次電
圧（交流電圧）をとり出すための変圧器、２２は
変圧器２１の出力電圧を整流し１次電圧の大きさ
を検出する電圧検出器、２３は電圧検出器２２の
出力信号と掛算器２０の出力信号との偏差を求め
る減算器、２４は回転速度の高低を判別する速度
判別回路で、その出力信号により後述するアナロ
グゲート２５がオン、オフされる。２５は速度判
別回路２４の出力信号によりオン、オフされるア
ナログゲートで、極低速時にはオフとなり、それ
より高い速度ではオンとなる。２６は減算器２３
の出力信号に応じた信号を出力する電圧制御回路
で、その出力信号は後述するように誘導機５の２
次抵抗の変化分に応じた値となる。２７は誘導機
５の定常状態における２次抵抗値を設定する２次
抵抗設定器、２８は電圧制御回路２６と２次抵抗
設定器２７の出力信号の和をとり、実際の２次抵
抗値に比例した信号を出力する加算器、２９は(2)
式の演算を行いすべり周波数ω＊ ｓを出力する掛算
器である。
いて、第１図と同一部材であるものには同一符号
を付している。２０は掛算器で、その出力信号は
誘導機５の１次電圧を指令する信号となる。２１
は主回路と制御回路を絶縁して誘導機５の１次電
圧（交流電圧）をとり出すための変圧器、２２は
変圧器２１の出力電圧を整流し１次電圧の大きさ
を検出する電圧検出器、２３は電圧検出器２２の
出力信号と掛算器２０の出力信号との偏差を求め
る減算器、２４は回転速度の高低を判別する速度
判別回路で、その出力信号により後述するアナロ
グゲート２５がオン、オフされる。２５は速度判
別回路２４の出力信号によりオン、オフされるア
ナログゲートで、極低速時にはオフとなり、それ
より高い速度ではオンとなる。２６は減算器２３
の出力信号に応じた信号を出力する電圧制御回路
で、その出力信号は後述するように誘導機５の２
次抵抗の変化分に応じた値となる。２７は誘導機
５の定常状態における２次抵抗値を設定する２次
抵抗設定器、２８は電圧制御回路２６と２次抵抗
設定器２７の出力信号の和をとり、実際の２次抵
抗値に比例した信号を出力する加算器、２９は(2)
式の演算を行いすべり周波数ω＊ ｓを出力する掛算
器である。
第４図の回路の動作を以下に説明する。電圧設
定値は２次鎖交磁束Φと回転速度ωとの積Φ×ω
で与えられる。回転速度ωと１次周波数ω１はほ
とんど等しいので、Φ×ω１を電圧設定値として
もよい。Φは励磁電流指令器９の出力Ｉ＊ ｎに比例
するので、第４図のように構成すると電圧設定値
が掛算器２０から出力される。掛算器２０の出力
信号と電圧検出器２２の出力信号との偏差を減算
器２３である。あらかじめ設定した回転速度より
高速域ではアナログゲート２５はオンしている。
２次抵抗R2が設定値より増加した場合、実際の
電圧は設定値より増加する。この結果、電圧制御
回路２６からは、減算器２３の出力信号に応じた
正信号が出力される。この信号は２次抵抗設定器
２７であらかじめ設定した２次抵抗値による基準
値に対する変化分を意味する。こうして加算器２
８からは２次抵抗値とその変化分の和をとり実際
の２次抵抗値に比例した信号が出力される。一
方、２次抵抗R2が設定値より減少した場合、電
圧検出値は設定値より低くなるので、この場合も
同様にして実際の２次抵抗値に比例した信号が加
算器２８から出力される。このようにして２次抵
抗R2が演算される結果、(2)式の演算を行う掛算
器２９からは実際の２次抵抗R2に応じたすべり
周波数ω＊ ｓが出力される。
定値は２次鎖交磁束Φと回転速度ωとの積Φ×ω
で与えられる。回転速度ωと１次周波数ω１はほ
とんど等しいので、Φ×ω１を電圧設定値として
もよい。Φは励磁電流指令器９の出力Ｉ＊ ｎに比例
するので、第４図のように構成すると電圧設定値
が掛算器２０から出力される。掛算器２０の出力
信号と電圧検出器２２の出力信号との偏差を減算
器２３である。あらかじめ設定した回転速度より
高速域ではアナログゲート２５はオンしている。
２次抵抗R2が設定値より増加した場合、実際の
電圧は設定値より増加する。この結果、電圧制御
回路２６からは、減算器２３の出力信号に応じた
正信号が出力される。この信号は２次抵抗設定器
２７であらかじめ設定した２次抵抗値による基準
値に対する変化分を意味する。こうして加算器２
８からは２次抵抗値とその変化分の和をとり実際
の２次抵抗値に比例した信号が出力される。一
方、２次抵抗R2が設定値より減少した場合、電
圧検出値は設定値より低くなるので、この場合も
同様にして実際の２次抵抗値に比例した信号が加
算器２８から出力される。このようにして２次抵
抗R2が演算される結果、(2)式の演算を行う掛算
器２９からは実際の２次抵抗R2に応じたすべり
周波数ω＊ ｓが出力される。
ところで、極低速域では誘導機５の１次周波数
が非常に低くなるので変圧器２１が飽和し、正し
い値の電圧検出が困難である。そのような極低速
域では速度判別回路２４の出力によりアナログゲ
ート２５はオフし、電圧制御回路２６の入力信号
は零となる。このようにすれば、極低速域におけ
る電圧検出誤差の影響をなくすことができる。電
圧制御回路２６を積分要素をもつた増幅器で構成
すれば、その入力信号が零となつても２次抵抗変
化分に応じた信号は保持されるので、加算器２８
からは実際の２次抵抗に応じた信号が出力され
る。したがつて極低速域においても、掛算器２９
からは２次抵抗R2に応じたすべり周波数ω＊ ｓが
出力される。
が非常に低くなるので変圧器２１が飽和し、正し
い値の電圧検出が困難である。そのような極低速
域では速度判別回路２４の出力によりアナログゲ
ート２５はオフし、電圧制御回路２６の入力信号
は零となる。このようにすれば、極低速域におけ
る電圧検出誤差の影響をなくすことができる。電
圧制御回路２６を積分要素をもつた増幅器で構成
すれば、その入力信号が零となつても２次抵抗変
化分に応じた信号は保持されるので、加算器２８
からは実際の２次抵抗に応じた信号が出力され
る。したがつて極低速域においても、掛算器２９
からは２次抵抗R2に応じたすべり周波数ω＊ ｓが
出力される。
以上のようにしてすべり周波数ω＊ ｓを演算すれ
ば実際の２次抵抗値の変化に影響されず、極低速
域から高速域まで常に所定の電圧及びトルクで運
転できる。
ば実際の２次抵抗値の変化に影響されず、極低速
域から高速域まで常に所定の電圧及びトルクで運
転できる。
第５図は本発明の他の実施例を示すブロツク図
である。直流機の界磁弱めの制御に相当する制御
を行うものに適用した例であり、界磁制御にフイ
ードバツク系を加えたものである。第５図におい
て、第４図及び第５図と同一部材であるものには
同一符号を付している。これらの説明は、ここで
は省略する。３０は誘導機５の回転速度に応じ
て、その２次鎖交磁束を指令する磁束指令回路で
あり、高速度域において磁束指令を速度に応じて
徐々に下げる。３１は磁束指令回路３０の出力と
磁束演算回路３２の出力との信号偏差に応じて働
らく磁束制御回路であり、その出力信号は誘導機
５の励磁電流成分Ｉ＊ ｎを指令する信号になる。３
２は磁束制御回路３１の出力信号により誘導機５
の２次鎖交磁束Φを演算する磁束演算回路であ
り、(7)式の演算を行う。
である。直流機の界磁弱めの制御に相当する制御
を行うものに適用した例であり、界磁制御にフイ
ードバツク系を加えたものである。第５図におい
て、第４図及び第５図と同一部材であるものには
同一符号を付している。これらの説明は、ここで
は省略する。３０は誘導機５の回転速度に応じ
て、その２次鎖交磁束を指令する磁束指令回路で
あり、高速度域において磁束指令を速度に応じて
徐々に下げる。３１は磁束指令回路３０の出力と
磁束演算回路３２の出力との信号偏差に応じて働
らく磁束制御回路であり、その出力信号は誘導機
５の励磁電流成分Ｉ＊ ｎを指令する信号になる。３
２は磁束制御回路３１の出力信号により誘導機５
の２次鎖交磁束Φを演算する磁束演算回路であ
り、(7)式の演算を行う。
Φ＝Ｋ′／１＋ＴｓＩ*ｍ ………(7)
ここで、K′＝定数、Ｔ＝誘導機の２次回路時
定数（∝１／R2）、ｓ＝微分演算子である。３６
は速度制御回路８の出力信号I2 *と磁束演算回路
３２の出力信号Φとを入力とする割算器である。
(2)式中のＫは正確にはＫ∝R2／Φであるので、
磁束制御を行う場合には、すべり周波数指令ω＊ ｓ
を演算する際に磁束φの変化を考慮する必要があ
る。割算器３６はこのために設置される。
定数（∝１／R2）、ｓ＝微分演算子である。３６
は速度制御回路８の出力信号I2 *と磁束演算回路
３２の出力信号Φとを入力とする割算器である。
(2)式中のＫは正確にはＫ∝R2／Φであるので、
磁束制御を行う場合には、すべり周波数指令ω＊ ｓ
を演算する際に磁束φの変化を考慮する必要があ
る。割算器３６はこのために設置される。
第６図は磁束演算回路３２の具体的構成の一例
を示すものである。第６図において、５１，５２
は演算増幅器、５３，５４は掛算器、Ｒ，Ｃはそ
れぞれ抵抗、コンデンサである。この図における
ｘ、ｙ、ｚの関係は、 となる。ｘを(7)式のＩ＊ ｎ、ｙを(7)式のΦ、Ｚを
R2に対応させると、(8)式の演算の時定数ＣＲ／Ｚは Ｚ、すなわち２次抵抗R2の変化に反比例して変
わる。したがつて第４図の構成によればR2変化
に応じた時定数Ｔによつて(7)式の演算が行える。
以上のようにすれば界磁弱め制御をする領域も含
め、低速から高速まで２次抵抗変化によらず所定
の電圧、トルクの運転ができる。
を示すものである。第６図において、５１，５２
は演算増幅器、５３，５４は掛算器、Ｒ，Ｃはそ
れぞれ抵抗、コンデンサである。この図における
ｘ、ｙ、ｚの関係は、 となる。ｘを(7)式のＩ＊ ｎ、ｙを(7)式のΦ、Ｚを
R2に対応させると、(8)式の演算の時定数ＣＲ／Ｚは Ｚ、すなわち２次抵抗R2の変化に反比例して変
わる。したがつて第４図の構成によればR2変化
に応じた時定数Ｔによつて(7)式の演算が行える。
以上のようにすれば界磁弱め制御をする領域も含
め、低速から高速まで２次抵抗変化によらず所定
の電圧、トルクの運転ができる。
これまで述べた例では変換器に電流形インバー
タを適用したものについて述べたが、PWMイン
バータやサイクロコンバータなどの変換器を用い
た場合にも本発明が適用できるのはいうまでもな
い。
タを適用したものについて述べたが、PWMイン
バータやサイクロコンバータなどの変換器を用い
た場合にも本発明が適用できるのはいうまでもな
い。
なお、第５図において、電圧制御回路２６が２
次抵抗設定器２７の機能を有するときには、２次
抵抗設定器２７及び加算器２８を省略することが
できる。また、変圧器２１が飽和しない場合に
は、速判別回路２４及びアナログゲート２５を省
略することができる。さらにまた、電圧検出をす
る際に、１次抵抗、１次、２次もれリアクタンス
による電圧降下が問題になる場合には、これらの
インピーダンスによる電圧降下を補償すれば、１
次電圧から２次電圧が検出できる。
次抵抗設定器２７の機能を有するときには、２次
抵抗設定器２７及び加算器２８を省略することが
できる。また、変圧器２１が飽和しない場合に
は、速判別回路２４及びアナログゲート２５を省
略することができる。さらにまた、電圧検出をす
る際に、１次抵抗、１次、２次もれリアクタンス
による電圧降下が問題になる場合には、これらの
インピーダンスによる電圧降下を補償すれば、１
次電圧から２次電圧が検出できる。
第４図、第５図に示す例では電圧指令値と検出
値を比較し２次抵抗値を演算したが、磁束指令値
と検出値を比較しても２次抵抗値を求めることが
できる。第７図はこの場合の制御回路例を示し、
前述の実施例のうち変更する部分だけを示す。第
７図において変圧器２１、減算器２３、速度判別
回路２４、アナログゲート２５の各々は第４図と
同一である。３３は電圧を積分し、磁束の瞬時値
を演算する積分器、３４は積分器３３の出力信号
を整流し磁束の大きさを検出する磁束検出器、３
５は減算器２３の出力信号に応じて働く磁束制御
回路で、その出力信号は２次抵抗変化分に比例し
た信号となる。磁束指令信号は励磁電流指令器９
の出力に比例する信号、あるいは磁束制御回路３
０の出力信号を用いる。このように構成し、磁束
指令値と検出値との偏差から２次抵抗R2の変化
を知ることができる。積分器３３はその入力信号
のノイズフイルターの役割をはたすので、ノイズ
を含まない検出信号を得ることができ、磁束制御
回路３５からはノイズの影響をうけずに２次抵抗
変化分に比例した信号のみをとり出すことができ
る。そのため、誘導機５の１次電圧に変換器サイ
リスタの転流による高調波が多く含まれる場合に
は効果がある。
値を比較し２次抵抗値を演算したが、磁束指令値
と検出値を比較しても２次抵抗値を求めることが
できる。第７図はこの場合の制御回路例を示し、
前述の実施例のうち変更する部分だけを示す。第
７図において変圧器２１、減算器２３、速度判別
回路２４、アナログゲート２５の各々は第４図と
同一である。３３は電圧を積分し、磁束の瞬時値
を演算する積分器、３４は積分器３３の出力信号
を整流し磁束の大きさを検出する磁束検出器、３
５は減算器２３の出力信号に応じて働く磁束制御
回路で、その出力信号は２次抵抗変化分に比例し
た信号となる。磁束指令信号は励磁電流指令器９
の出力に比例する信号、あるいは磁束制御回路３
０の出力信号を用いる。このように構成し、磁束
指令値と検出値との偏差から２次抵抗R2の変化
を知ることができる。積分器３３はその入力信号
のノイズフイルターの役割をはたすので、ノイズ
を含まない検出信号を得ることができ、磁束制御
回路３５からはノイズの影響をうけずに２次抵抗
変化分に比例した信号のみをとり出すことができ
る。そのため、誘導機５の１次電圧に変換器サイ
リスタの転流による高調波が多く含まれる場合に
は効果がある。
以上説明したように本発明の実施例によれば、
高速度域では誘導機の１次電圧の設定値とその検
出値との偏差信号を入力する増幅器の出力信号か
ら２次抵抗の変化分を検出し、前もつて設定した
２次抵抗値との和をとることによつて実際の２次
抵抗値を演算し、抵速度域では前記増幅器の入力
信号をオフすることによつて実際の２次抵抗値を
演算し、すべり周波数あるいは２次鎖交磁束を演
算するので、２次抵抗変化によらず低速度域から
高速度域までつねに所定の電圧、トルクで運転で
きる。
高速度域では誘導機の１次電圧の設定値とその検
出値との偏差信号を入力する増幅器の出力信号か
ら２次抵抗の変化分を検出し、前もつて設定した
２次抵抗値との和をとることによつて実際の２次
抵抗値を演算し、抵速度域では前記増幅器の入力
信号をオフすることによつて実際の２次抵抗値を
演算し、すべり周波数あるいは２次鎖交磁束を演
算するので、２次抵抗変化によらず低速度域から
高速度域までつねに所定の電圧、トルクで運転で
きる。
以上より明らかなように本発明によれば、２次
抵抗変化にかかわらず全ての速度域で安定した運
転を行なうことができる。
抵抗変化にかかわらず全ての速度域で安定した運
転を行なうことができる。
第１図は従来の誘導機の制御装置のブロツク
図、第２図は本発明の原理を示す等価回路図、第
３図は本発明の原理を示すベクトル図、第４図は
本発明の第１の実施例のブロツク図、第５図は本
発明の第２の実施例のブロツク図、第６図は第５
図の実施例の磁速演算回路３２の回路図、第７図
は第３の実施例の要部ブロツク図である。 ２……順変換器、４……逆変換器、５……誘導
機、７……速度指令器、８……速度制御回路、９
……励磁電流指令器、１０……１次電流演算回
路、１３……自動パルス移相器、１４……すべり
周波数演算回路、１５，２８……加算器、１６…
…Ｖ／Ｆ変換器、１７……位相演算回路、１８…
…移相器、１９……ゲート回路、２２……電圧検
出器、２３……減算器、２４……速度判別回路、
２５……アナログゲート、２６……電圧制御回
路、２７……２次抵抗設定器、２９……掛算器、
３０……磁束指令回路、３１……磁速制御回路、
３２……磁束演算回路。
図、第２図は本発明の原理を示す等価回路図、第
３図は本発明の原理を示すベクトル図、第４図は
本発明の第１の実施例のブロツク図、第５図は本
発明の第２の実施例のブロツク図、第６図は第５
図の実施例の磁速演算回路３２の回路図、第７図
は第３の実施例の要部ブロツク図である。 ２……順変換器、４……逆変換器、５……誘導
機、７……速度指令器、８……速度制御回路、９
……励磁電流指令器、１０……１次電流演算回
路、１３……自動パルス移相器、１４……すべり
周波数演算回路、１５，２８……加算器、１６…
…Ｖ／Ｆ変換器、１７……位相演算回路、１８…
…移相器、１９……ゲート回路、２２……電圧検
出器、２３……減算器、２４……速度判別回路、
２５……アナログゲート、２６……電圧制御回
路、２７……２次抵抗設定器、２９……掛算器、
３０……磁束指令回路、３１……磁速制御回路、
３２……磁束演算回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 電圧および周波数を制御してかご形誘導機を
駆動する変換器に励磁電流成分と前記励磁電流成
分に直交する電流成分とに分けて制御指令を発し
前記かご形誘導機の１次電流を制御する誘導機の
制御装置において、 前記誘導機の１次電圧検出値と１次電圧設定値
との偏差を入力とし所定回転速度以上でオンとな
るスイツチと、 前記スイツチの出力信号に基づいて２次抵抗変
化分を演算する演算器と、 前記演算器の出力信号と予め設定した２次抵抗
設定値との和を前記直交電流成分の一要素である
すべり周波数の演算条件とする手段と を備えたことを特徴とする誘導機の制御装置。 ２ 特許請求の範囲第１項において、 前記演算器が、入力信号が零になつても２次抵
抗変化分に応じた信号を保持する回路を含むこと
を特徴とする誘導機の制御装置。 ３ 電圧および周波数を制御してかご形誘導機を
駆動する変換器に励磁電流成分と前記励磁電流成
分に直交する電流成分とに分けて制御指令を発し
前記かご形誘導機の１次電流を制御する誘導機の
制御装置において、 前記誘導機の１次電圧検出値と１次電圧設定値
との偏差を得る減算手段と、 前記減算手段の出力信号に基づいて２次抵抗変
化分を演算する演算器と、 前記演算器の出力信号を前記１次電流指令の要
素のうち磁束演算の時定数の演算条件およびすべ
り周波数の演算条件とする手段と を備えたことを特徴とする誘導機の制御装置。 ４ 特許請求の範囲第３項において、 所定回転速度以上でオンとなり、前記減算手段
の出力を前記演算器に伝送するスイツチ手段を設
けたことを特徴とする誘導機の制御装置。 ５ 特許請求の範囲第３項または第４項におい
て、 前記演算器の出力信号と予め設定した２次抵抗
設定値との和をとる加算手段を前記演算器の直後
に設けたことを特徴とする誘導機の制御装置。 ６ 特許請求の範囲第３項〜第５項のいずれか一
項において、 前記演算器が、入力信号が零になつても２次抵
抗変化分に応じた信号を保持する回路を含むこと
を特徴とする誘導機の制御装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14552979A JPS5671485A (en) | 1979-11-12 | 1979-11-12 | Control device for induction machine |
| US06/158,390 US4330741A (en) | 1979-06-20 | 1980-06-11 | Electric control apparatus of induction motor |
| DE3023135A DE3023135C2 (de) | 1979-06-20 | 1980-06-20 | Anordnung zur Steuerung des Drehmomentes eines von einem Umrichter gespeisten Asynchronmotors |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14552979A JPS5671485A (en) | 1979-11-12 | 1979-11-12 | Control device for induction machine |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5671485A JPS5671485A (en) | 1981-06-15 |
| JPS6233838B2 true JPS6233838B2 (ja) | 1987-07-23 |
Family
ID=15387316
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14552979A Granted JPS5671485A (en) | 1979-06-20 | 1979-11-12 | Control device for induction machine |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5671485A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2527161B2 (ja) * | 1986-05-19 | 1996-08-21 | 三菱電機株式会社 | 電動機のベクトル制御演算装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5628108B2 (ja) * | 1973-03-07 | 1981-06-29 |
-
1979
- 1979-11-12 JP JP14552979A patent/JPS5671485A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5671485A (en) | 1981-06-15 |
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