JPS6237564B2 - - Google Patents
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- JPS6237564B2 JPS6237564B2 JP7317482A JP7317482A JPS6237564B2 JP S6237564 B2 JPS6237564 B2 JP S6237564B2 JP 7317482 A JP7317482 A JP 7317482A JP 7317482 A JP7317482 A JP 7317482A JP S6237564 B2 JPS6237564 B2 JP S6237564B2
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- Japan
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- Prior art date
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Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 35
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 16
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 101000860173 Myxococcus xanthus C-factor Proteins 0.000 description 1
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 1
- 229920000728 polyester Polymers 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/01—Frequency selective two-port networks
- H03H7/06—Frequency selective two-port networks including resistors
- H03H7/07—Bridged T-filters
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/01—Frequency selective two-port networks
- H03H7/17—Structural details of sub-circuits of frequency selective networks
- H03H7/1741—Comprising typical LC combinations, irrespective of presence and location of additional resistors
- H03H7/1758—Series LC in shunt or branch path
Landscapes
- Filters And Equalizers (AREA)
- Position Fixing By Use Of Radio Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は例えばロランＣ受信機において受信
帯域内又はその近くに存在するデツカ電波のよう
な妨害波を除去するために用いられ、かつその除
去周波数、つまり阻止周波数を変化させることが
できるようにされた可変狭帯域阻止波器に関す
る。
帯域内又はその近くに存在するデツカ電波のよう
な妨害波を除去するために用いられ、かつその除
去周波数、つまり阻止周波数を変化させることが
できるようにされた可変狭帯域阻止波器に関す
る。
受信周波数帯域が比較的広い受信機などにおい
て、その受信帯域内、またはその近傍に存在する
単一周波数の妨害波を除去するために、第１図に
示すような、いわゆるノツチフイルタが用いられ
ていた。この波器は同一容量のコンデンサ１
１，１２が直列に接続され、この直列接続と並列
に抵抗素子１３が接続され、この並列接続の両端
は端子１４，１５とされ、コンデンサ１１，１２
の接続点はインダクタンス素子１６、可変抵抗素
子１７の直列回路を通じて接地され、つまり共通
電位点に接続されている。端子１４より入力され
た信号中のコンデンサ１１，１２及びインダクタ
ンス素子１６で共振したものと、これと同一成分
で抵抗素子１３を通過したものとが端子１５で互
に打消されると、その周波数成分は阻止されるこ
とになる。これらの打消が行われるように可変抵
抗素子１７により前記共振成分のレベルが調整さ
れる。
て、その受信帯域内、またはその近傍に存在する
単一周波数の妨害波を除去するために、第１図に
示すような、いわゆるノツチフイルタが用いられ
ていた。この波器は同一容量のコンデンサ１
１，１２が直列に接続され、この直列接続と並列
に抵抗素子１３が接続され、この並列接続の両端
は端子１４，１５とされ、コンデンサ１１，１２
の接続点はインダクタンス素子１６、可変抵抗素
子１７の直列回路を通じて接地され、つまり共通
電位点に接続されている。端子１４より入力され
た信号中のコンデンサ１１，１２及びインダクタ
ンス素子１６で共振したものと、これと同一成分
で抵抗素子１３を通過したものとが端子１５で互
に打消されると、その周波数成分は阻止されるこ
とになる。これらの打消が行われるように可変抵
抗素子１７により前記共振成分のレベルが調整さ
れる。
可変狭帯域阻止波器においてはコンデンサ１
１，１２の容量又はインダクタンス素子１６のイ
ンダクタンスの何れかを調整して阻止周波数を変
化させている。この場合その阻止周波数の可変範
囲の中心などの一点で可変抵抗素子１７を調整
し、阻止周波数を変化させても可変抵抗素子１７
の調整は行つていなかつた。
１，１２の容量又はインダクタンス素子１６のイ
ンダクタンスの何れかを調整して阻止周波数を変
化させている。この場合その阻止周波数の可変範
囲の中心などの一点で可変抵抗素子１７を調整
し、阻止周波数を変化させても可変抵抗素子１７
の調整は行つていなかつた。
この従来の可変狭帯域阻止波器においては、
特にその阻止周波数の可変範囲を広くする場合
は、その可変範囲の端部において必ずしも充分な
阻止（減衰）が得られなかつた。即ち例えば可変
阻止帯域の中心周波数f0で最大減衰量になるよう
に可変抵抗素子１７の抵抗値を調整し、その可変
抵抗素子１７の抵抗値をそのままにした状態で、
阻止周波数のみを中心周波数f0に対して±△ｆだ
け変化させた場合の阻止周波数における減衰量は
第２図に示すように阻止周波数が中心周波数f0か
ら離れるに従つて小さくなる。そのため阻止周波
数の変化範囲を広げると、その可変範囲の両端部
では所望の減衰量が得られなくなる。
特にその阻止周波数の可変範囲を広くする場合
は、その可変範囲の端部において必ずしも充分な
阻止（減衰）が得られなかつた。即ち例えば可変
阻止帯域の中心周波数f0で最大減衰量になるよう
に可変抵抗素子１７の抵抗値を調整し、その可変
抵抗素子１７の抵抗値をそのままにした状態で、
阻止周波数のみを中心周波数f0に対して±△ｆだ
け変化させた場合の阻止周波数における減衰量は
第２図に示すように阻止周波数が中心周波数f0か
ら離れるに従つて小さくなる。そのため阻止周波
数の変化範囲を広げると、その可変範囲の両端部
では所望の減衰量が得られなくなる。
この原因を追究した結果、周波数に応じてイン
ダクタンス素子１６、例えばコイルの実効抵抗が
第３図に示すように変化するため、中心周波数f0
から離れるに従つて第１図においてコンデンサ１
１，１２を共振により通過した周波数成分と、こ
れと同一成分で抵抗素子１３を通過したものとの
レベル差が大きくなるためであることがわかつ
た。従つて阻止周波数を変化させるごとに可変抵
抗素子１７の抵抗値の調整をやりなおせば広い周
波数帯にわたり減衰量が充分大きい可変狭帯域
波器が得られるが、そのような調整をいちいち行
うことは繁雑である。
ダクタンス素子１６、例えばコイルの実効抵抗が
第３図に示すように変化するため、中心周波数f0
から離れるに従つて第１図においてコンデンサ１
１，１２を共振により通過した周波数成分と、こ
れと同一成分で抵抗素子１３を通過したものとの
レベル差が大きくなるためであることがわかつ
た。従つて阻止周波数を変化させるごとに可変抵
抗素子１７の抵抗値の調整をやりなおせば広い周
波数帯にわたり減衰量が充分大きい可変狭帯域
波器が得られるが、そのような調整をいちいち行
うことは繁雑である。
この発明の目的は阻止周波数を変化させるごと
に可変抵抗素子をいちいち調整するような繁雑な
操作を行うことなく、可変阻止周波数帯域で充分
な減衰量が得られる可変狭帯域阻止波器を提供
することにある。
に可変抵抗素子をいちいち調整するような繁雑な
操作を行うことなく、可変阻止周波数帯域で充分
な減衰量が得られる可変狭帯域阻止波器を提供
することにある。
この発明によれば従来の狭帯域阻止波器に対
し、そのインダクタンス素子と直列に補償用コン
デンサを挿入し、この補償用コンデンサのインピ
ーダンスは阻止周波数に影響を与えないように充
分小さい値とされ、かつインダクタンス素子の実
効抵抗の周波数特性とほゞ逆の周波数特性とされ
る。つまり補償用コンデンサのインピーダンスと
インダクタンス素子の実効抵抗との和は阻止周波
数の変化範囲でほゞ一定になるようにされる。
し、そのインダクタンス素子と直列に補償用コン
デンサを挿入し、この補償用コンデンサのインピ
ーダンスは阻止周波数に影響を与えないように充
分小さい値とされ、かつインダクタンス素子の実
効抵抗の周波数特性とほゞ逆の周波数特性とされ
る。つまり補償用コンデンサのインピーダンスと
インダクタンス素子の実効抵抗との和は阻止周波
数の変化範囲でほゞ一定になるようにされる。
例えば第４図に第１図と対応する部分に同一符
号を付けて示すように、可変抵抗素子１７と直列
に補償用コンデンサ１８を接続する。この補償用
コンデンサ１８のインピーダンスはコンデンサ１
１，１２の各インピーダンスと比較して充分小さ
いものとされ、つまりコンデンサ１１，１２、イ
ンダクタンス素子１６よりなる共振回路の共振周
波数特性に実質的に影響を与えないようにされ
る。また補償用コンデンサ１８のインピーダンス
の周波数特性曲線１９は第５図に示すように、イ
ンダクタンス素子１６の実効抵抗の周波数特性曲
線２１とほゞ逆に変化し、これらインピーダンス
及び抵抗の和は周波数軸とほゞ平行するようにさ
れる。補償用コンデンサ１８の周波数特性は一般
に直線ではなく曲線であるため、この曲線１９は
実効抵抗の周波数特性曲線２１が第５図に示すよ
うに二点で交叉し、これら交叉点が阻止周波数の
可変範囲の両端f0−△ｆ、f0＋△ｆ附近となるよ
うにし、その一方の交叉点において可変抵抗素子
１７を調整してその周波数で減衰量が最大になる
ようにすることが好ましい。
号を付けて示すように、可変抵抗素子１７と直列
に補償用コンデンサ１８を接続する。この補償用
コンデンサ１８のインピーダンスはコンデンサ１
１，１２の各インピーダンスと比較して充分小さ
いものとされ、つまりコンデンサ１１，１２、イ
ンダクタンス素子１６よりなる共振回路の共振周
波数特性に実質的に影響を与えないようにされ
る。また補償用コンデンサ１８のインピーダンス
の周波数特性曲線１９は第５図に示すように、イ
ンダクタンス素子１６の実効抵抗の周波数特性曲
線２１とほゞ逆に変化し、これらインピーダンス
及び抵抗の和は周波数軸とほゞ平行するようにさ
れる。補償用コンデンサ１８の周波数特性は一般
に直線ではなく曲線であるため、この曲線１９は
実効抵抗の周波数特性曲線２１が第５図に示すよ
うに二点で交叉し、これら交叉点が阻止周波数の
可変範囲の両端f0−△ｆ、f0＋△ｆ附近となるよ
うにし、その一方の交叉点において可変抵抗素子
１７を調整してその周波数で減衰量が最大になる
ようにすることが好ましい。
この構成によれば阻止周波数の可変範囲内にお
いて、コンデンサ１１，１２、インダクタンス素
子１６の共振回路を通過した周波数成分と、これ
と同一周波数成分で抵抗素子１３を通過した成分
とのレベルがほゞ一致し、この可変周波数帯域に
おいて阻止周波数に対して大きな減衰量が得られ
る。例えば第１図、第２図に示した条件と同一の
場合に補償用コンデンサ１８を用いることにより
阻止周波数における減衰量特性は第６図に示すよ
うになり、可変帯域においてほゞ40dB以上の減
衰量が得られ第２図の場合より約10dB改善され
た。
いて、コンデンサ１１，１２、インダクタンス素
子１６の共振回路を通過した周波数成分と、これ
と同一周波数成分で抵抗素子１３を通過した成分
とのレベルがほゞ一致し、この可変周波数帯域に
おいて阻止周波数に対して大きな減衰量が得られ
る。例えば第１図、第２図に示した条件と同一の
場合に補償用コンデンサ１８を用いることにより
阻止周波数における減衰量特性は第６図に示すよ
うになり、可変帯域においてほゞ40dB以上の減
衰量が得られ第２図の場合より約10dB改善され
た。
このようにこの発明によれば可変帯域において
いちいち可変抵抗素子の調整をすることなく、大
きな減衰量が得られるため、この帯域において不
要周波数成分を充分除去することができる。また
変化できる阻止周波数の帯域を広くすることがで
きる。
いちいち可変抵抗素子の調整をすることなく、大
きな減衰量が得られるため、この帯域において不
要周波数成分を充分除去することができる。また
変化できる阻止周波数の帯域を広くすることがで
きる。
このような特徴があるからこの発明の可変狭帯
域阻止波器は例えばロランＣ受信機においてデ
ツカ電波を除去することを自動的に行う場合に適
用することができる。その例を第７図を参照して
説明する。
域阻止波器は例えばロランＣ受信機においてデ
ツカ電波を除去することを自動的に行う場合に適
用することができる。その例を第７図を参照して
説明する。
第７図において受信信号は入力端子３１より前
段増幅器３２を通じて増幅され、この発明の狭帯
域阻止波器３３により妨害波が除去され、その
妨害波が除去された出力は後段増幅器３４で増幅
され、出力端子３５を通じて例えばロランＣ信号
処理装置のような処理装置３６に供給される。狭
帯域阻止波器３３の入力側と出力側の信号が分
岐されて制御回路３７に供給される。制御回路３
７において狭帯域阻止波器３３の阻止中心周波
数と目的とする妨害波の周波数とのずれが検出さ
れる。この検出されたずれはスイツチ３８を通じ
て保持回路３９に供給されて保持される。その保
持信号は狭帯域阻止波器３３にその阻止中心周
波数制御信号として与えられる。
段増幅器３２を通じて増幅され、この発明の狭帯
域阻止波器３３により妨害波が除去され、その
妨害波が除去された出力は後段増幅器３４で増幅
され、出力端子３５を通じて例えばロランＣ信号
処理装置のような処理装置３６に供給される。狭
帯域阻止波器３３の入力側と出力側の信号が分
岐されて制御回路３７に供給される。制御回路３
７において狭帯域阻止波器３３の阻止中心周波
数と目的とする妨害波の周波数とのずれが検出さ
れる。この検出されたずれはスイツチ３８を通じ
て保持回路３９に供給されて保持される。その保
持信号は狭帯域阻止波器３３にその阻止中心周
波数制御信号として与えられる。
狭帯域阻止波器３３は第４図に示したものと
同一構成とされ、そのコンデンサ１１，１２とし
て可変容量ダイオードが用いられ、これら可変容
量ダイオード１１，１２が保持回路３９よりの制
御信号によつて制御されて阻止中心周波数が制御
される。この制御電圧は可変抵抗素子１７及び補
償用コンデンサ１８の接続点に与えられてダイオ
ード１１，１２に印加される。
同一構成とされ、そのコンデンサ１１，１２とし
て可変容量ダイオードが用いられ、これら可変容
量ダイオード１１，１２が保持回路３９よりの制
御信号によつて制御されて阻止中心周波数が制御
される。この制御電圧は可変抵抗素子１７及び補
償用コンデンサ１８の接続点に与えられてダイオ
ード１１，１２に印加される。
制御回路３７においては、例えば狭帯域阻止
波器３３の入力側の信号と出力側の信号とがそれ
ぞれ帯域通過波器４１，４２を通じてとり出さ
れ、これら帯域通過波器４１，４２の出力が位
相比較器４３で位相比較され、その位相比較出力
が制御回路３７の出力とされる。帯域通過波器
４１，４２はその通過中心周波数が狭帯域阻止
波器３３の阻止中心周波数とほゞ一致され、かつ
これら帯域通過波器４１，４２は互にほゞ等し
い波特性とされる。この狭帯域阻止波器３３
の阻止中心周波数が保持回路３９の出力で制御さ
れると共に、帯域通過波器４１，４２の中心周
波数も制御されるように、これら帯域通過波器
４１，４２の例えばその構成要素の一部に可変容
量ダイオードが使用され、その可変容量ダイオー
ドは保持回路３９の出力によつて制御され、かつ
その制御信号に対する中心周波数の変化特性は狭
帯域阻止波器３３の特性と同様とされる。
波器３３の入力側の信号と出力側の信号とがそれ
ぞれ帯域通過波器４１，４２を通じてとり出さ
れ、これら帯域通過波器４１，４２の出力が位
相比較器４３で位相比較され、その位相比較出力
が制御回路３７の出力とされる。帯域通過波器
４１，４２はその通過中心周波数が狭帯域阻止
波器３３の阻止中心周波数とほゞ一致され、かつ
これら帯域通過波器４１，４２は互にほゞ等し
い波特性とされる。この狭帯域阻止波器３３
の阻止中心周波数が保持回路３９の出力で制御さ
れると共に、帯域通過波器４１，４２の中心周
波数も制御されるように、これら帯域通過波器
４１，４２の例えばその構成要素の一部に可変容
量ダイオードが使用され、その可変容量ダイオー
ドは保持回路３９の出力によつて制御され、かつ
その制御信号に対する中心周波数の変化特性は狭
帯域阻止波器３３の特性と同様とされる。
狭帯域阻止波器３３の位相周波数特性は第８
図の曲線６６として示すように、その阻止中心周
波数f0よりも高い周波数側においては位相は急激
にほゞ90゜すすみ、中心周波数f0よりも低い周波
数においては位相は急激に90゜おくれる。つまり
f0−△ｆ〜f0＋△ｆの範囲内において位相が急激
に変化している。一方帯域通過波器４１，４２
は例えばコイルとコンデンサの同調回路より成る
単峰同調型として構成され、その位相周波数特性
は第８図の曲線６７で示すように中心周波数f0よ
り低い側において徐々に進み位相となり、高い側
において徐々におくれ位相となる。従つて周波数
f0−△ｆないしf0＋△ｆの間においては、波器
４１，４２の出力の位相は曲線６６の特性でほぼ
決まつてしまう。よつてこれら波器４１，４２
の出力の位相を位相比較器４３で検出することに
よつて狭帯域阻止波器３３の中心周波数f0と妨
害波の周波数とのずれを検出することができる。
つまり妨害波の周波数の方が阻止中心周波数f0よ
りも高い場合は波器４２の出力がすすみ位相と
なり、妨害波周波数の方が低い場合は波器４１
の出力の方がすすみ位相となる。
図の曲線６６として示すように、その阻止中心周
波数f0よりも高い周波数側においては位相は急激
にほゞ90゜すすみ、中心周波数f0よりも低い周波
数においては位相は急激に90゜おくれる。つまり
f0−△ｆ〜f0＋△ｆの範囲内において位相が急激
に変化している。一方帯域通過波器４１，４２
は例えばコイルとコンデンサの同調回路より成る
単峰同調型として構成され、その位相周波数特性
は第８図の曲線６７で示すように中心周波数f0よ
り低い側において徐々に進み位相となり、高い側
において徐々におくれ位相となる。従つて周波数
f0−△ｆないしf0＋△ｆの間においては、波器
４１，４２の出力の位相は曲線６６の特性でほぼ
決まつてしまう。よつてこれら波器４１，４２
の出力の位相を位相比較器４３で検出することに
よつて狭帯域阻止波器３３の中心周波数f0と妨
害波の周波数とのずれを検出することができる。
つまり妨害波の周波数の方が阻止中心周波数f0よ
りも高い場合は波器４２の出力がすすみ位相と
なり、妨害波周波数の方が低い場合は波器４１
の出力の方がすすみ位相となる。
狭帯域阻止波器３３の入力側及び出力側の信
号が分岐されてレベル検出器でそれぞれのレベル
が検出される。即ち帯域通過波器４１，４２の
出力はそれぞれレベル検出器４４，４５に供給さ
れてそれぞれのレベルが検出され、レベル検出器
４４，４５の出力は比較器４６で大小が比較さ
れ、その比較器４６の比較出力によつてスイツチ
３８が制御される。
号が分岐されてレベル検出器でそれぞれのレベル
が検出される。即ち帯域通過波器４１，４２の
出力はそれぞれレベル検出器４４，４５に供給さ
れてそれぞれのレベルが検出され、レベル検出器
４４，４５の出力は比較器４６で大小が比較さ
れ、その比較器４６の比較出力によつてスイツチ
３８が制御される。
ところで狭帯域阻止波器３３の中心周波数f0
が妨害波の周波数と一致すると、狭帯域阻止波
器３３の出力は入力に比べて充分小さくなる。従
つてレベル検出器４４の出力は大きく、レベル検
出器４５の出力は著しく小さくなる。この状態に
おいて比較器４６の出力が高レベルとなつてスイ
ツチ３８がオンとされ、制御回路３７の出力は保
持回路３９へ供給される。しかし妨害波が遮断さ
れると、狭帯域阻止波器３３には雑音が入力さ
れていると同様の状態となり、入力側と出力側と
はほゞ同一レベルとなり、このためレベル検出器
２６，２７の出力レベルがほゞ同一となり、この
状態においては入力側の検出器４４の検出レベル
の方が出力側の検出器４５の検出レベルよりも小
さくなるようにされる。この結果スイツチ３８は
オフとされ、制御回路３７の出力は保持回路３９
に供給されない。従つて妨害波が遮断された状態
においては制御回路３７の検出信号は信頼できる
ものとならないが、このような誤つた制御信号は
保持回路３９へ供給されることなく、保持回路３
９はそれまでの制御状態を保持しており、再び妨
害波が入力されるとその妨害波を狭帯域阻止波
器３３で確実に阻止することが可能である。
が妨害波の周波数と一致すると、狭帯域阻止波
器３３の出力は入力に比べて充分小さくなる。従
つてレベル検出器４４の出力は大きく、レベル検
出器４５の出力は著しく小さくなる。この状態に
おいて比較器４６の出力が高レベルとなつてスイ
ツチ３８がオンとされ、制御回路３７の出力は保
持回路３９へ供給される。しかし妨害波が遮断さ
れると、狭帯域阻止波器３３には雑音が入力さ
れていると同様の状態となり、入力側と出力側と
はほゞ同一レベルとなり、このためレベル検出器
２６，２７の出力レベルがほゞ同一となり、この
状態においては入力側の検出器４４の検出レベル
の方が出力側の検出器４５の検出レベルよりも小
さくなるようにされる。この結果スイツチ３８は
オフとされ、制御回路３７の出力は保持回路３９
に供給されない。従つて妨害波が遮断された状態
においては制御回路３７の検出信号は信頼できる
ものとならないが、このような誤つた制御信号は
保持回路３９へ供給されることなく、保持回路３
９はそれまでの制御状態を保持しており、再び妨
害波が入力されるとその妨害波を狭帯域阻止波
器３３で確実に阻止することが可能である。
このようにロランＣ受信機においてその帯域又
は近傍の単一周波妨害波を、この発明の狭帯域阻
止波器で除去でき、かつ第７図に示したように
自動的にその阻止周波数を妨害波に一致させるこ
とができるが、その場合に可変抵抗素子１７をい
ちいち調整する必要がなく、かつ広い可変帯域で
阻止周波数を変化させても所望の阻止減衰量を得
ることができる。なお第７図の例では補償用コン
デンサ１８は制御信号に対する直流遮断コンデン
サとしての作用も兼ねており、ロランＣ受信機で
は第４図中の抵抗器１３を150Ω、コンデンサ１
１，１２をそれぞれ100〜400pF、インダクタン
ス素子１６を6mH、可変抵抗器１７を約10Ωと
した場合、補償用コンデンサ１８として容量が
0.01〜0.022μＦ程度のポリエステルコンデンサ
が好ましい。
は近傍の単一周波妨害波を、この発明の狭帯域阻
止波器で除去でき、かつ第７図に示したように
自動的にその阻止周波数を妨害波に一致させるこ
とができるが、その場合に可変抵抗素子１７をい
ちいち調整する必要がなく、かつ広い可変帯域で
阻止周波数を変化させても所望の阻止減衰量を得
ることができる。なお第７図の例では補償用コン
デンサ１８は制御信号に対する直流遮断コンデン
サとしての作用も兼ねており、ロランＣ受信機で
は第４図中の抵抗器１３を150Ω、コンデンサ１
１，１２をそれぞれ100〜400pF、インダクタン
ス素子１６を6mH、可変抵抗器１７を約10Ωと
した場合、補償用コンデンサ１８として容量が
0.01〜0.022μＦ程度のポリエステルコンデンサ
が好ましい。
第１図は従来の狭帯域阻止波器を示す回路
図、第２図は第１図の波器の阻止減衰量の周波
数特性図、第３図はインダクタンス素子の実効抵
抗周波数特性図、第４図はこの発明による可変狭
帯域阻止波器の一例を示す回路図、第５図は補
償用コンデンサ１８のインピーダンス周波数特性
図、第６図は第４図の波器の阻止減衰器の周波
数特性図、第７図はこの発明の波器を用いた妨
害波除去装置の例を示すブロツク図、第８図は
波器３３の周波数特性図である。 １１，１２：第１、第２コンデンサ、１６：イ
ンダクタンス素子、１７：可変抵抗素子、１８：
補償用コンデンサ。
図、第２図は第１図の波器の阻止減衰量の周波
数特性図、第３図はインダクタンス素子の実効抵
抗周波数特性図、第４図はこの発明による可変狭
帯域阻止波器の一例を示す回路図、第５図は補
償用コンデンサ１８のインピーダンス周波数特性
図、第６図は第４図の波器の阻止減衰器の周波
数特性図、第７図はこの発明の波器を用いた妨
害波除去装置の例を示すブロツク図、第８図は
波器３３の周波数特性図である。 １１，１２：第１、第２コンデンサ、１６：イ
ンダクタンス素子、１７：可変抵抗素子、１８：
補償用コンデンサ。
Claims (1)
- １ 第１、第２コンデンサが直列に接続され、そ
の直列接続と並列に第１抵抗素子が接続され、そ
の並列接続の両端は第１、第２端子とされ、上記
第１、第２コンデンサの接続点と、共通端子との
間に、インダクタンス素子及び可変抵抗素子の直
列回路が接続され、上記第１、第２コンデンサ及
び上記インダクタンス素子の一方はそのインピー
ダンスを変化することができるようにされた可変
狭帯域阻止波器において、上記可変抵抗素子と
直列に補償用コンデンサが挿入され、その補償用
コンデンサは、上記狭帯域阻止波器の可変周波
数帯域内において充分小さいインピーダンスをも
ち、かつその周波数特性は上記インダクタンス素
子の実効抵抗の周波数特性とほゞ逆の変化特性に
選定されていることを特徴とする可変狭帯域阻止
波器。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7317482A JPS58190114A (ja) | 1982-04-28 | 1982-04-28 | 可変狭帯域阻止濾波器 |
| NO830937A NO157560C (no) | 1982-03-29 | 1983-03-16 | Innretning for avvisning av forstyrrende boelger. |
| DK122883A DK122883A (da) | 1982-03-29 | 1983-03-17 | Apparat til at afvise en stoejboelge |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7317482A JPS58190114A (ja) | 1982-04-28 | 1982-04-28 | 可変狭帯域阻止濾波器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58190114A JPS58190114A (ja) | 1983-11-07 |
| JPS6237564B2 true JPS6237564B2 (ja) | 1987-08-13 |
Family
ID=13510509
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7317482A Granted JPS58190114A (ja) | 1982-03-29 | 1982-04-28 | 可変狭帯域阻止濾波器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58190114A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2310104A (en) * | 1996-02-12 | 1997-08-13 | Yang Yi Fu | Loud speaker enclosure and tunable audio reproduction apparatus |
| IT1401799B1 (it) | 2010-09-29 | 2013-08-28 | Firex S R L | Macchina per miscelazione o taglio, particolarmente per la trasformazione di alimenti, agente con albero a movimento planetario |
-
1982
- 1982-04-28 JP JP7317482A patent/JPS58190114A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58190114A (ja) | 1983-11-07 |
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