JPS6239861B2 - - Google Patents
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- JPS6239861B2 JPS6239861B2 JP56153971A JP15397181A JPS6239861B2 JP S6239861 B2 JPS6239861 B2 JP S6239861B2 JP 56153971 A JP56153971 A JP 56153971A JP 15397181 A JP15397181 A JP 15397181A JP S6239861 B2 JPS6239861 B2 JP S6239861B2
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- received signal
- polarization
- interference
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/002—Reducing depolarization effects
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
- H04L27/06—Demodulator circuits; Receiver circuits
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、無線伝送の直交偏波共用にともな
い生じる交差偏波干渉補償技術に関する。
い生じる交差偏波干渉補償技術に関する。
マイクロ波帯の無線通信は地上通信並びに衛星
通信を中心に急速に発展している。無線通信の需
要は今後移動通信サービスの拡大等の理由で更に
増大していくことが予想され、準ミリ波以上の周
波数帯開拓と共に、実用的価値の高い現用の周波
数帯のいわゆる周波数再利用の考えが高まつてい
る。すでにCCIR（国際無線通信諮問委員会）の
４〜6GHzのFM無線周波数配置に関する勧告に
は、直交偏波を使用することが明記されている。
また、衛星通信においてもINTELSAT（国際電
気通信衛星機構）は、Ｖ号系衛星で単一偏波で用
いられてきた４〜6GHz帯での直交偏波共用技術
を実用化する模様である。
通信を中心に急速に発展している。無線通信の需
要は今後移動通信サービスの拡大等の理由で更に
増大していくことが予想され、準ミリ波以上の周
波数帯開拓と共に、実用的価値の高い現用の周波
数帯のいわゆる周波数再利用の考えが高まつてい
る。すでにCCIR（国際無線通信諮問委員会）の
４〜6GHzのFM無線周波数配置に関する勧告に
は、直交偏波を使用することが明記されている。
また、衛星通信においてもINTELSAT（国際電
気通信衛星機構）は、Ｖ号系衛星で単一偏波で用
いられてきた４〜6GHz帯での直交偏波共用技術
を実用化する模様である。
本来、自由空間は直交する２偏波に対して独立
で、両偏波を同時に伝送できる伝送線路である
が、実際の伝搬路には降雨などの媒質の異方性が
存在し、直交偏波共用方式を採用すると、交差偏
波の発生による偏波間の結合が異偏波チヤンネル
干渉を起すことになる。
で、両偏波を同時に伝送できる伝送線路である
が、実際の伝搬路には降雨などの媒質の異方性が
存在し、直交偏波共用方式を採用すると、交差偏
波の発生による偏波間の結合が異偏波チヤンネル
干渉を起すことになる。
これら直交偏波共用化の達成には、アンテナや
給電装置などの偏波特性の改善と共に降雨などに
よる電波伝搬上の偏波特性の劣化を補償する交差
偏波補償回路の開発も重要な課題となつている。
給電装置などの偏波特性の改善と共に降雨などに
よる電波伝搬上の偏波特性の劣化を補償する交差
偏波補償回路の開発も重要な課題となつている。
交差偏波補償技術は、かかる偏波間の結合をア
ンテナ給電装置や無線機器内に補償回路を設けて
自動的な補償を行なうものである。
ンテナ給電装置や無線機器内に補償回路を設けて
自動的な補償を行なうものである。
従来、マイクロ波帯通信はFMを中心とするア
ナログ伝送が中心であつたが近年、マイクロ波帯
においても、デイジタル伝送が使用される様にな
り交差偏波補償方式についてもデイジタル伝送の
特徴を生かしたより効率の良い方式の提案が要請
されている。
ナログ伝送が中心であつたが近年、マイクロ波帯
においても、デイジタル伝送が使用される様にな
り交差偏波補償方式についてもデイジタル伝送の
特徴を生かしたより効率の良い方式の提案が要請
されている。
従来、この種の回路は、相互に直交する２つの
偏波を受信し、一方（干渉側）の受信信号に補償
係数を乗じて他方（受信希望側）の受信信号から
減ずることによつて干渉成分を除去するようにし
ている。例えば、水平偏波と垂直偏波とを考え、
各々に独立なデータＨ、Ｖを乗せると、伝播中に
生じた偏波干渉αＶ、βＨにより、水平偏波の受
信信号H0および垂直偏波の受信信号V0は、 H0＝Ｈ＋αＶ ……(1) V0＝Ｖ＋βＨ ……(2) となる。今、データＨを受信したい場合を考える
と、垂直偏波の受信信号V0に補償係数Ωをを乗
じて水平受信信号H0に加えて干渉除去信号Heを
得るようにするのが一般的である。すなわち、 He＝H0＋ΩV0 ……(3) 従つて、 He＝Ｈ＋αＶ＋Ω（Ｖ＋βＨ）＝Ｈ＋（α ＋Ω）Ｖ＋Ω・β・Ｈ≒Ｈ＋（α＋Ω）Ｖ
……(4) すなわち、α＝−Ωとすることによつて He≒Ｈ ……(5) となり、偏波干渉が除去される。このときΩの制
御は、一般に Ω(i+1)＝Ω(i)−kV0 *・（He−Ｈ＾ｅ） ……(6) となるように制御される。ここにＨ＾ｅはHeの識
別値であり、He−Ｈ＾ｅは識別誤差ｅであつて垂
直偏波からの干渉が含まれている。従つてｅと
V0との相関を最小化する方向にΩを制御すれ
ば、α＝−Ωとなり、干渉が除去されることにな
る。
偏波を受信し、一方（干渉側）の受信信号に補償
係数を乗じて他方（受信希望側）の受信信号から
減ずることによつて干渉成分を除去するようにし
ている。例えば、水平偏波と垂直偏波とを考え、
各々に独立なデータＨ、Ｖを乗せると、伝播中に
生じた偏波干渉αＶ、βＨにより、水平偏波の受
信信号H0および垂直偏波の受信信号V0は、 H0＝Ｈ＋αＶ ……(1) V0＝Ｖ＋βＨ ……(2) となる。今、データＨを受信したい場合を考える
と、垂直偏波の受信信号V0に補償係数Ωをを乗
じて水平受信信号H0に加えて干渉除去信号Heを
得るようにするのが一般的である。すなわち、 He＝H0＋ΩV0 ……(3) 従つて、 He＝Ｈ＋αＶ＋Ω（Ｖ＋βＨ）＝Ｈ＋（α ＋Ω）Ｖ＋Ω・β・Ｈ≒Ｈ＋（α＋Ω）Ｖ
……(4) すなわち、α＝−Ωとすることによつて He≒Ｈ ……(5) となり、偏波干渉が除去される。このときΩの制
御は、一般に Ω(i+1)＝Ω(i)−kV0 *・（He−Ｈ＾ｅ） ……(6) となるように制御される。ここにＨ＾ｅはHeの識
別値であり、He−Ｈ＾ｅは識別誤差ｅであつて垂
直偏波からの干渉が含まれている。従つてｅと
V0との相関を最小化する方向にΩを制御すれ
ば、α＝−Ωとなり、干渉が除去されることにな
る。
しかし、V0 *・ｅは複素乗算であつて、高価
なアナログ乗算器を必要とし、特に伝送レートが
高速の場合は非常に高価である。
なアナログ乗算器を必要とし、特に伝送レートが
高速の場合は非常に高価である。
本発明の目的は、上述の従来の欠点を解決し、
複数乗算器を使用しないで、上記V0 *・ｅに比
例する値を得ることができる安価な偏波干渉除去
回路を提供することにある。
複数乗算器を使用しないで、上記V0 *・ｅに比
例する値を得ることができる安価な偏波干渉除去
回路を提供することにある。
本発明の干渉除去回路は、相互に直交する２つ
の偏波を受信し、一方の受信信号に補償係数を乗
じて他方の受信信号に加えることにより偏波干渉
成分を除去する偏波干渉除去回路において、補償
後の受信信号とその識別値との誤差を検出する識
別誤差検出器と、該誤差検出器の出力する識別誤
差信号の実数部と虚数部との和および差を出力す
る加算器および減算器と、干渉偏波側受信信号の
実数部と虚数部の絶体値が等しいことを検出しか
つどの象限に属するかに従つて制御信号を出す干
渉側識別器と、該干渉側識別器の出力する制御信
号に対応して前記加算器と減算器の出力信号の符
号組合せを変えて出力する開閉器と、該開閉器の
出力を平滑する低域波器とを備えて、該低域
波器の出力により前記補償係数を得るようしたこ
とを特徴とする。
の偏波を受信し、一方の受信信号に補償係数を乗
じて他方の受信信号に加えることにより偏波干渉
成分を除去する偏波干渉除去回路において、補償
後の受信信号とその識別値との誤差を検出する識
別誤差検出器と、該誤差検出器の出力する識別誤
差信号の実数部と虚数部との和および差を出力す
る加算器および減算器と、干渉偏波側受信信号の
実数部と虚数部の絶体値が等しいことを検出しか
つどの象限に属するかに従つて制御信号を出す干
渉側識別器と、該干渉側識別器の出力する制御信
号に対応して前記加算器と減算器の出力信号の符
号組合せを変えて出力する開閉器と、該開閉器の
出力を平滑する低域波器とを備えて、該低域
波器の出力により前記補償係数を得るようしたこ
とを特徴とする。
次に、本発明について、図面を参照して詳細に
説明する。
説明する。
先ず、本発明の原理について説明する。今、受
信信号V0の実数部をＶR、虚数部をＶI、識別誤
差号ｅの実数部をｅR、虚数部をｅIとすると、 V0＝ＶR＋jVI ……(7) ｅ＝ｅR＋jeI ……(8) であるから、 V0 *・ｅ＝（ＶR−jVI）（ｅR＋jeI） ＝（ＶRｅR＋ＶIｅI）＋ｊ（ＶRｅI−ＶIｅR） である。ここで、 ＶR＝ＶI＞０ ……(9) の時は、 V0 *e∝（ｅR＋ｅI）＋（ｅI−ｅR） ……(10) となるから、上記(10)式は加算器のみで求めること
ができる。従つて、(9)式を満足する時にのみ(10)式
の値を出力させ、これによつて補償係数を制御す
ることにより干渉波成分を除去することができ
る。
信信号V0の実数部をＶR、虚数部をＶI、識別誤
差号ｅの実数部をｅR、虚数部をｅIとすると、 V0＝ＶR＋jVI ……(7) ｅ＝ｅR＋jeI ……(8) であるから、 V0 *・ｅ＝（ＶR−jVI）（ｅR＋jeI） ＝（ＶRｅR＋ＶIｅI）＋ｊ（ＶRｅI−ＶIｅR） である。ここで、 ＶR＝ＶI＞０ ……(9) の時は、 V0 *e∝（ｅR＋ｅI）＋（ｅI−ｅR） ……(10) となるから、上記(10)式は加算器のみで求めること
ができる。従つて、(9)式を満足する時にのみ(10)式
の値を出力させ、これによつて補償係数を制御す
ることにより干渉波成分を除去することができ
る。
例えば、第１図に示すような16値振幅位相変調
（16QAM）の信号のうち、黒丸印の信号は(9)式を
満足している。
（16QAM）の信号のうち、黒丸印の信号は(9)式を
満足している。
第２図は、(9)式を満足するとき出力信号を出す
ようにした干渉側識別器の一例を示す回路図であ
る。すなわち、端子３００，３０１へは、干渉側
受信信号の実数部ＶRおよび虚数部ＶIがそれぞれ
入力し、減算器３１で減算し、折返し回路３２で
差の絶体値を出力し、比較回路３３で比較するこ
とにより｜ＶR｜≒｜ＶI｜が検出される。ＶR＞
０は比較器３０で検出される。比較器３０と３４
の両出力はアンド回路３４で論理積がとられて出
力端子３０２に出力される。
ようにした干渉側識別器の一例を示す回路図であ
る。すなわち、端子３００，３０１へは、干渉側
受信信号の実数部ＶRおよび虚数部ＶIがそれぞれ
入力し、減算器３１で減算し、折返し回路３２で
差の絶体値を出力し、比較回路３３で比較するこ
とにより｜ＶR｜≒｜ＶI｜が検出される。ＶR＞
０は比較器３０で検出される。比較器３０と３４
の両出力はアンド回路３４で論理積がとられて出
力端子３０２に出力される。
第３図は、上述の回路を使用した偏波干渉除去
回路の一例を示すブロツク図である。すなわち、
偏波干渉減算回路６の入力端子６００に例えば水
平偏波受信信号H0を入力させ、入力端子６０１
には垂直偏波受信信号V0を入力させる。垂直偏
波受信信号V0は乗算器６１で補償係数Ωが乗ぜ
られて加算器６０において水平偏波受信信号H0
に加えられる。従つて出力端子６０２には、干渉
除去信号Ｈeが出力する。すなわち(3)式が実現さ
れる。干渉除去信号Ｈeは、識別誤差検出器１の
入力端子１００に接続され、識別器１０によつて
識別値Ｈ＾ｅが出力され、減算器１１によつて前記
Ｈeとの差がとられて識別誤差ｅが端子１０１か
ら出力する。識別誤差ｅの実数部ｅRと虚数部ｅI
は、相関器２の内蔵する加算器２２によつて加算
され、減算器２３によつて減算される。加算器２
２の出力は、(10)式右辺の（ｅR＋ｅI）を与え、減
算器２３の出力は(10)式右辺の（ｅR−ｅI）を与え
ている。これらの出力は開閉器４（スイツチ４
０，４１）が閉じたときにそれぞれ積分器５０お
よび５１に供給され、(6)式に示した積分動作が行
なわれ、平滑化される。開閉器４は干渉側識別器
３の出力によつて閉じる開閉器であり、干渉側識
別器３は、前述の第２図に示すように構成されて
いて、(9)式を満足するときのみ出力を出す。従つ
て、開閉器４は(9)式が満足されるときだけ導通す
るから、このときの相関器２の出力は、(10)式によ
り前記V0 *eに比例する。加算器２２の出力は積
分器５０によつて平滑化されて補償係数Ωの実数
部ΩRとされ、減算器２３の出力は、積分器５１
によつて平滑化されて補償係数Ωの虚数部ΩIと
される。積分器５０，５１で複素低域波器５を
構成している。すなわち、(6)式のΩを乗算器を用
いないで得ることができる。上記補償係数Ωは前
述の通り乗算器６１によつて垂直偏波受信信号
V0に乗ぜられて水平偏波受信信号H0に加えるこ
とにより偏波干渉が打消される。補償残りは、識
別誤差信号ｅとなつて上述の動作により次の補償
係数を修正する。
回路の一例を示すブロツク図である。すなわち、
偏波干渉減算回路６の入力端子６００に例えば水
平偏波受信信号H0を入力させ、入力端子６０１
には垂直偏波受信信号V0を入力させる。垂直偏
波受信信号V0は乗算器６１で補償係数Ωが乗ぜ
られて加算器６０において水平偏波受信信号H0
に加えられる。従つて出力端子６０２には、干渉
除去信号Ｈeが出力する。すなわち(3)式が実現さ
れる。干渉除去信号Ｈeは、識別誤差検出器１の
入力端子１００に接続され、識別器１０によつて
識別値Ｈ＾ｅが出力され、減算器１１によつて前記
Ｈeとの差がとられて識別誤差ｅが端子１０１か
ら出力する。識別誤差ｅの実数部ｅRと虚数部ｅI
は、相関器２の内蔵する加算器２２によつて加算
され、減算器２３によつて減算される。加算器２
２の出力は、(10)式右辺の（ｅR＋ｅI）を与え、減
算器２３の出力は(10)式右辺の（ｅR−ｅI）を与え
ている。これらの出力は開閉器４（スイツチ４
０，４１）が閉じたときにそれぞれ積分器５０お
よび５１に供給され、(6)式に示した積分動作が行
なわれ、平滑化される。開閉器４は干渉側識別器
３の出力によつて閉じる開閉器であり、干渉側識
別器３は、前述の第２図に示すように構成されて
いて、(9)式を満足するときのみ出力を出す。従つ
て、開閉器４は(9)式が満足されるときだけ導通す
るから、このときの相関器２の出力は、(10)式によ
り前記V0 *eに比例する。加算器２２の出力は積
分器５０によつて平滑化されて補償係数Ωの実数
部ΩRとされ、減算器２３の出力は、積分器５１
によつて平滑化されて補償係数Ωの虚数部ΩIと
される。積分器５０，５１で複素低域波器５を
構成している。すなわち、(6)式のΩを乗算器を用
いないで得ることができる。上記補償係数Ωは前
述の通り乗算器６１によつて垂直偏波受信信号
V0に乗ぜられて水平偏波受信信号H0に加えるこ
とにより偏波干渉が打消される。補償残りは、識
別誤差信号ｅとなつて上述の動作により次の補償
係数を修正する。
しかし、上述では、例えば第１図に示した16値
振幅位相変調（16QAM）の信号のうち、わずか
２点しか利用していないので制御スピードが遅
い。制御スピードを上げる為にはより多くの信号
を利用する必要がある。そこで、本発明において
は｜ＶR｜＝｜ＶI｜を満足する信号点群をすべて
利用することにより制御スピードの上昇を図つ
た。例えば16QAMの場合には、第４図に●、
▲、■、▼で示した８点（４組）を使用する。●
印の信号は前述(9)式を満足し、(10)式右辺によつて
V0 *・ｅに比例した信号が得られることは前述
した。■印の信号は、実数が負で虚数が正である
から、 V0 *e∝−（ｅR−ｅI）−ｊ（ｅR＋ｅI）……(11) となり、▼印の信号は、 V0 *∝−（ｅR＋ｅI）＋ｊ（ｅR−ｅI） ……(12) ▲印の信号は V0 *e∝（ｅR−ｅI）＋ｊ（ｅR−ｅI）
……（13） となる。式(10)〜（13）が成立する信号点群の検出
は例えば第５図に示すような干渉側識別器によつ
て行なうことができる。すなわち、例えば垂直偏
波受信信号V0の実数部ＶRを端子３００に入力さ
せ、虚数部ＶIを端子３０１に入力させる。正負
比較器３５，３６で実数部ＶRと虚数部ＶIの符号
を判定し、その出力をアンド回路３９ａ〜３９ｄ
に入力させる。アンド回路３９ａは、第１象限の
信号に対してハイレベルを出力し、アンド回路３
９ｂ〜３９ｄはそれぞれ第２〜第４象限の信号に
対してハイレベルを出力する。一方実数部ＶR、
虚数部ＶIを折返し回路３７，３８に入力させ、
それらの出力を減算器３１に入力させて減算す
る。減算器３１の出力を折返し回路３２を介して
比較器３３によつて一定レベルと比較し、｜ＶR
｜≒｜ＶI｜を判定し、比較器３３の出力はアン
ド回路３４ａ〜３４ｄの一方の入力とする。アン
ド回路３４ａ〜３４ｄのもう一方の入力には、そ
れぞれ前記アンド回路３９ａ〜３９ｄの出力が接
続されている。従つて、第４図に●印で示した信
号に対してはアンド回路３４ａがハイレベルを出
力し、アンド回路３４ｂ〜３４ｄはそれぞれ■
印、▼印、▲印で示した信号に対してハイレベル
を出力する。従つて、これらの出力を制御信号と
して、識別誤差信号を組合わせることにより式(10)
〜（13）の右辺を作成することができる。
振幅位相変調（16QAM）の信号のうち、わずか
２点しか利用していないので制御スピードが遅
い。制御スピードを上げる為にはより多くの信号
を利用する必要がある。そこで、本発明において
は｜ＶR｜＝｜ＶI｜を満足する信号点群をすべて
利用することにより制御スピードの上昇を図つ
た。例えば16QAMの場合には、第４図に●、
▲、■、▼で示した８点（４組）を使用する。●
印の信号は前述(9)式を満足し、(10)式右辺によつて
V0 *・ｅに比例した信号が得られることは前述
した。■印の信号は、実数が負で虚数が正である
から、 V0 *e∝−（ｅR−ｅI）−ｊ（ｅR＋ｅI）……(11) となり、▼印の信号は、 V0 *∝−（ｅR＋ｅI）＋ｊ（ｅR−ｅI） ……(12) ▲印の信号は V0 *e∝（ｅR−ｅI）＋ｊ（ｅR−ｅI）
……（13） となる。式(10)〜（13）が成立する信号点群の検出
は例えば第５図に示すような干渉側識別器によつ
て行なうことができる。すなわち、例えば垂直偏
波受信信号V0の実数部ＶRを端子３００に入力さ
せ、虚数部ＶIを端子３０１に入力させる。正負
比較器３５，３６で実数部ＶRと虚数部ＶIの符号
を判定し、その出力をアンド回路３９ａ〜３９ｄ
に入力させる。アンド回路３９ａは、第１象限の
信号に対してハイレベルを出力し、アンド回路３
９ｂ〜３９ｄはそれぞれ第２〜第４象限の信号に
対してハイレベルを出力する。一方実数部ＶR、
虚数部ＶIを折返し回路３７，３８に入力させ、
それらの出力を減算器３１に入力させて減算す
る。減算器３１の出力を折返し回路３２を介して
比較器３３によつて一定レベルと比較し、｜ＶR
｜≒｜ＶI｜を判定し、比較器３３の出力はアン
ド回路３４ａ〜３４ｄの一方の入力とする。アン
ド回路３４ａ〜３４ｄのもう一方の入力には、そ
れぞれ前記アンド回路３９ａ〜３９ｄの出力が接
続されている。従つて、第４図に●印で示した信
号に対してはアンド回路３４ａがハイレベルを出
力し、アンド回路３４ｂ〜３４ｄはそれぞれ■
印、▼印、▲印で示した信号に対してハイレベル
を出力する。従つて、これらの出力を制御信号と
して、識別誤差信号を組合わせることにより式(10)
〜（13）の右辺を作成することができる。
第６図は、本発明の一実施例を示すブロツク図
である。すなわち、水平偏波受信信号H0は端子
６００に入力させ、垂直偏波受信信号V0は端子
６０１，６０３を介して干渉側識別器３″に入力
させる。干渉側識別器３″は第５図に示した構成
であり、入力信号の条件に応じた制御信号を出力
して開閉器４′の開閉を制御する。
である。すなわち、水平偏波受信信号H0は端子
６００に入力させ、垂直偏波受信信号V0は端子
６０１，６０３を介して干渉側識別器３″に入力
させる。干渉側識別器３″は第５図に示した構成
であり、入力信号の条件に応じた制御信号を出力
して開閉器４′の開閉を制御する。
一方、垂直偏波受信信号V0は偏波干渉除去回
路６内で端子６０４から入力した補償係数Ωと乗
ぜられたのち水平偏波受信信号H0に加えられ、
干渉除去信号Heが端子６０２から出力される。
干渉波除去信号Heは識別誤差検出器１の端子１
００に入力させ、端子１０１から識別誤差信号ｅ
が出力する。識別誤差信号ｅの実数部ｅRおよび
虚数部ｅIはそれぞれ相関器２，２′，２″，２
内において（ｅR＋ｅI）および（ｅR−ｅI）が算
出され、各相関器からはそれぞれ式(10)〜（13）の
右辺に相当する信号が出力する。開閉器４′は前
記干渉側識別器３″の出力する制御信号に対応し
て上記各相関器の出力を択一的に選択して低域
波器５の入力端子５００に入力させる。低域波
器５は入力信号を平滑化して出力端子５０１から
補償係数Ωとして出力する。
路６内で端子６０４から入力した補償係数Ωと乗
ぜられたのち水平偏波受信信号H0に加えられ、
干渉除去信号Heが端子６０２から出力される。
干渉波除去信号Heは識別誤差検出器１の端子１
００に入力させ、端子１０１から識別誤差信号ｅ
が出力する。識別誤差信号ｅの実数部ｅRおよび
虚数部ｅIはそれぞれ相関器２，２′，２″，２
内において（ｅR＋ｅI）および（ｅR−ｅI）が算
出され、各相関器からはそれぞれ式(10)〜（13）の
右辺に相当する信号が出力する。開閉器４′は前
記干渉側識別器３″の出力する制御信号に対応し
て上記各相関器の出力を択一的に選択して低域
波器５の入力端子５００に入力させる。低域波
器５は入力信号を平滑化して出力端子５０１から
補償係数Ωとして出力する。
本実施例では、第４図に示した16個の信号中８
個の信号を係数Ωの制御に利用することができる
ため、迅速な制御が可能である。すなわち、干渉
偏波の変動がはげしい場合にも応動することが可
能であり、第３図の構成による場合に比して約４
倍の制御スピードが得られる。従つて、例えば衛
星通信における宇宙空間のフアラデー・ローテー
シヨンによる偏波干渉変化にも迅速、精確に追従
することが可能である。
個の信号を係数Ωの制御に利用することができる
ため、迅速な制御が可能である。すなわち、干渉
偏波の変動がはげしい場合にも応動することが可
能であり、第３図の構成による場合に比して約４
倍の制御スピードが得られる。従つて、例えば衛
星通信における宇宙空間のフアラデー・ローテー
シヨンによる偏波干渉変化にも迅速、精確に追従
することが可能である。
なお、上述では相関器２，２′，２″，２内に
おいてそれぞれ加算器と減算器を設けて、相関器
内で式(10)〜（13）の右辺を求めたが、例えば相関
器２の２個の出力（ｅR＋ｅI）および（ｅR−ｅ
I）を開閉器４′内において制御信号に応じて加算
又は減少するように構成すれば相関器２′，２″，
２は省略することができる。
おいてそれぞれ加算器と減算器を設けて、相関器
内で式(10)〜（13）の右辺を求めたが、例えば相関
器２の２個の出力（ｅR＋ｅI）および（ｅR−ｅ
I）を開閉器４′内において制御信号に応じて加算
又は減少するように構成すれば相関器２′，２″，
２は省略することができる。
以上のように、本発明においては、識別誤差信
号の実施例と虚数部とを加算する加算器と、減算
する減算器を設けて、干渉偏波受信信号の実数部
と虚数部の大きさが等しいとき、その属する象限
に対応して前記加算器および減算器の出力組合せ
を変化させることにより補償係数を制御するよう
に構成したから、補償係数制御に利用できる信号
点数が多くなり迅速な制御スピードを得ることが
できる。また、乗算器を使用しないで補償係数を
最適かつ自動的に変化させることができるから構
成が簡単である。
号の実施例と虚数部とを加算する加算器と、減算
する減算器を設けて、干渉偏波受信信号の実数部
と虚数部の大きさが等しいとき、その属する象限
に対応して前記加算器および減算器の出力組合せ
を変化させることにより補償係数を制御するよう
に構成したから、補償係数制御に利用できる信号
点数が多くなり迅速な制御スピードを得ることが
できる。また、乗算器を使用しないで補償係数を
最適かつ自動的に変化させることができるから構
成が簡単である。
第１図は16値振幅位相変調信号の各信号点およ
び特定の条件を満たす信号点を示す図、第２図は
上記特定の条件を検出する干渉側識別器の一例を
示す回路図、第３図は上記特定の条件時に補償係
数を変化させるようにした偏波干渉除去回路の一
例を示すブロツク図、第４図は16値振幅位相変調
信号のうち実数部と虚数部の大きさが等しい信号
点群を示す図、第５図は本発明に使用するための
上記条件を検出する干渉側識別器の一例を示す回
路図、第６図は本発明の一実施例を示すブロツク
図である。 図において、１……識別誤差検出器、２，
２′，２″，２……相関器、３，３″……干渉側
識別器、４，４′……開閉器、５……低域波
器、６……偏波干渉減算回路、１０……識別器、
１１……減算器、２２…加算器、２３……減算
器、３０，３３，３５，３６……比較器、３２，
３７、３８……折返し回路、３４，３４ａ〜３４
ｄ，３９ａ〜３９ｄ……アンド回路、４０，４１
……開閉器、５０，５１……積分器、６０……加
算器、６１……乗算器。
び特定の条件を満たす信号点を示す図、第２図は
上記特定の条件を検出する干渉側識別器の一例を
示す回路図、第３図は上記特定の条件時に補償係
数を変化させるようにした偏波干渉除去回路の一
例を示すブロツク図、第４図は16値振幅位相変調
信号のうち実数部と虚数部の大きさが等しい信号
点群を示す図、第５図は本発明に使用するための
上記条件を検出する干渉側識別器の一例を示す回
路図、第６図は本発明の一実施例を示すブロツク
図である。 図において、１……識別誤差検出器、２，
２′，２″，２……相関器、３，３″……干渉側
識別器、４，４′……開閉器、５……低域波
器、６……偏波干渉減算回路、１０……識別器、
１１……減算器、２２…加算器、２３……減算
器、３０，３３，３５，３６……比較器、３２，
３７、３８……折返し回路、３４，３４ａ〜３４
ｄ，３９ａ〜３９ｄ……アンド回路、４０，４１
……開閉器、５０，５１……積分器、６０……加
算器、６１……乗算器。
Claims (1)
- １ 相互に直交する２つの偏波を受信し、一方の
受信信号に補償係数を乗じて他方の受信信号に加
えることにより偏波干渉成分を除去する偏波干渉
除去回路において、補償後の受信信号とその識別
値との誤差を検出する識別誤差検出器と、該誤差
検出器の出力する識別誤差信号の実数部と虚数部
との和および差を出力する加算器および減算器
と、干渉偏波側受信信号の実数部と虚数部の絶体
値が等しいことを検出しかつどの象限に属するか
に従つて制御信号を出す干渉側識別器と、該干渉
側識別器の出力する制御信号に対応して前記加算
器と減算器の出力信号の符号組合せを変えて出力
する開閉器と、該開閉器の出力を平滑する低域
波器とを備えて、該低域波器の出力により前記
補償係数を得るようにしたことを特徴とする偏波
干渉除去回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56153971A JPS5856545A (ja) | 1981-09-30 | 1981-09-30 | 偏波干渉除去回路 |
| US06/416,112 US4479258A (en) | 1981-09-30 | 1982-09-09 | Cross-polarization crosstalk canceller |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56153971A JPS5856545A (ja) | 1981-09-30 | 1981-09-30 | 偏波干渉除去回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5856545A JPS5856545A (ja) | 1983-04-04 |
| JPS6239861B2 true JPS6239861B2 (ja) | 1987-08-25 |
Family
ID=15574072
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56153971A Granted JPS5856545A (ja) | 1981-09-30 | 1981-09-30 | 偏波干渉除去回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5856545A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7551678B2 (en) | 2002-12-19 | 2009-06-23 | Fujitsu Limited | OFDM transceiver apparatus |
| EP1575202B1 (en) * | 2002-12-19 | 2015-03-18 | Fujitsu Limited | Ofdm reception apparatus |
-
1981
- 1981-09-30 JP JP56153971A patent/JPS5856545A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5856545A (ja) | 1983-04-04 |
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