JPS6238097A

JPS6238097A - 受信器

Info

Publication number: JPS6238097A
Application number: JP61160967A
Authority: JP
Inventors: ロベルト・ヤクエス・マリー・フェルベーク; ルドルフ・ファン・ボコルスト; ヘンドリクス・ヤコブス・デッカー; ヨハネス・ヘンリクス・マリア・フェルソフ
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1985-07-12
Filing date: 1986-07-10
Publication date: 1987-02-19
Also published as: US4742534A; EP0213651A1; EP0213651B1; NL8502008A; DE3678881D1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、入来信号から、各々が、８個の公称音声周波
信号成分の少なくとも２個の異なる組合せからなるいく
つかの異なる周波数組合せを認識するように配設され、
８個の相互に異なるＤＦＴディジタル信号処理装置を具
え、その各々が主ローブの頂上が、音声周波信号成分が
分かれてできる２個の副群の一方により決まるような周
波数帯内に位置する前記公称音声周波信号成分の一つに
対応する周波数応答特性を有し、またプロセッサを具え
、このプロセッサがディジタル信号処理装置の結果を処
理し、最大の強さで受信された２個の公称音声周波信号
成分を検出し、他の結果を評価し、音声信号保護機能を
満たす受信器に関するものである。

このような受信器は、オランダ国特許出願（特願昭５８
−７９３号、特開昭５８−１２３２９３号）から既知で
ある。この特許願は、多重周波符号信号の受信器につい
て記載されており、そこにはＯＦＴ信号処理装置が設け
られ、その中に単一のスプリアス信号周波数に対する保
護設備を設けている。しかし、これらの信号保護設備は
音声信号の保護には適当でなく、余分な計算時間をでき
るだけ短かくする工夫を更に必要とする。

米Ｉｎ許第４．３５５．４０５号には、押しボタン式の
信号受信器が記載されている。このような受信器は、こ
のような［８号方式では普通のことである８個の音声周
波信号成分に対する、ディジタルフィルタの形態をした
８個の異なるディジタル信号処理装置を具えている。こ
のフィルタはこ５では「有限なインパルス応答」フィル
タの形で作られ、その結果は、一方では、信号成分の関
連する周波数組合せを検出するために用いられ、他方で
は、音声信号を保護するために用いられる。この従来技
術では、サイドローブを各フィルタの伝達特性に加える
ことが提案されている。これらのサイドローブの頂上に
対応する周ｅ数は、１個のサイドローブの頂上の周波数
が平行して４対の公称信号周波数、即ち、対６９７．７
７０．８５２．９４１；　１２０９．１３３６゜１４７
７、　１６３３に加えられるように選択する。即ち、第
１の対に対しては１０４０、第２の対に対しては６４０
、第３の対に対しては５８０、第４の対に対しては１１
００である。しかし、こうして作られるフィルタ装置に
は欠点があり、それが分析する音声周波スペクトル内に
ギャップが存在する。これは、成る音声若しくはスプリ
アス信号成分又は公称信号成分の組合せが、入来する公
称信号成分の有効な組合せに対し制限を加えたり、拒絶
したりすることがあることを意味する。また周波数レン
ジに亘って分割されるフィルタ特性の選択度も不満足な
ものである。押しボタン信号で単一のスプリアス信号に
対し保護を与える設備を取り扱った文献もない。

本発明の目的は、米国特許第４．３５５．４０５号から
既知のものより秀れている有効な音声信号保護を有する
、押しボタン信号用の受信器を作ることにより前記オラ
ンダ国特許願に係る従来技術の欠点を除去するにある。

この目的で、本発明に係る受信器は、各ＤＦＴディジタ
ル信号処理装置の周波数応答特性が、第１のサイドロー
ブと、第２のサイドローブを有し、各々が一個の頂上を
有し、第１のサイドローブの頂上及び第２のサイドロー
ブの頂上が、関連する公称信号周波数成分が属する副群
の周波数帯の、夫々、下及び上に位置し、前記プロセッ
サがａ）　　（Ｓ−２）個のＯＦＴ装置の結果を繰り返
し加え合せ、最大強度で受信された２個の公称音声周波
数信号成分以外の全ての検出された入力信号の全エネル
ギー内容を表わす和の結果を得るように構成され、ｂ）　この和の結果を、最大強度で受信された前記２個
の公称音声周波数信号成分の一方から導びかれるしきい
値と比較するように構成されたことを特徴とする。

本発明に係るクツチートーン信号用のこのような受信器
は、スプリアス信号／音声信号保護機能に対し、２憫の
公称信号成分の検出された周波数組合せと、６個の他の
検出器のエネルギー内容に対応する信号との間のＳ／Ｎ
比を決め、このＳ／Ｎ比を導かれたしきい信号と比較す
る。この比較の結果このＳ／Ｎ比が低すぎることが判明
した場合は、関連する２個の信号成分の検出された周波
数組合せを拒絶する。

こうして作られるスプリアス信号／音声信号保護装置で
は、保護機能の有効性が、特に、分析される周波数帯の
サイズに依存する。これは各ＤＦＴ装置の周波数応答特
性ができるだけ広くなければならないことを意味する。

他方、このような周波数芯′答特性は、同じ副群の隣り
の公称周波数に対し十分に高い減衰を導入する必要があ
る。これらの関係で、本発明に係る受信器は、更に、各
ディジタル信号処理装置が、関連する公称信号周波数成
分と、最近傍の隣りの公称信号周波数成分の検出帯域幅
を限る周波数との間の周波数距離が最小の時、主として
一つの同じ大きさの減衰が導入されるように構成されて
いることを特徴とする。

このような装置では、最低の周波数帯をカバーする副群
の公称音声周波信号成分に対し有効な全ての検出器が、
最小の周波数距離で、関連する隣の周波数に同じ減衰値
を導入し、その結果これらの検出器の帯域幅を最大にす
るのに有効である。

また、本発明に係る受信器は、各ディジタル信号処理装
置が、関連する２個のサイドローブの頂上が対応する主
ローブの頂−ヒより６ｄＢ以下であるように構成されて
いることを特徴とする。

このような実施例では、関連するサイドローブの振幅が
、対応する主ローブの振幅の１／　　３倍である。こう
して、各周波数帯において、付加されたサイドローブに
対応する信号のレベルが主ローブに対応する信号のレベ
ルに等しくなる。

効果的に課された要求を満足するために、本発明に係る
受信器の一実施例は、各ディジタル信号処理装置の周波
数応答特性の形が、カイザー−ベッセル関数として知ら
れている種類の窓関数により決まることを特徴とする。

一言添えると、このような窓関数及び離散フーリエ変換
と組合せてのその適用は、例えば、エフ・ジエイ・ハリ
ス（Ｆ、Ｊ、　Ｈａｒｒｉｓ）の［オンザ　ユース　オ
ブ　ウィンドウズ　フォー　ハーモニ・Ｚり　アナリシ
ス　ウィズ　ザ　ディスクリートフーリエ　トランス　
フォーメーション」という論文（プロシーデインダス　
オブ　ジ　アイ　イー　イー　イー　第６６巻第１号、
１９７８年１月）から既知である。

本発明に係る受信器の好適な一実施例は、ディジタル信
号処理装置が、最低及び最高周波数帯を有する副群に加
えられるサイドローブの頂上の周波数が、夫々、６０３
及び１０３９Ｈｚ並びに１１０７及び１８０５）１ｚに
位置するように構成されていることを特徴とする。

クッチトーン信号検出のためには、分析すべき信号のサ
ンプルの数をＮ＝２５６にするとよいことが判明してい
る。また、ＭＦＣ方式での検出のためには、Ｎ＝１２８
サンプルにするとよいことも判明している。前記オラン
ダ国特許願から既知の受信器は、与えられた信号のいく
つかのサンプルを一時的に蓄える入力メモリ装置を具え
ている。所望のコンパチビリティとの関係で、本発明に
係る受信器の一実施例は、与えられた信号のいくつかの
サンプルを一時的に蓄えるためのメモリ装置を具え、各
読出し時において、読出しサンプルの最近傍のサンプル
をＩＩするものとして、メモリ装置に蓄えられているい
くつかのサンプルを交互に半分づつ読出ず読出し手段を
設けたことを特徴とする。

このような装置では、サンプル周波数は、例えば、８０
００Ｈｚから４０００Ｈｚへ半分にされる。こうして周
波数応答特性の形が悪影響しなくなる。たとえスプリア
ス信号／音声信号保護機能との関係での周波数応答が好
適であってもである。蓋し、これは音声信号につき分析
される周波数帯を二重にする効果を有するからである。

実施例を挙げて図面につき本発明の詳細な説明する。

第１図に略式図示する本発明に係る受信器の一実施例は
、次のような考察に基づいて設計されたものである。

１、　公称音声周波数信号成分を検出するために、トー
ン押しボタン信号装置（ＴＤＫ装置で）普通に使われる
８個の公称信号周波数の各々に対し離散フーリエ変換（
ＤＦＴ）　　を行なう。

２、　スプリアス信号／音声信号保護機能を満すために
もＯＦＴを用いる。

３、　種々のＤＦＴを行なうためにカイデー−ベッセル
（Ｋａｉｓｅｒ−Ｂｅｓｓｅｌ）窓関数を用いる。

４、　種々のＤＦＴを重なり合う形態でインプリメント
する。

５、　物理的には−ユニットを成すディジタル信号処理
装置を用いて、正規には１２５μＳのフレーム時間間隔
内で最大１２８個のサンプルに亘ってＤＦＴの実部及び
虚＆Ｂを計算できる。このようなディジタル信号処理装
置は、本質的には、演算を行なう数列除算器として働ら
く。こ５で、直ｌ）は入力信号のサンプルであり、ｂ（
１）は後述する量であり、ａ（ｉ）及びｂ（１）は、夫
々、幅が１６及び８ビツトである１ワード（数）である
。和Ｓはワード幅が２４ビツトのものが得られる。

それ故、この物理的ユニットの８個のディジタル信号処
理装置を用いる工、各８個の［）ＦＴをインプリメント
するには、８Ｘ１２５μｓ＝１ｍｓの時間が必要となる
。これは、８個の公称周波数のＯＦＴを計算するのに１
個のディジタル信号処理装置で足り、これらの８個を時
分割多重すればよいという実用上の利点を与える。これ
は更に、第１図に略式図示するように、時分割多重化さ
れている８個のチャネルに対し、共通の検出部を用いる
ことができるという利点を有する。こうして各３ｍｓ毎
に入力信号についての新らしい情報を得ることができる
。以下に詳しく述べるように、周波数／チャネル組合せ
の各々に対するＤＦＴをインプリメントするには２５６
個のサンプルが必要である。これらのサンプルの各々は
毎回１２５μｓ後に現われるから、これは２５６　Ｘ　
１２５μｓ＝３２ｍｓの獲得時間が必要なことを意味す
る。８個の時分割多重化されているチャネルの検出プロ
セスを重ねることにより、各ＤＦＴに達し、２４ｍ５の
獲得時間に対応する「古い」信号セグメントと、３ｍｓ
の獲得時間に対応する「新しい」信号セグメントとが含
まれるようにすることができる。

第１図に略式図示する受信器は時分割多重化されている
８個のチャネルに共通に用いることができる。信号は、
これらのチャネルの各々でタッチトーン信号において通
常用いられる符号を使うことにより伝えることができる
。これらの符号は、周波数６９７．７７０．８５２及び
９４１を含む下側の群からとった一つと、周波数１２０
９．１３３６．　１４７７及び１６３３を含む上側の群
からとった一つと合計２個の音声周波信号成分の系列か
ら構成することができる。

ブロック１は、データチャネル整合ユニットであって、
これを介して入力端子２から入る時分割多重化されてい
る８個のチャネルと一致するデータ流が受信器の入力端
に整合させられる。これらの信号は、各チャネルにおい
てパルス符号変１１ｇ（ＰＣλ））信号として得られる
ものと仮定する。第１図に示す信号受信器は、主ローブ
の最大、即ち、山が検出すべき関連音声周波信号成分を
中心とする（これを以后公祢周波数と称する）周波数応
答特性を各々が有する８個のディジタル信号処理装置で
あることを本質とする。第２図は、各々が４個の公称信
号周波数を有する前述した２個の副群を具える、クッチ
トーン信号で正規に使用される周波数枠に対するこれら
のＤＦＴ装置の周波数応答特性の主ローブのこの組の状
況を示す。こ＼には下側帯域副群と、上側帯域副群とが
存在する。このようなディジタル信号処理装置は、入力
端子に加えられる各々が分析すべき信号のサンプルを表
わす数値系列に働らきかけ、離散フーリエ変換を用いて
この数値系列を入力信号のこの系列のインパルス応答に
変換する。本発明に係る信号受信器では、これは離散フ
ーリエ変換（ＯＦＴ）を適用することによりインプリメ
ントする。この際各基金でにより与えられる値ｋ、を計
算する。

但し、ｋ、は公称信号周波数の一つを示すランク番号であり、ｆｌ　は関連する公称信号周波数であり、ＮはＯＦＴを
計算するサンプルの数であり、［、はサンプリング周波
数であり、ＴＳ　はサンプリング間隔である。

ＯＦＴは、一般に、次のように表わされる。

但し、ｎはＮ個のサンプルの系列内での１サンプルのランク数
であり、ｆ　（ｎ、　Ｔ、）　　はこの系列の第ｎ番目のサンプ
ルである。

例えば、前述したハリスによる論文から一般に知られて
いるように、ＤＦＴで所謂カイザー−ベッセル窓関数を
用いることによりＮ個のサンプルの一系列に亘る計算の
結果を改良できる。このタイプの関数は、一般に、次の
ように書かれる。

但し、１０（Ｘ）　−Ｚ　　　（Ｘ／２）　　１／１　！　　
２！−〇は所謂ゼロ次の修正ベッセル関数を表わす。この窓関数
の性質は主としてパラメータａ及びＮの選択により決ま
る。周波数応答は、２個の部分１ｌｌ（ｎ）ＣＯＳ　（
２πｎｋ／Ｎ）及びＷ（ｎ）ｓｉｎ（２πｎｋ／Ｎ）の
２乗の和の平方根として母数ＩＰ（ｋ）ｌを求めること
により得られる。

主ローブに属するサイドローブの「高さ」及びこの主ロ
ーブの幅は、主に、パラメータａの選択により決まり、
主ローブの「高さｊ　（即ち、最大の山）はパラメータ
Ｎの大きさにより決まる。フィルタ特性を記述するに当
っては、通常、主ローブの中心周波数（公称周波数）で
正規化された周波数（ｂｉｎ）を用いる。ｂｉｎは、ｆ
ｓ／Ｎ＝１／ＮＴ　Ｈｚとする時の基本周波数間隔とし
て定義される。

タッチトーン信号方式では、２個の異なる周波数帯域、
即ち、低域側副群及び高域側副群に分けられる公称信号
周波数が周波数スペクトル内で、相互に異なる差で生ず
る。検出器が異なれば、帯域幅も相互に異なる。また、
タッチトーン信号方式で検出する場合は、強い呼び音（
公称１５０及び４５０Ｈｚ）が存在する可能性もあるこ
とを考慮に入れねばならない。ＴＤＫ電話セットでは、
キーボード上のキーが押し下げられ、２個の信号周波数
の組合せが送出される時マイクロフォンをスイッチオフ
するのが通例である。この準備作業を別として、ＴＤＫ
信号受信器では会話及び背景雑音の影響に対する保護機
構を設ける必要がある。接続を作り続けている段階で、
会話及び背景雑音が信号受信器に飛び込んでくる可能性
があ゛る。このような会話及び背景雑音は次のような源
から出る。

１）　第一番目の数字をダイヤル（選択）する前及び順
次の数字を選択する間で、マイクロフォン及び加入者セ
ットが加入者線に接続される。

２）　信号受信器が接続され終った後の加入者線上の漏
話もこの信号受信器の入力端に入ってくる信号に対し干
渉する可能性もある。

会話又は背景雑音のような干渉性の信号も呼び音の交差
を介して信号受信器の本来の動作を乱す可能性もある。

一方では、このような干渉性の信号が、周波数、振幅及
び持続時間の点で、有効と解釈される成分を含む可能１
生があり、油力では、このような信号が有効な信号とし
ては拒絶する可能性がある。

これは音声保護機能とも呼ばれるが、スプリアス信号保
護機能は、本発明によれば、８個のディジタル信号処理
装置の結果に基づいて、これらの結果の最小の２個の結
果を求め、これらの結果の池の６個のエネルギー内容を
加え合せ、この和の結果を２個の最大の結果から導ひか
れるしきい値と比較する手段を設けることにより信号受
信器で満足される。この目的で、最大のエネルギー内容
を有するもの以外の、これらのディジタル信号処理装置
の結果の二乗の和の結果が得られるデバイスを用いると
有利である。夫々、低域及び高域副群内の公称周波数の
一つを検出するためには、夫々、入力信号の２５６及び
１１１４個のサンプルを求めねばならず、また、窓パラ
メータａとして用いられる最小貿は、ａ−２であること
が判明している。

音声保護機１１しとの関係で、とり得る最大の周波数帯
を分析する必要がある。しかし、このためには、各検出
器が同じ副群の隣りの信号周波数に対し強い減衰を与え
る必要がある。一つの公称周波数と、隣りの検出器の帯
域幅を限る周波数との間の最小周波数距離、１「の最小
１直が低域副群の最低の２個の周波数、即、周波数６９
７　ｔｌ　ｚ没び７７０Ｈｚに加えられる。各検出２割
の半値幅を（関連公称信号周波数のＮ、、５％プラス２
１］ｚと仮定すると、公称信号周波数に対ずろ検出器の
最小周波数距；Ｉｔ　ｚｌ　ｆの最小値はＡ　ｆ　＝５
９．５Ｈｚの時、６９７　ＨＺである。第５図に示すよ
うに、表が既に計算されており、この表から、窓パラメ
ータａの異なる値に対（７、ｂｉｎて表わされた前記最
小周波数距ｉ７：ｌｌｆが所定のイ直の時検出器に与え
られる減衰を読出ずことができる。第５図から結論され
ることは、例えば、公称周波数の隣りの周波数に対し３
０ｄＢの最小減衰値を導入ずべき時、ａ−２として、約
２　ｂｉｎの最小周波数距離Ａｆをとらねばならない。

この時関連信号のとらねばならないサンプルの数Ｎは、で与えられる。このためサンプリング周波数ｒＳは８０
００Ｈｚとなり、サンプリング期間Ｔ、は１２５μｓと
なる。最小の二進数を選ぶと、サンプルの数はＮ＝２５
６　と結論される。類似の態様で、高域副群に対しては
、Ａｆの最小値は約１０５Ｈｚと結論され１２５μｓフ
レ一ム時間間隔内で１２８個のサンプルに亘ってＤＦＴ
を繰り返し行なえるディジタル信号処理装置しか得られ
ないものと仮定すると、入力信号の２５６サンプルをど
らねばなろない状態でも、この数に亘ってＤＦＴを計算
できる設備を必要とする。この目的で、本発明の一つの
相によれば、蓄えられている８個のチャネルの最古の２
５６サンプルの各々に対し、人力メモリ３から偶数又は
奇数番号だけのサンプルを読出し、実際には、夫々、１
２８又は７２ザンプルがＤＦＴ処理に含まれるようにす
る。このようにサンプルの半数を捨てると、サンプリン
グ周波数は８０００　ｔｌ　ｚから４０００Ｈｚになる
。検出器応答とも呼ばれる周波数応答特性はこれにより
悪影響されることはない。しかし、０〜２０００１（ｚ
の周波数帯に亘る応答は２０００　Ｈｚに対する鏡像を
作る。これは、例えば、周波数ｆ１に対する応答が周波
数４０００−ｆ　、に対して同じ結果を与えることを意
味する。このような鏡像は音声保護機能にとっても有利
である。蓋し、分析された周波数レンジがこれにより二
重になるからである。

第５図から明らかなように、６９７Ｈｚの公称信号周波
数に対し設計されたディジタル信号処理装置は、最小周
波数距離Ａ　’ｆ　＝　５９．５Ｈｚに対する１直Ｎ−
２５６、ａ＝２で、２７．５ｄＢの減衰を導入する。こ
のため通過帯域での最大減衰は１〔ＩＢより小さくなる
。

本発明の別の相によれば、低域副群の公称信号周波数に
対して設計されたディジタル信号処理装置の各々につき
、窓パラメータａを周波数距離ｂ１＝ｌｆでのこれらの
装置の全てが減衰ｄｌ、（これは原理的には同じ値を有
する）を導入するように選ぶ。

これは音声保護にとって有利な特徴である。上述したこ
とを下の表１にまとめる。

表１７７０　２．１０　６０．５５　　１．９４　１３．５
５　　０．４３　　２７．１　　１．０３８５２　２．
６０　６８．４５　　２．１９　１４．７８　　０．４
７　　２７．３１．０３この表で、ｆｒｏｍは公称１言号周波数であり、ａ−カイザーベッセル窓関数のパラメータｂ１＝関連公
称信号周波数と、隣りの検出器の帯域幅を限る周波数と
の間の最小周波数距離１ｆｂｂｌ　＝ｂｉｎで表わされたｂｌと同じもノ（ｂｂｌ
　＝ｂｌ　ｘＮｘＴ）ｂ２＝Ｈｚで表わされた検出された帯域幅（１，５％＋
２　ｆｉｚ）ｂｂ２＝ｂｉｎで表わされたｂ２と同じものｄｌ＝距離
ｂｂ１での減衰ｄ２＝距離ｂｂ２での減衰。

である。

下の表２は上述した値を高域副群のディジタルフィルタ
に対し要約したものである。

表２１３３６　２．０５　１０６．８７　１．９２　２２．
０４　　０．４０　　２７．３　０．９１１４７７　２
．５０　１１８．９６　２．１４　２４．１６　０．４
３　２７．３　０．８８本発明の重要な相によれば、信
号受信器のディジタル信号処理装置は、２個のサイドロ
ーブが各主ローブに加えられ、最大値が関連する公称信
号周波数の一つの上にあるようにインプリメントされ、
夫々、低域副群及び高域副群に対する主ローブに加えら
れたサイドローブが、夫々低域副群及び高域副群で占め
られる周波数帯の、夫々、上下に位置する。斯くして、
８個の公称信号周波数に対する８個の検出器に、低域副
群の両限界及び高域副群の両限界で動作する４個の検出
器が加えられる。これらの４個の検出器の結果、前述し
た音声保護が１尋られる。このように４個の検出器を付
加する場合、音声保護機能に対する分析された周波数ス
ペクトルが著しく広がる。このような４個の付加された
検出器の応答をできるだけ広くすると、更に周波数スペ
クトルが広がる。

これらの４個の付加される検出器に課される要求は、下
記の通りである。

ａ、低域の下側で動作する検出器は、呼出し音（最大４
７０Ｈｚ）に対し相対的に強い減衰を与える必要がある
。

ｂ、低域の上側で動作する検出器は、周波数１１８８゜
８Ｈｚに対し強い減衰を与える必要がある。１１８８．
８Ｈｚは高域の最低の公称信号周波数（１２０９Ｈｚ）
に対するディジタル信号処理装置の検出帯域幅の下限を
形成する。

Ｃ９高域の下側で動作する検出器は、低域の最高公称信
号周波数（９４１Ｈｚ）　に対するディジタル信号処理
装置の検出帯域幅の上限を形成する周波数に対し、強い
減衰を与える必要がある。

ｄ、高域の上側で動作する検出器は、２０００Ｈｚの鏡
像周波数に対し、強い減衰を与える必要がある。

ｅ、これらの付加された検出器の全部の４個で、隣り合
う周波数に対し２７ｄＢ以上の減衰を与える必要がある
。

これらの４個の付加された検出器に対する窓パラメータ
ａ＝３．６で最大の有用な値をとる。第５図のグラフか
ら結論されることは、ａ＝３．６及びサンプル数Ｎ＝２
５６で周波数距離２．６２ｂｉｎにおいて２７．５ｄＢ
の減衰が導入される。これから結論されることは、低域
に加えられるべき関連検出器の公弥周波数と、隣りの公
称信号周波数に対する検出器の検出帯域幅の限界を形成
する周波数との間の最小周波数距離Ａｆは次式で与えら
れる。

７１　ｆ　＝　（ｂｉｎ　ｘ　ｆ５）バー（１２，６２
Ｘ８０００）／２５６＝８１．８７Ｈｚ低域の下限周波
数は次式で与えられる。

６９７−１２．４６　＝　６８４．５ｌ−１ｚ斯くして
低域の下側に加えねばならない付加的検出器の公称周波
数は、６８４−８１．８７　’＝　６０３Ｈｚで与えら
れる。４７０Ｈｚの周波数で導入される減衰は９０ｄＢ
より大きい。

低域の最高の限界周波数は次式で与えられる。

９４１　＋　１６．１２　＝９５７．１Ｈｚこの時低域
の上側で動作しなければならない付加された検出器の公
称周、波数は９５７、１　＋８１３７　＃　１０３９Ｈｚで与えられ
る。周波数１１８８．８Ｈｚで導入される減衰は、９０
ｄＢより大きい。

高域の最低の限界周波数は次式で与えられる。

１２０９−２０．１４　＝　１１８８．８Ｈｚこの時高
域の下側の付加された検出器の公称周波数は、１１８８．８−８１．８７＝１１０７Ｈｚで与えられる
。周波数９５７．１Ｈｚに対する減衰は、９０ｄＢより
大きい。

高域の上…りに対する付加された検出器は、Ｎ−１４４
のサンプル故に対して設計しなければならない。これか
ら、最小周波数距２’１１　／１　ｆの値は、７ｊｆ−
（２，６２Ｘ　８０００）　／　１４４．　＝　１４５
．５Ｈｚで与えられる。

高域の上側で動作する付加された検出器の公称周波数は
、１６５９、５　＋　１４．５．５　＝　１．８０５Ｈｚ
て与えられる。２０００Ｈｚでの減衰は６３ｄ３より大
きい。

第３図は、主ローブ上の、夫々、７７０Ｈｚ及び１３３
６Ｈｚを公称信号周波数とし、前述した４個の付加され
た検出器に対する各２個のサイドローブが加えられてい
るディジタル信号処理装置の周波数応答を示したもので
ある。

第４図は、この周波数応答により形成された音声検出特
性を示したもので、これは８５２及び１３３６Ｈｚの公
称信号周波数から形成される信号符号で動作し、このた
め低域及び高域の、夫々、下側及び上側にフィルタを付
加したものである。第４図はまた音声検出特性の隣り合
うローブが互に交差する点が特定の同じレベルにあるこ
とを示している。

この目的で選ばれる窓関数は低域及び高域の限界で付加
されるサイドローブの高さも含めてローブの高さの変動
を補正できる。上記レベルでの交差点は、低域の右側に
付加されるサイドローブ及び高域の下側に付加されるサ
イドローブによっても与えられる。

第１図で与えた信号受信器のブロック図は、上述した（
幾能をインプリメントする物理要素を示している。

この第１図のボックス３は自由にアクセスできる人力メ
モリを示し、その記憶容量は、８個のチャネルの各々に
対し、２５６サンプルである。このメモリの人力及び出
力は制御装置４で制御される。

この制御装置４の一部５は人力メモリの読出し用のもの
であって、例えば、２５６チヤネルサンプルの系列から
奇数番のサンプルを読出す。これは、実際には３２ｍ５
　（２５６Ｘ１２５μｓ）の観察窓当り読込まれる信号
サンプルの数を半分にすることであって、これは２ｋＨ
ｚ以上の周波数成分も影響を有する。

応答は２ｋＨｚに対し鏡像を作るから、２３００Ｈｚと
２８５０Ｈｚとの間及び３０２０Ｈｚと、３３４０　Ｉ
Ｉ　ｚの間の周波数成分が音声検出器の結果に寄与する
。

この人力メモリから読出されるサンプルはＰＣＭ入力信
号を表わす。ＯＦＴをインプリメントするためには入力
信号が線形であることが望ましい。この目的で信号受信
器に変換器６を設け、そこに与えられる入力信号を線形
化する。変換器６の出力側には、−２０４７ないし＋２
０４７の値の範囲で線形化された入力信号ａ、が現われ
る。斯くして、１６個の利用可能なビット位置のうち１
２個だけしか使わない。こうして線形化された１２ビツ
トの人力サンプルがディジタル信号処理装置へ加えられ
、先ずこのディジタル信号処理装置の２個の積アキュム
レーク７及び８の一方の入力端子に加える。これらの積
アキュムレータの他方の入力端子には、夫々、８ビツト
係数ｂ１及びｃｉが加えられる。このようなりＦＴをイ
ンプリメントするのに必要な係数ｂ１及びＣ】は予じめ
計算し、２個の計数メモリ９及び１０に蓄えておく。全
部でこれらは低域に対し８ビツトの４　Ｘ　２　Ｘ１２
８　ワードを蓄え、高域に対し８ビツトの４　Ｘ　２　
Ｘ７２ワードを蓄えることを必要とする。しかし、簡単
にするため、低域用の４×２×１２８　ワードを蓄え、
４　Ｘ　２　Ｘ？２ワードの方はゼロで代える。第４図
に示した形の周波数応答特性（これは音声検出特性とも
呼ばれる）を得るために、これらの係数は、夫々、関連
する正弦及び余弦係数に次式に従って対応する窓係数を
乗算した積として与える。

低域に対しては、ｂ（ｉ）　＝Ｗ、（ｎ、Ｔ）ｓｉｎ（２πｆＴｎ）　＋
ｃ（ｉ）　＝Ｗ、（ｎ、Ｔ）ｃｏｓ（２πｆＴｎ）　＋
高域に対しては、ｂ　　’　　（ｉ）　　　＝Ｊ　　’　　（ｎ、Ｔ）ｓ
ｉｎ（２πｆＴ、ｎ）＋ｃ　’　（ｉ）　＝Ｗ、　’　
（ｎ、Ｔ）ｃｏｓ（２ｙｒｆＴ、、ｎ）　十換言すれば
、各公称信号周波数に対し、正弦項として１２８ワード
、余弦項として１２８ワードを蓄える必要がある。この
他、前述したところに従って、カイザー−ベッセル窓関
数”ｌ＋　ＶＩＩ２．　Ｌ；　ＩＬ　’、Ｌ　’Ｌ／等
を選ぶ。積アキュムレーク７．８の各々は、制御装置４
の制御の下に、夫々、係数メモリ９及び１０に蓄えられ
ている１２８個の信号サンプルの系列から、次式に従っ
て、関連する公称信号周波数のＯＦＴを求める。

積アキュムレータ７においては、積アキュムレーク８においては、ニーでｙ項及びｙ項は関連するＤＦＴの実部及び虚部を
、夫々、表わす。この時関連する公称周波数に対するフ
ィルタ結果は、このｄｆｔのモジュラス（ｍｏｄｕｌｕ
ｓ）　　として与えられる。このモジュラスは、この実
施例では、関連するＯＦＴの実部及び虚部の二乗の和の
平方根として決まる。この目的で、市販の８ビツトマイ
クロプロセツサ１１を使用する。

例えば、Ｚ−８０である。動作は次の２部に分けられる
。

１、　線形の形で得られるＤＦＴの部分及び積アキュム
レータの出力を対数８ビット幅の形に変換する。このよ
うな変換は、少数のビットしか必要とせず、計算が簡単
になるという利点を有する。

２、　二乗の和の平方根を求める演算を適用する。

積アキュムレータの出力側に得られる２４ビット幅の数
を対数形式に変換できるようにし、前述したタイプのマ
イクロプロセッサが別の処理を行なえるようにするため
に、一部づつ直線で近似する既知の変換を行なう。関連
するＯＦＴの実部及び虚部を形成するために、前記対数
変換を行なう前に、与えられた信号サンプルからの７個
の下位のビットと対応する文字ビットを除去し、下記の
動作のために、１６ビツト幅の数を得る（前記対数形態
はこの数から求め得る）。こ５で注意すべきことは、夫
々、積係数ｂｉ及びＣ１並びに正弦及び余弦項と関連す
る窓関数の積を縮めて２個の相補的形式の８ビツト幅の
ワードにする。積アキュムレーク７及び８で線形の形で
１６ビツト幅の数を得る前に、関連するＤＦＴのモジュ
ラスｍを次式で求める。

とこのような動作は、ディジタル信号処理装置の一部を形
成すると共に、ブロック１１で広く示されたマイクロプ
ロセンサの一部も形成するプロセッサにより行なうこと
ができる。

２個の債アキュムレータ７及び８は、１２８個の信号サ
ンブルンリーズと１２５μｓの時間間隔で与えろれる積
係数とを処理できる。これは、８個のＤＦＴを計算し、
即ぢ、８個の公称信号周波数に対し、ｌ　ｍｓの時間間
隔が必要で、８個のチャネルを処理するのに３ｍｓの時
間間隔が必要であることを意味する。前述したように、
ＤＦＴは重なり合う形で計算される。これは、各新規の
ＤＦＴ計算が一部は、前のＤＦＴ計算に含まれていたの
と同じサンプルに亘って行なわれ、従って３ｍｓの各時
間間隔で入力信号についての新らいし清報が（尋られる
ことを意味する。各計算において、２５６個の信号サン
プルを読込むのに先立って、３２ｍ５の各時間間隔が２
４ｍ５の「古い」信号と３ｍｓの「新らしい」信号とを
含む。重畳検出は制御装置４によっても制御される。

上述した装置を用いると、８個のディジタル信号処理装
置又は検出器の各々の結果を８ビット幅の対数として得
られ、それがマイクロプロセッサのメモリに蓄えられる
。これから、低域及び高域のいずれについても、関連す
る４個の結果の最大のものが求まり、夫々、＋２Ｌ及び
ＩＺＨと称する。

今度はマイクロプロセッサに３個の下記の決定を行なう
装置を設ける。

１、　　’＋２１、又はＩＺｌｌのいずれかがしきい値
Ｌ１より大きいかどうかを決定する。

２、　　（ｍ　１２Ｌとｌ７１１の間の差がしきい値Ｌ
２より小さいかどうかを決定する。

３、　音声検出器の結果がしきい値し。より小さいかど
うかを決定する。

関連する音声検出器の結果を３個の検出器の上述したよ
うにして得られる結果から計算し、これに基づいて、低
域についても高域についても、どの検出器が最大の結果
を生じているかを知った時、他の６個の検出器の結果か
ら、二乗の和の平方根を計算することにより音声検出器
の結果を求める。

従って、これらの検出器は実際には組合わさって一個の
広帯域特性を有する音声検出器となる。次にプロセッサ
１２により生ずる６ビツト幅の数であって、６個の検出
器の結果を表わす数を加算することにより音声検出器の
結果を得る。

しきい値Ｌ１及びＬ２は、下記の考察に基づいて決まる
。先ず、Ｔ［）Ｋ信号方式内の信号の絶対レベルを確定
する。これらのレベルは選択されたレベルＡにつき定ま
る。ＴＤＫ（信号の極大レベルは次のようにして与えら
れる。

ａ）　Δ＋２５ｄＢｍのレベルを有する２個の成分ｂ）
　　Ａ＋２２ｄＢｍのレベルを有する呼び音Ｃ）　　Ａ
　＋　２５−２０ｄＢｒｎのレベルを有するスプリアス
成分ＰＣＭ方式では、最大レベルはＯｄＢｍより低くしなけ
ればならない。この関係で、Ａ　−−３４ｄＢｍを選び
、従ってＴＤＫ周波数応答成分が一３４ｄＢｍと−Ｏｄ
Ｂｍの間の絶対レベルを有するようにする。呼び音は一
１２ｄＢｍの最大レベルを有する。今度は、検出器の結
果を最大の検出器の結果に対して正規化することにより
、しきい値Ｌ１及び１．２に対し下記の値を確定する。

ＬＩ＝８０　Ｘ　（−０，３７６）　＝　−３０，０８
ｄＢＬ２　＝　２５　Ｘ　（０，３７６）　＝　　９．
４０ｄＢしきい値Ｌ３は、公称信号周波数の有効な組合
せが存在する時、音声検出器の最大結果を求めることに
より確定される。このような最大結果は２個の公、弥信
号周波数が最大の周波数のずれを有し、これらの信号が
最大でも２個の隣り合う検出器（減衰−２７，１ｄＢ）
を介し、スプリアス成分が存在しても最小レベル−５０
ｄＢの低域成分より２０ｄＢ以上低いレベルである時生
ずる。ＣＥＰＴ標準を考慮して、この雑音しきい値は、
最大でも一４２ｄＢｍである低域の最大の結果１２Ｌの
レベルより−１７，２５ｄＢ下に固定する。前述した音
声検出器の結果がこの雑音しきい値Ｌ３より大きいこと
が判明したら、この音声検出器結果から導びかれるチャ
ネル信号を拒絶する。

音声検出器結果がこの雑音しきい値より小さく且つ検出
器結果１２Ｌ及びＩＺＩＩが前述した条件１）及び２）
を満足するならば、所謂キャラクタ認識状態が存在する
か否かを確定しなければならない。この状態が存在する
場合は、信号受信器の出力側に正しい信号コードが現わ
れる。この関係で信号受信器に−ルーチンをインプリメ
ントする手段を設け、これにより所謂信号条件、即ち、
入力端の信号が有効な信号に対応し、後に不所望な周波
数が続いても受容可能な量であり、従って信号の有効性
の判定を行なえる時存在する状態が信号受信器の入力端
に存在するか否かに従って課された時間条件を満足する
。前述したように、８個の信号条件が存在するか否かに
関する信号条件処理により各８ｍｓ毎に判定を行なう。

前述したルーチン（これは課される時間条件との関係で
実行しなければならない）をインプリメントするために
、信号受信器を、更に、持続時間の短かい（＜２０ｍ５
ルチヤネル信号が高々信号条件が存在することを示す決
定を生ずるように設計する。

それ故、キャラクタ認識状態が生ずるようにするために
、同じ信号条件が少なくとも引き続き２回存在する必要
がある。信号が中断（＜２０ｍ５）すると、信号条件が
存在しないことを示す決定が高々５回生ずる。

キャラクタ認識状態が存在しないという決定は、キャラ
クタ認識状態が存在するという決定をする時より多い引
き続き６回異なる信号状態が生ずる時だけなし得る。引
き続き２回同じ信号状態が生ずる時はこの場合でもキャ
ラクタ認識状態が存在するという決定がなされる。前述
したルーチンがキャラクタ認識状態が存在する時は、出
力メツセージが出カニニット１３（第１図）から更に処
理するために出力される。

上述した本発明に係る信号受信器の実施例では、ディジ
タル信号処理装置の周波数応答の各々に前記サイドロー
ブを加えることにより、音声保護の目的で、約５５０Ｈ
ｚないし１９００Ｈｚの周波数スペクト　ルを分析する
。このような音声検出応答は、また、前述した態様で４
　ｋＨｚのサンプリング周波数を加えた時、２　ｋＨｚ
を対称軸として鏡像の形でも生ずる。こうして装置の選
択度も著しく改善される。

上述したことは、前記特許願に記載されている信号受信
器の要素と類似の物理的要素により達成でき、そうして
もこの要素は増えないで済む。

この結果、原理的には、一方ではＴＤＫ信号、他方では
ＭＦＣ信号のための受信器を−ユニットに組合せ、関連
する受信器の各々がＴＤＫ受信器又はＭＦＣ受信器とし
て動作するようにすることができる。

双方のタイプの受信器はほぼ同じ物理要素から成゛す、
同じルーチンを使える。ＴＤＫ及びＭＦＣ受信器のいず
れに対する係数も係数メモ！Ｊ　（ＦＲＯＭ）に蓄える
。これに対応してマイクロプロセッサ１１は両方のタイ
プの受信器に必要な種々のテストルーチンをインプリメ
ントできるようにする。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明に係る受信器の一実施例のブロック図
、第２図は、クッチトーン信号検出器で用いられるＤＦＴ
装置の説明用の周波数応答特性の線図、第３図及び第４
図は、本発明に係る受信器で用いられるようなＤＦＴ装
置の一部の周波数応答特性の線図、第５図は、カイザー−ベッセル窓関数のパラメータａと
、主ローブの幅との間の関係を示すグラフ線図である。

Claims

【特許請求の範囲】１、入来信号から、各々が、Ｓ個の公称音声周波信号成
分の少なくとも２個の異なる組合せからなるいくつかの
異なる周波数組合せを認識するように配設され、Ｓ個の
相互に異なるＤＦＴディジタル信号処理装置を具え、そ
の各々が主ローブの頂上が、音声周波信号成分が分かれ
てできる２個の副群の一方により決まるような周波数帯
内に位置する前記公称音声周波信号成分の一つに対応す
る周波数応答特性を有し、またプロセッサを具え、この
プロセッサがディジタル信号処理装置の結果を処理し、
最大の強さで受信された２個の公称音声周波信号成分を
検出し、他の結果を評価し、音声信号保護機能を満たす
受信器において、各ＤＦＴディジタル信号処理装置の周
波数応答特性が、第１のサイドローブと、第２のサイド
ローブを有し、各々が一個の頂上を有し、第１のサイド
ローブの頂上及び第２のサイドローブの頂上が、関連す
る公称信号周波数成分が属する副群の周波数帯の、夫々
、下及び上に位置し、前記プロセッサがａ）（Ｓ−２）個のＤＦＴ装置の結果を繰り返し加え合
せ、最大強度で受信された２個の公称音声周波数信号成分以外の全ての検出された入力信号の全エネルギー内容を表わす和の結果を得るように構成され、ｂ）この和の結果を、最大強度で受信された前記２個の
公称音声周波数信号成分の一方から導びかれるしきい値と比較するように構成されたことを特徴とする受信器。２、各ディジタル信号処理装置が、関連する公称信号周
波数成分と、最近傍の隣りの公称信号周波数成分の検出
帯域幅を限る周波数との間の周波数距離が最小の時、主
として一つの同じ大きさの減衰が導入されるように構成
されていることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
の受信器。３、各ディジタル信号処理装置が、関連する２個のサイ
ドローブの頂上が対応する主ローブの頂上より６ｄＢ以
下であるように構成されていることを特徴とする特許請
求の範囲第１項又は第２項記載の受信器。４、各ディジタル信号処理装置の周波数応答特性の形が
、カイザー−ベッセル関数として知られている種類の窓
関数により決まることを特徴とする特許請求の範囲前記
各項のいずれか一項に記載の受信器。５、ディジタル信号処理装置が、最低及び最高周波数帯
を有する副群に加えられるサイドローブの頂上の周波数
が、夫々、６０３及び１０３９Ｈｚ並びに１１０７及び
１８０５Ｈｚに位置するように構成されていることを特
徴とする特許請求の範囲第４項記載の受信器。６、与えられた信号のいくつかのサンプルを一時的に蓄
えるためのメモリ装置を具え、各読出し時において、読
出しサンプルの最近傍のサンプルを無視するものとして
、メモリ装置に蓄えられているいくつかのサンプルを交
互に半分づつ読出す読出し手段を設けたことを特徴とす
る特許請求の範囲第１項ないし第３項のいずれか一項に
記載の受信器。