JPS6243361B2 - - Google Patents
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- JPS6243361B2 JPS6243361B2 JP10059681A JP10059681A JPS6243361B2 JP S6243361 B2 JPS6243361 B2 JP S6243361B2 JP 10059681 A JP10059681 A JP 10059681A JP 10059681 A JP10059681 A JP 10059681A JP S6243361 B2 JPS6243361 B2 JP S6243361B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- input
- helical
- helical resonator
- side amplifier
- Prior art date
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- Expired
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 2
- 239000000284 extract Substances 0.000 claims 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 2
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 2
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 2
- WABPQHHGFIMREM-UHFFFAOYSA-N lead(0) Chemical compound [Pb] WABPQHHGFIMREM-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
- 230000005855 radiation Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
- H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
- H01P1/202—Coaxial filters
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
本発明は、ヘリカルレゾネータを用いた中間周
波数帯帯域通過ろ波器、即ちヘリカルレゾネータ
型フイルタに関し、特に共振周波数p（Hz）及
び負荷時のＱ（ＱL）の調整を容易にしたヘリカ
ルレゾネータ型フイルタに関する。 伝送方式がより多重化され、高速化されるに伴
い、これに使用される狭帯域フイルタを集中定数
素子によつて実現することは、寄生素子などのた
め不利となり、分布定数素子が有利となる。分布
定数素子の中でヘリカルレゾネータは、従来から
VHF周波数領域における狭帯域フイルタの回路
素子として開発され、広く用いられている。 従来のヘリカルレゾネータ型フイルタは、第１
図のような構成である。第１図において、１は入
力、５は出力で、１０はヘリカルレゾネータ、６
及び７はヘリカルレゾネータ１０のインピーダン
ス補償のための入力側増幅器及びヘリカルレゾネ
ータ１０の通過損失補正のための出力側増幅器で
ある。６，７の各々の入力及び出力インピーダン
スは伝送路のインピーダンスＲp（Ω）に等し
い。 また、２はヘリカルレゾネータ１０の入力リー
ド線であり、ヘリカルコイル３と結合する。同様
に、４はヘリカルレゾネータ１０の出力リード線
であり、ヘリカルコイル３と結合する。３は1/4
波長の巻線長をもつ先端開放のヘリカルコイルで
他端はシールドケース８に接地される。シールド
ケース８は輻射損失をなくす役割がある。９は共
振周波数pの調整用ビスである。 第１図のヘリカルレゾネータ型フイルタの共振
周波数pの調整は、調整用ビス９で行なわれる
が、ビス９の材質特性や寸法精度等によつて共振
周波数の安定度が大きく左右されるという欠点が
あつた。また負荷時のＱ（ＱL）の調整は、入出
力リード２，４とヘリカルコイル３との空間的距
離を変化させて、入出力リード２，４とヘリカル
コイル３との結合度を変化させることにより調整
する。しかし、リード２，４とヘリカルコイル３
との空間的距離を変化させることによる調整は難
しく、ＱLのみでなく共振周波数も変化させてし
まうという欠点があつた。 本発明の目的は、上記欠点を除去し、共振周波
数（p）及び負荷時のＱ（ＱL）の調整を独立に
かつ簡単にしかも精度良く行うことのできるヘリ
カルレゾネータ型フイルタを提供することにあ
る。 以下、本発明の実施例について図面を参照して
説明する。 本発明によるヘリカルレゾネータ型フイルタの
回路を第２図に示す。本図にて、第１図のものと
同一のものは同一参照符号で示す。なお、第２図
の増幅器６′は、出力インピーダンスが伝送路の
インピーダンスＲp（Ω）より十分小さい抵抗ｒp
（Ω）になつており、この点以外は、第１図の増
幅器６と同じである。また、増幅器７′は、入力
インピーダンスが上記ｒp（Ω）であり、この点
以外は、第１図の増幅器７と同じである。第２図
において、Ｘ１，Ｘ３は同一の特性をもつピン
（PIN）ダイオードで、高周波抵抗を電圧制御で
可変できるものである。また、Ｘ２はヘリカルコ
イル３の先端に接続されるバラクタダイオードで
ある。 第２図の等価回路を第３図に示す。第３図にお
いて、L1は入力ループ２のインダクタンス、L2
は出力ループ４のインダクタンス、L0はヘリカ
ルコイル３のインダクタンス、ｒはヘリカルコイ
ル３の実効抵抗、VCはバラクタダイオードＸ２
の容量、M1は入力ループ２と線路の相互インダ
クタンス、M2は出力ループ４と線路の相互イン
ダクタンス、ｒpは増幅器６′の出力インピーダン
スおよび増幅器７′の入力インピーダンス、VRは
ピンダイオードＸ１，Ｘ３の高周波抵抗である。
L′は、入出力ループ２及び４間の相互インダクタ
ンスをＭlとしたとき、L′＝Ｌ１Ｌ２／Ｍｌで定義され
る値 である。 第３図の等価回路より、ヘリカルレゾネータ型
フイルタの定損失Ａp（dB）とＱLは、以下の通
りとなる。 Ａp10log１／４〔｛ωｐＬ１／（ｒｐ＋ＶＲ）ｋ１
２Ｑｕ −ｒｐ＋ＶＲ／ｋ１ ２ＱｕωｐＬ１−２｝２ ＋（２／ｋ１ ２Ｑｕ＋２ωｐＬ１／ｒｐ＋ＶＲ）２
〕(1) ＱL＝（ｒｐ＋ＶＲ）Ｑｕ／２ｋ１ ２ＱｕωｐＬ１＋
ｒｐ＋ＶＲ(2) ここで、ωp＝２πp，Ｑuは無負荷Ｑ，
波数帯帯域通過ろ波器、即ちヘリカルレゾネータ
型フイルタに関し、特に共振周波数p（Hz）及
び負荷時のＱ（ＱL）の調整を容易にしたヘリカ
ルレゾネータ型フイルタに関する。 伝送方式がより多重化され、高速化されるに伴
い、これに使用される狭帯域フイルタを集中定数
素子によつて実現することは、寄生素子などのた
め不利となり、分布定数素子が有利となる。分布
定数素子の中でヘリカルレゾネータは、従来から
VHF周波数領域における狭帯域フイルタの回路
素子として開発され、広く用いられている。 従来のヘリカルレゾネータ型フイルタは、第１
図のような構成である。第１図において、１は入
力、５は出力で、１０はヘリカルレゾネータ、６
及び７はヘリカルレゾネータ１０のインピーダン
ス補償のための入力側増幅器及びヘリカルレゾネ
ータ１０の通過損失補正のための出力側増幅器で
ある。６，７の各々の入力及び出力インピーダン
スは伝送路のインピーダンスＲp（Ω）に等し
い。 また、２はヘリカルレゾネータ１０の入力リー
ド線であり、ヘリカルコイル３と結合する。同様
に、４はヘリカルレゾネータ１０の出力リード線
であり、ヘリカルコイル３と結合する。３は1/4
波長の巻線長をもつ先端開放のヘリカルコイルで
他端はシールドケース８に接地される。シールド
ケース８は輻射損失をなくす役割がある。９は共
振周波数pの調整用ビスである。 第１図のヘリカルレゾネータ型フイルタの共振
周波数pの調整は、調整用ビス９で行なわれる
が、ビス９の材質特性や寸法精度等によつて共振
周波数の安定度が大きく左右されるという欠点が
あつた。また負荷時のＱ（ＱL）の調整は、入出
力リード２，４とヘリカルコイル３との空間的距
離を変化させて、入出力リード２，４とヘリカル
コイル３との結合度を変化させることにより調整
する。しかし、リード２，４とヘリカルコイル３
との空間的距離を変化させることによる調整は難
しく、ＱLのみでなく共振周波数も変化させてし
まうという欠点があつた。 本発明の目的は、上記欠点を除去し、共振周波
数（p）及び負荷時のＱ（ＱL）の調整を独立に
かつ簡単にしかも精度良く行うことのできるヘリ
カルレゾネータ型フイルタを提供することにあ
る。 以下、本発明の実施例について図面を参照して
説明する。 本発明によるヘリカルレゾネータ型フイルタの
回路を第２図に示す。本図にて、第１図のものと
同一のものは同一参照符号で示す。なお、第２図
の増幅器６′は、出力インピーダンスが伝送路の
インピーダンスＲp（Ω）より十分小さい抵抗ｒp
（Ω）になつており、この点以外は、第１図の増
幅器６と同じである。また、増幅器７′は、入力
インピーダンスが上記ｒp（Ω）であり、この点
以外は、第１図の増幅器７と同じである。第２図
において、Ｘ１，Ｘ３は同一の特性をもつピン
（PIN）ダイオードで、高周波抵抗を電圧制御で
可変できるものである。また、Ｘ２はヘリカルコ
イル３の先端に接続されるバラクタダイオードで
ある。 第２図の等価回路を第３図に示す。第３図にお
いて、L1は入力ループ２のインダクタンス、L2
は出力ループ４のインダクタンス、L0はヘリカ
ルコイル３のインダクタンス、ｒはヘリカルコイ
ル３の実効抵抗、VCはバラクタダイオードＸ２
の容量、M1は入力ループ２と線路の相互インダ
クタンス、M2は出力ループ４と線路の相互イン
ダクタンス、ｒpは増幅器６′の出力インピーダン
スおよび増幅器７′の入力インピーダンス、VRは
ピンダイオードＸ１，Ｘ３の高周波抵抗である。
L′は、入出力ループ２及び４間の相互インダクタ
ンスをＭlとしたとき、L′＝Ｌ１Ｌ２／Ｍｌで定義され
る値 である。 第３図の等価回路より、ヘリカルレゾネータ型
フイルタの定損失Ａp（dB）とＱLは、以下の通
りとなる。 Ａp10log１／４〔｛ωｐＬ１／（ｒｐ＋ＶＲ）ｋ１
２Ｑｕ −ｒｐ＋ＶＲ／ｋ１ ２ＱｕωｐＬ１−２｝２ ＋（２／ｋ１ ２Ｑｕ＋２ωｐＬ１／ｒｐ＋ＶＲ）２
〕(1) ＱL＝（ｒｐ＋ＶＲ）Ｑｕ／２ｋ１ ２ＱｕωｐＬ１＋
ｒｐ＋ＶＲ(2) ここで、ωp＝２πp，Ｑuは無負荷Ｑ，
【式】である。以下に、(1)及び(2)式の条
件を列挙しておく。
M1 2＝k1 2L0L1 (3)， M2 2＝k2 2L0L2 (4)
L1＝L2 (5)， k1＝k2 (6)
L′＝L1L2／Ｍl (7)
なお、(1)及び(2)式が成立することは、昭和51年
度電子通信学会総合全国大会の論文集の講演番号
109のP1―110の「ループ結合型ヘリカル共振
器」と題した斉藤などの論文の(6)及び(7)式から、
明らかであろう。 (1)，(2)式において（ｒp＋VR）対Ａp，ＱLの関
係を第４図へ示す。第４図において、ピンダイオ
ードＸ１，Ｘ３の高周波抵抗VRを領域（Ｒ）で
可変するならば、定損失Ａpの変化が少なく、ＱL
をリニアに制御することができる。 また、共振周波数pは以下の通りである。 ただし、Ｌは第３図の等価回路のインダクタン
スの代表値である。よつて、共振周波数pはバ
ラクタダイオードＸ２の容量値VCの1/2乗に反比
例するため、VCの容量値を可変することにより
pを制御しうる。 以上のように、本実施例によれば、入出力ルー
プ２，４とヘリカルコイル３の結合度を一定にし
たまま、可変抵抗RV１を制御することにより共
振周波数p（Hz）を調整でき、可変抵抗RV２を
制御することによりＱLを調整でき、第１図に比
較して調整の容易さ及び機構的安定度の点でより
大きな効果を得ることができる。 ここで、入力側増幅器６′として出力インピー
ダンス（Ｚput6′）の低いものを用い、出力側増幅
器７′として入力インピーダンス（Ｚio7′）の低い
ものを用いる理由について説明する。伝送路との
マツチング条件を考えると、入力側増幅器６′の
入力インピーダンス（Ｚio6′）と出力側増幅器
７′の出力インピーダンス（Ｚput7′）と伝送路の
特性インピーダンス（Ｚp）との間には、 Ｚio6′＝Ｚput7′＝Ｚp という関係が成立する必要があるが、Ｚput6′又は
Ｚio7′はＺpとなる必要はない。ここで、第４図の
関係により、ヘリカルレゾネータ１０の入出力イ
ンピーダンスの小さい場合には領域Ｒにおいて抵
抗と負荷時のＱ（ＱL）とがリニアな関係になる
ことがわかる。よつて本実施例のように、 Ｚput6′＝Ｚio7′＝ｒp＋VR ただし、ｒpは数Ωと小さい。 にしておけば、ピンダイオードＸ１，Ｘ３の高周
波抵抗VRの変化でＱLをリニアに制御可能とな
る。また、Ｚput6′及びＺio7′は伝送路に対するイ
ンピーダンス整合をとる必要がないので、設計が
容易となる。 以上説明したように、本発明によれば、共振周
波数（p）及び負荷時のＱ（ＱL）の調整を、独
立にかつ簡単にしかも精度良く行うことのできる
ヘリカルレゾネータ型フイルタが得られる。
度電子通信学会総合全国大会の論文集の講演番号
109のP1―110の「ループ結合型ヘリカル共振
器」と題した斉藤などの論文の(6)及び(7)式から、
明らかであろう。 (1)，(2)式において（ｒp＋VR）対Ａp，ＱLの関
係を第４図へ示す。第４図において、ピンダイオ
ードＸ１，Ｘ３の高周波抵抗VRを領域（Ｒ）で
可変するならば、定損失Ａpの変化が少なく、ＱL
をリニアに制御することができる。 また、共振周波数pは以下の通りである。 ただし、Ｌは第３図の等価回路のインダクタン
スの代表値である。よつて、共振周波数pはバ
ラクタダイオードＸ２の容量値VCの1/2乗に反比
例するため、VCの容量値を可変することにより
pを制御しうる。 以上のように、本実施例によれば、入出力ルー
プ２，４とヘリカルコイル３の結合度を一定にし
たまま、可変抵抗RV１を制御することにより共
振周波数p（Hz）を調整でき、可変抵抗RV２を
制御することによりＱLを調整でき、第１図に比
較して調整の容易さ及び機構的安定度の点でより
大きな効果を得ることができる。 ここで、入力側増幅器６′として出力インピー
ダンス（Ｚput6′）の低いものを用い、出力側増幅
器７′として入力インピーダンス（Ｚio7′）の低い
ものを用いる理由について説明する。伝送路との
マツチング条件を考えると、入力側増幅器６′の
入力インピーダンス（Ｚio6′）と出力側増幅器
７′の出力インピーダンス（Ｚput7′）と伝送路の
特性インピーダンス（Ｚp）との間には、 Ｚio6′＝Ｚput7′＝Ｚp という関係が成立する必要があるが、Ｚput6′又は
Ｚio7′はＺpとなる必要はない。ここで、第４図の
関係により、ヘリカルレゾネータ１０の入出力イ
ンピーダンスの小さい場合には領域Ｒにおいて抵
抗と負荷時のＱ（ＱL）とがリニアな関係になる
ことがわかる。よつて本実施例のように、 Ｚput6′＝Ｚio7′＝ｒp＋VR ただし、ｒpは数Ωと小さい。 にしておけば、ピンダイオードＸ１，Ｘ３の高周
波抵抗VRの変化でＱLをリニアに制御可能とな
る。また、Ｚput6′及びＺio7′は伝送路に対するイ
ンピーダンス整合をとる必要がないので、設計が
容易となる。 以上説明したように、本発明によれば、共振周
波数（p）及び負荷時のＱ（ＱL）の調整を、独
立にかつ簡単にしかも精度良く行うことのできる
ヘリカルレゾネータ型フイルタが得られる。
第１図は従来のヘリカルレゾネータ型フイルタ
の回路図、第２図は本発明の一実施例の回路図、
第３図は第２図の等価回路を示す回路図、第４図
は第２図及び第３図の特性を示した図である。 ３…ヘリカルコイル、１０…ヘリカルレゾネー
タ、６及び６′…入力側増幅器、７及び７′…出力
側増幅器、Ｘ１…第１のピンダイオード、Ｘ２…
バラクタダイオード、Ｘ３…第２のピンダイオー
ド、RV１…共振周波数調整用可変抵抗、RV２…
負荷時のＱ調整用可変抵抗。
の回路図、第２図は本発明の一実施例の回路図、
第３図は第２図の等価回路を示す回路図、第４図
は第２図及び第３図の特性を示した図である。 ３…ヘリカルコイル、１０…ヘリカルレゾネー
タ、６及び６′…入力側増幅器、７及び７′…出力
側増幅器、Ｘ１…第１のピンダイオード、Ｘ２…
バラクタダイオード、Ｘ３…第２のピンダイオー
ド、RV１…共振周波数調整用可変抵抗、RV２…
負荷時のＱ調整用可変抵抗。
Claims (1)
- １ 一端を接地された1/4波長の巻線長のヘリカ
ルコイルを有するヘリカルレゾネータと、該ヘリ
カルレゾネータの入力部及び出力部にそれぞれ接
続される入力側及び出力側増幅器とを、備え、該
入力側増幅器の入力端子に入力信号を与え前記出
力側増幅器の出力端子より出力信号を取り出すヘ
リカルレゾネータ型フイルタにおいて、前記入力
側増幅器として出力インピーダンスの低いものを
用いるとともに前記出力側増幅器として入力イン
ピーダンスの低いものを用い、前記入力側増幅器
の出力部と前記ヘリカルレゾネータの入力部とを
第１のピンダイオードを介して接続し、前記ヘリ
カルレゾネータの出力部と前記出力側増幅器の入
力部とを第２のピンダイオードを介して接続し、
更に前記ヘリカルコイルの他端にバラクタダイオ
ードを接続し、該バラクタダイオードのバイアス
電圧を制御することにより共振周波数を調整し、
前記第１及び第２のピンダイオードのバイアス電
圧を制御することにより負荷時のＱを調整するこ
とができることを特徴とするヘリカルレゾネータ
型フイルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10059681A JPS583401A (ja) | 1981-06-30 | 1981-06-30 | ヘリカルレゾネ−タ型フイルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10059681A JPS583401A (ja) | 1981-06-30 | 1981-06-30 | ヘリカルレゾネ−タ型フイルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS583401A JPS583401A (ja) | 1983-01-10 |
| JPS6243361B2 true JPS6243361B2 (ja) | 1987-09-14 |
Family
ID=14278243
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10059681A Granted JPS583401A (ja) | 1981-06-30 | 1981-06-30 | ヘリカルレゾネ−タ型フイルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS583401A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0715203Y2 (ja) * | 1988-05-31 | 1995-04-10 | 日本電気株式会社 | ヘリカルレゾネータ型帯域通過ろ波器 |
| FI84674C (fi) * | 1990-02-07 | 1991-12-27 | Lk Products Oy | Helix-resonator. |
| AU2111699A (en) * | 1998-01-21 | 1999-08-09 | Kmy Instruments Llc | Passive programmable wide-range filter |
-
1981
- 1981-06-30 JP JP10059681A patent/JPS583401A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS583401A (ja) | 1983-01-10 |
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