JPS6238323Y2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6238323Y2 JPS6238323Y2 JP1980016229U JP1622980U JPS6238323Y2 JP S6238323 Y2 JPS6238323 Y2 JP S6238323Y2 JP 1980016229 U JP1980016229 U JP 1980016229U JP 1622980 U JP1622980 U JP 1622980U JP S6238323 Y2 JPS6238323 Y2 JP S6238323Y2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- transistor
- circuit
- oscillation
- voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
本考案はテレビジヨン受像機のチユーナ局部発
振回路に関し、特に電子チユーナに適用するもの
である。
振回路に関し、特に電子チユーナに適用するもの
である。
電子チユーナにおいては従来局部発振回路の出
力を例えばPLL周波数シンセサイザ方式でなる選
局回路に与え、局部発振回路の出力の周波数とチ
ヤンネル指令出力に対応する周波数との偏差に相
当する同調電圧をPLLループにおいて得、この同
調電圧によつて局部発振回路の発振周波数を変更
することによつてこの発振周波数をチヤンネル指
令に応じた受信周波数に追従させるものが用いら
れている。
力を例えばPLL周波数シンセサイザ方式でなる選
局回路に与え、局部発振回路の出力の周波数とチ
ヤンネル指令出力に対応する周波数との偏差に相
当する同調電圧をPLLループにおいて得、この同
調電圧によつて局部発振回路の発振周波数を変更
することによつてこの発振周波数をチヤンネル指
令に応じた受信周波数に追従させるものが用いら
れている。
しかるにこの種の局部発振回路においては、次
段のPLLループの誤動作を回避するため、出力電
圧の歪が少ないこと（換言すれば高調波成分が少
ないこと）が要求される。因みに一般に従来の
PLLループは感度は低く、また周波数が変化した
とき局部発振出力電圧のレベル差があると誤動作
し易く、さらに局部発振出力電圧の高調波成分の
レベルが高いとPLLループに設けられているカウ
ンタのトリガレベルを越えて誤動作して希望しな
い受信周波数に追従してしまうおそれがあつた。
段のPLLループの誤動作を回避するため、出力電
圧の歪が少ないこと（換言すれば高調波成分が少
ないこと）が要求される。因みに一般に従来の
PLLループは感度は低く、また周波数が変化した
とき局部発振出力電圧のレベル差があると誤動作
し易く、さらに局部発振出力電圧の高調波成分の
レベルが高いとPLLループに設けられているカウ
ンタのトリガレベルを越えて誤動作して希望しな
い受信周波数に追従してしまうおそれがあつた。
一方この種の局部発振回路として従来、第１図
に示す如きコレクタ接地型のトランジスタ発振回
路や、図示はしないがベース接地型のトランジス
タ発振回路が実際上十分満足し得る程度に大きな
出力電圧を得ることがでかきる回路として多用さ
れている。
に示す如きコレクタ接地型のトランジスタ発振回
路や、図示はしないがベース接地型のトランジス
タ発振回路が実際上十分満足し得る程度に大きな
出力電圧を得ることがでかきる回路として多用さ
れている。
第１図はVHF局部発振回路で、発振用トラン
ジスタ１のベースに、可変容量ダイオード２と、
スイツチ３を介して切換駆動電源４又は接地に接
続されるバンド切換用ダイオード５と、このバン
ド切換用ダイオード５に接続された発振コイル
６，７及びコンデンサ８とでなるタンク回路９が
接続されている。トランジスタ１のエミツタ抵抗
１０の両端電圧はコンデンサ１１を介してベース
に帰還され、かくしてトランジスタ１が発振動作
をする。しかるにエミツタ抵抗１０の両端電圧は
直流阻止用コンデンサ１２を介して出力抵抗１３
に与えられ、この出力抵抗１３に接続された出力
端子１４に発振出力が送出される。
ジスタ１のベースに、可変容量ダイオード２と、
スイツチ３を介して切換駆動電源４又は接地に接
続されるバンド切換用ダイオード５と、このバン
ド切換用ダイオード５に接続された発振コイル
６，７及びコンデンサ８とでなるタンク回路９が
接続されている。トランジスタ１のエミツタ抵抗
１０の両端電圧はコンデンサ１１を介してベース
に帰還され、かくしてトランジスタ１が発振動作
をする。しかるにエミツタ抵抗１０の両端電圧は
直流阻止用コンデンサ１２を介して出力抵抗１３
に与えられ、この出力抵抗１３に接続された出力
端子１４に発振出力が送出される。
ところで第１図の従来の局部発振回路は、出力
電圧としてかなり大きな出力を得ることができる
反面、高調波成分が大きいためかなり歪んだ波形
となるを避け得ない。従つて出力端子１４の後段
に接続されるPLLループの入力部にフイルタを設
けて高調波成分の電圧レベルを低下させるなどの
対策を講じる必要がある欠点があつた。
電圧としてかなり大きな出力を得ることができる
反面、高調波成分が大きいためかなり歪んだ波形
となるを避け得ない。従つて出力端子１４の後段
に接続されるPLLループの入力部にフイルタを設
けて高調波成分の電圧レベルを低下させるなどの
対策を講じる必要がある欠点があつた。
また第１図の場合のように発振周波数可変素子
として可変容量ダイオード２を用いた局部発振回
路では、可変容量ダイオード２に与えるでき同調
電圧ＶTが低下すると素子自体のＱが低下し、そ
のため発振電圧が低下し、この結果局部発振回路
全体としてみた場合同調周波数の変化に応じて発
振出力電圧が変動する、いわゆる周波数特性を呈
する欠点がある。
として可変容量ダイオード２を用いた局部発振回
路では、可変容量ダイオード２に与えるでき同調
電圧ＶTが低下すると素子自体のＱが低下し、そ
のため発振電圧が低下し、この結果局部発振回路
全体としてみた場合同調周波数の変化に応じて発
振出力電圧が変動する、いわゆる周波数特性を呈
する欠点がある。
さらには第１図の場合直流阻止用コンデンサ１
２としては、その影響がトランジスタ１周りの発
振回路に生ずるのを避けるため比較的小容量のも
のを選定するようになされている。しかしこのよ
うにしてもコンデンサ１２がトランジスタ１のエ
ミツタに接続されているバイパスコンデンサ１５
に対して等価的に並列に接続されることになり、
このため発振回路全体としての発振レベルが上昇
し、その原因で局部発振回路の電圧ドリフトや、
出力インピーダンスが変化する原因になつてい
た。これに加えて直流阻止用コンデンサ１２の容
量値を比較的小さい値に選定せざるを得ないた
め、逆に同調電圧の変化換言すれば局部発振周波
数の変化に対して出力電圧に周波数特性を与える
原因にもなつていた。
２としては、その影響がトランジスタ１周りの発
振回路に生ずるのを避けるため比較的小容量のも
のを選定するようになされている。しかしこのよ
うにしてもコンデンサ１２がトランジスタ１のエ
ミツタに接続されているバイパスコンデンサ１５
に対して等価的に並列に接続されることになり、
このため発振回路全体としての発振レベルが上昇
し、その原因で局部発振回路の電圧ドリフトや、
出力インピーダンスが変化する原因になつてい
た。これに加えて直流阻止用コンデンサ１２の容
量値を比較的小さい値に選定せざるを得ないた
め、逆に同調電圧の変化換言すれば局部発振周波
数の変化に対して出力電圧に周波数特性を与える
原因にもなつていた。
以上の点を考慮して本考案においては、局部発
振周波数に対する発振出力電圧の変化をできる限
り低減させると共に、必要に応じて適切な大きさ
の出力電圧を易に得ることができる局部発振回路
を提供しようとするものである。
振周波数に対する発振出力電圧の変化をできる限
り低減させると共に、必要に応じて適切な大きさ
の出力電圧を易に得ることができる局部発振回路
を提供しようとするものである。
以下図面について本考案の一例を詳述するに、
第２図において２１は一対のトランジスタ２２及
２３の互いに接続したエミツタを定電流トランジ
スタ２４及びそのエミツタ抵抗２５を介して接地
した不平衡差動発振回路本体である。
第２図において２１は一対のトランジスタ２２及
２３の互いに接続したエミツタを定電流トランジ
スタ２４及びそのエミツタ抵抗２５を介して接地
した不平衡差動発振回路本体である。
一方のトランジスタ２３のコレクタはバイパス
コンデンサ２６を通じて接地されている。このバ
イパスコンデンサ２６と他方のトランジスタ２２
のコレクタとの間には、発振コイル２７及び２８
とコンデンサ２９及び可変容量コンデンサ３０と
でなるタンク回路３１が接続されている。なお３
２はスイツチ３３を介して切換駆動電源３４又は
接地に接続されるバンド切換用ダイオードであ
る。
コンデンサ２６を通じて接地されている。このバ
イパスコンデンサ２６と他方のトランジスタ２２
のコレクタとの間には、発振コイル２７及び２８
とコンデンサ２９及び可変容量コンデンサ３０と
でなるタンク回路３１が接続されている。なお３
２はスイツチ３３を介して切換駆動電源３４又は
接地に接続されるバンド切換用ダイオードであ
る。
このトランジスタ２２のベース及び接地間には
バイパスコンデンサ３５が接続され、また他方の
トランジスタ２３のベースが直流阻止用コンデン
サ３６及び出力レベル制御抵抗３７を介して低い
抵抗値の出力インピーダンス抵抗３８に接続さ
れ、この出力抵抗３８の両端電圧が発振出力とし
て出力端子３９に送出される。さらにこの出力側
のトランジスタ２３のベースが帰還用コンデンサ
４０を介してタンク回路側のトランジスタ２２の
コレクタに接続されている。
バイパスコンデンサ３５が接続され、また他方の
トランジスタ２３のベースが直流阻止用コンデン
サ３６及び出力レベル制御抵抗３７を介して低い
抵抗値の出力インピーダンス抵抗３８に接続さ
れ、この出力抵抗３８の両端電圧が発振出力とし
て出力端子３９に送出される。さらにこの出力側
のトランジスタ２３のベースが帰還用コンデンサ
４０を介してタンク回路側のトランジスタ２２の
コレクタに接続されている。
以上の構成において、タンク回路３１の共振電
流がトランジスタ２２に流れるとこれに応じてト
ランジスタ２３が差動動作し、そのベースから帰
還用コンデンサ４０を通じて出力電圧を帰還する
ことにより不平衡差動発振回路本体２１が発振動
作し、その発振出力がトランジスタ２３のベース
から直流阻止用コンデンサ３６及び出力レベル制
御抵抗３７を介して出力端子３９に送出される。
流がトランジスタ２２に流れるとこれに応じてト
ランジスタ２３が差動動作し、そのベースから帰
還用コンデンサ４０を通じて出力電圧を帰還する
ことにより不平衡差動発振回路本体２１が発振動
作し、その発振出力がトランジスタ２３のベース
から直流阻止用コンデンサ３６及び出力レベル制
御抵抗３７を介して出力端子３９に送出される。
第２図の構成によれば、発振回路本体２１を不
平衡型差動発振器構成にして出力側のトランジス
タ２３を帰還用素子として動作させるようにした
ことにより、出力側からみてトランジスタ２３が
タンク回路側トランジスタ２２に対して緩衝作用
を行う。この結果出力側トランジスタ２３のベー
スに接続されている回路素子、すなわち直流阻止
用コンデンサ３６、出力レベル制御抵抗３７及び
出力抵抗３８によるタンク回路側トランジスタ２
２への影響を無視できる程度にまで軽減でき、従
つて第１図の従来の構成と比較して一段と安定な
局部発振回路を実現できる。因みに第１図の従来
の構成においてはトランジスタ１のエミツタに得
られる出力をベースに帰還させて発生動作をさせ
るようになされており、この発振ループから発振
出力をとり出す点は図示のようにトランジスタ１
のエミツタ電極か、又はベース電極かのいずれか
になる。しかるにこれらの電極は共にインピーダ
ンスが高いため直流阻止用コンデンサ１２の影響
を無視できなくなるが、第２図の構成によればこ
のような問題がない。
平衡型差動発振器構成にして出力側のトランジス
タ２３を帰還用素子として動作させるようにした
ことにより、出力側からみてトランジスタ２３が
タンク回路側トランジスタ２２に対して緩衝作用
を行う。この結果出力側トランジスタ２３のベー
スに接続されている回路素子、すなわち直流阻止
用コンデンサ３６、出力レベル制御抵抗３７及び
出力抵抗３８によるタンク回路側トランジスタ２
２への影響を無視できる程度にまで軽減でき、従
つて第１図の従来の構成と比較して一段と安定な
局部発振回路を実現できる。因みに第１図の従来
の構成においてはトランジスタ１のエミツタに得
られる出力をベースに帰還させて発生動作をさせ
るようになされており、この発振ループから発振
出力をとり出す点は図示のようにトランジスタ１
のエミツタ電極か、又はベース電極かのいずれか
になる。しかるにこれらの電極は共にインピーダ
ンスが高いため直流阻止用コンデンサ１２の影響
を無視できなくなるが、第２図の構成によればこ
のような問題がない。
このように第２図の構成によれば、出力回路側
の回路素子の影響がタンク回路側に生ずるおそれ
がないので、直流阻止用コンデンサ３６としてそ
の本来の直流阻止動作に最適なものを選定すれば
良いのみならず、出力レベル制御抵抗３７及び出
力抵抗３８として、発振回路本体２１の発振電源
が本質的にもつている発振周波数の変化に対する
電圧偏差を許容範囲に抑えると共に発振電圧値が
必要に応じて所望の値になるような値のものに容
易に選定できる。
の回路素子の影響がタンク回路側に生ずるおそれ
がないので、直流阻止用コンデンサ３６としてそ
の本来の直流阻止動作に最適なものを選定すれば
良いのみならず、出力レベル制御抵抗３７及び出
力抵抗３８として、発振回路本体２１の発振電源
が本質的にもつている発振周波数の変化に対する
電圧偏差を許容範囲に抑えると共に発振電圧値が
必要に応じて所望の値になるような値のものに容
易に選定できる。
この点についての実験によれば、第２図の不平
衡差動発振回路本体２１の最大電圧は発振周波数
の変動に応じて−５〜＋7dBm程度の大きい偏差
を示す。しかるにこのレベル偏差は出力レベル制
御抵抗３７を変化させることによつて6dB以内に
抑圧することができ、しかも発振出力電圧として
十分大きな値を得ることができた。
衡差動発振回路本体２１の最大電圧は発振周波数
の変動に応じて−５〜＋7dBm程度の大きい偏差
を示す。しかるにこのレベル偏差は出力レベル制
御抵抗３７を変化させることによつて6dB以内に
抑圧することができ、しかも発振出力電圧として
十分大きな値を得ることができた。
因みに第２図の構成において出力電圧Vo、発
振回路本体２１の電源電圧をＶ、発振回路本体２
１の内部抵抗値をＲSとすれば、出力電圧V0は Vo＝Ｖ（Tu）・Ｒ３８／Ｒ３８＋Ｒ３７＋ＲＳ…(1
) となる。ここでR37は出力レベル制御抵抗３７の
抵抗値、R38は出力抵抗３８の抵抗値である。ま
たＶ（Tu）は電源電圧Ｖが同調電圧ＶTの関数と
なることを示している。
振回路本体２１の電源電圧をＶ、発振回路本体２
１の内部抵抗値をＲSとすれば、出力電圧V0は Vo＝Ｖ（Tu）・Ｒ３８／Ｒ３８＋Ｒ３７＋ＲＳ…(1
) となる。ここでR37は出力レベル制御抵抗３７の
抵抗値、R38は出力抵抗３８の抵抗値である。ま
たＶ（Tu）は電源電圧Ｖが同調電圧ＶTの関数と
なることを示している。
(1)式によれば電圧V0が同調電圧ＶTの関数とな
ることが明らかであるが、その偏差は出力レベル
制御抵抗３７の値を変化させることにより小さく
できる。
ることが明らかであるが、その偏差は出力レベル
制御抵抗３７の値を変化させることにより小さく
できる。
すなわち第３図において、曲線V02，V02及び
V03は出力抵抗３８の値R38を一定にして出力レベ
ル制御抵抗３７の値R37を小さい値から段階的に
大きくしたときの同調電圧（従つて発振周波数）
の変化に対する出力電圧V0のレベル変化（すな
わち周波数特性）を実験的に測定したものであ
る。第３図の実験結果によれば、出力レベル制御
抵抗３７の値R37を大きくして行つた場合曲線V01
からV02，V03へ癖化して出力電圧V0は低下する
がその偏差は小さくなる。逆に出力レベル制御抵
抗３７の値R37を小さくして行けば曲線V03から
V02，V01に変化して出力電圧V0は大きくなるが
その偏差も大きくなる。
V03は出力抵抗３８の値R38を一定にして出力レベ
ル制御抵抗３７の値R37を小さい値から段階的に
大きくしたときの同調電圧（従つて発振周波数）
の変化に対する出力電圧V0のレベル変化（すな
わち周波数特性）を実験的に測定したものであ
る。第３図の実験結果によれば、出力レベル制御
抵抗３７の値R37を大きくして行つた場合曲線V01
からV02，V03へ癖化して出力電圧V0は低下する
がその偏差は小さくなる。逆に出力レベル制御抵
抗３７の値R37を小さくして行けば曲線V03から
V02，V01に変化して出力電圧V0は大きくなるが
その偏差も大きくなる。
従つて出力レベル制御抵抗３７の値R37を必要
に応じて選定することにより、実用上十分大きな
値でしかもその偏差値を許容範囲内に抑圧した出
力電圧を得ることができる。
に応じて選定することにより、実用上十分大きな
値でしかもその偏差値を許容範囲内に抑圧した出
力電圧を得ることができる。
以上のように本考案によれば、発振回路本体を
不平衡型差動回路構成としたことにより、出力側
回路素子の発振回路本体の発振動作に対する影響
を有効に軽減でき、これにより周波数特性が少な
くしかも必要に応じて十分な大きさの発振出力電
圧を容易に得ることができる局部発振回路を実現
し得る。
不平衡型差動回路構成としたことにより、出力側
回路素子の発振回路本体の発振動作に対する影響
を有効に軽減でき、これにより周波数特性が少な
くしかも必要に応じて十分な大きさの発振出力電
圧を容易に得ることができる局部発振回路を実現
し得る。
第１図は従来の局部発振回路を示す接続図、第
２図は本考案に依るテレビジヨン受像機のチユー
ナ局部発振回路の一例を示す接続図、第３図はそ
の周波数特性を示す曲線図である。 １……発振用トランジスタ、９……タンク回
路、１２……直流素子用コンデンサ、１３……出
力抵抗、２１……不平衡差動発振回路本体、２
２，２３……第１，第２トランジスタ、３１……
タンク回路、３６……直流阻止用コンデンサ、３
７……出力レベル制御抵抗、３８……出力抵抗、
３９……出力端子。
２図は本考案に依るテレビジヨン受像機のチユー
ナ局部発振回路の一例を示す接続図、第３図はそ
の周波数特性を示す曲線図である。 １……発振用トランジスタ、９……タンク回
路、１２……直流素子用コンデンサ、１３……出
力抵抗、２１……不平衡差動発振回路本体、２
２，２３……第１，第２トランジスタ、３１……
タンク回路、３６……直流阻止用コンデンサ、３
７……出力レベル制御抵抗、３８……出力抵抗、
３９……出力端子。
Claims (1)
- エミツタ同志を接続し差動形に構成された第１
及び第２のトランジスタと、この第１のトランジ
スタのコレクタに接続されたタンク回路と、前記
第１のトランジスタのコレクタ側と前記第２のト
ランジスタのベース側を接続する帰還回路と、こ
の帰還回路が接続される第２のトランジスタのベ
ースと基準電位点間に接続される直流阻止用コン
デンサと出力レベル制御抵抗及び出力抵抗とを有
する直列回路とを具備し、この直列回路の出力抵
抗両端から出力を得る様にしたテレビジヨン受像
機のチユーナ局部発振回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1980016229U JPS6238323Y2 (ja) | 1980-02-12 | 1980-02-12 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1980016229U JPS6238323Y2 (ja) | 1980-02-12 | 1980-02-12 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56119314U JPS56119314U (ja) | 1981-09-11 |
| JPS6238323Y2 true JPS6238323Y2 (ja) | 1987-09-30 |
Family
ID=29612651
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1980016229U Expired JPS6238323Y2 (ja) | 1980-02-12 | 1980-02-12 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6238323Y2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2553028Y2 (ja) * | 1989-07-04 | 1997-11-05 | ソニー株式会社 | 発振装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54139364A (en) * | 1978-04-21 | 1979-10-29 | Toshiba Corp | Oscillator |
-
1980
- 1980-02-12 JP JP1980016229U patent/JPS6238323Y2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56119314U (ja) | 1981-09-11 |
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