JPS6244732B2 - - Google Patents
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- JPS6244732B2 JPS6244732B2 JP54111335A JP11133579A JPS6244732B2 JP S6244732 B2 JPS6244732 B2 JP S6244732B2 JP 54111335 A JP54111335 A JP 54111335A JP 11133579 A JP11133579 A JP 11133579A JP S6244732 B2 JPS6244732 B2 JP S6244732B2
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- transistors
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
- H04H40/36—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving
- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
- H04H40/63—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving for separation improvements or adjustments
-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L25/00—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00
- G10L25/78—Detection of presence or absence of voice signals
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- Computational Linguistics (AREA)
- Health & Medical Sciences (AREA)
- Audiology, Speech & Language Pathology (AREA)
- Human Computer Interaction (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Acoustics & Sound (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はパイロツトトーン方式のFMステレオ
放送を復調するステレオ信号復調回路に関する。
放送を復調するステレオ信号復調回路に関する。
従来のFMステレオ放送の復調回路は、第１図
にその回路図を示すように、パイロツトトーン方
式の変調信号、即ちコンポジツト信号が入力端子
１８へ供給され、この入力端子１８はエミツタに
抵抗２１，２２および可変抵抗２３のＴ型抵抗回
路網から成る後述する信号減衰器２９が接続され
たトランジスタ１６のベースに接続されている。
トランジスタ１６のコレクタは、コンポジツト信
号から左および右チヤンネルの信号を取り出すス
イツチングトランジスタ１１および１２の各々の
共通エミツタ接続点に接続されている。スイツチ
ングトランジスタ１２および１１の各々のベース
には、前述したようにコンポジツト信号から左お
よび右チヤンネルの信号を取り出すために38KHz
のスイツチング信号が与えられるスイツチング信
号入力端子２４および２５へそれぞれ接続され、
このスイツチング信号入力端子２４および２５に
印加される38KHzのスイツチング信号はそれぞれ
位相が反転している。トランジスタ１２，１１の
各々のコレクタはトランジスタ７，８および２７
ならびに５，６および２６でそれぞれ構成される
カレントミラー回路の右および左信号出力回路５
０および４０へそれぞれ接続されている。右およ
び左信号出力回路５０および４０の出力は右およ
び左信号出力端子３および２へそれぞれ供給され
る。又、左および右信号出力回路４０および５０
には電源端子１から電源が供給される。そうし
て、右および左信号出力端子３および２へ現われ
る信号のそれぞれが含む左クロストーク成分と右
クロストーク成分を消去するために、トランジス
タ９，１０および１３で成るクロストークキヤン
セルスイツチング回路２８が設けてある。トラン
ジスタ９，１０の各々のエミツタは共通接続さ
れ、各々のコレクタはトランジスタ１１および１
２の各々のコレクタにそれぞれ接続され、そして
各々のベースはトランジスタ１２および１１の
各々のベースへそれぞれ接続されている。トラン
ジスタ９および１０のエミツタ接続点にはトラン
ジスタ１３のコレクタが接続され、そのエミツタ
は信号減衰器２９へ接続され、そしてこのベース
と接地端子４との間に基準電圧１４が設けられて
いる。
にその回路図を示すように、パイロツトトーン方
式の変調信号、即ちコンポジツト信号が入力端子
１８へ供給され、この入力端子１８はエミツタに
抵抗２１，２２および可変抵抗２３のＴ型抵抗回
路網から成る後述する信号減衰器２９が接続され
たトランジスタ１６のベースに接続されている。
トランジスタ１６のコレクタは、コンポジツト信
号から左および右チヤンネルの信号を取り出すス
イツチングトランジスタ１１および１２の各々の
共通エミツタ接続点に接続されている。スイツチ
ングトランジスタ１２および１１の各々のベース
には、前述したようにコンポジツト信号から左お
よび右チヤンネルの信号を取り出すために38KHz
のスイツチング信号が与えられるスイツチング信
号入力端子２４および２５へそれぞれ接続され、
このスイツチング信号入力端子２４および２５に
印加される38KHzのスイツチング信号はそれぞれ
位相が反転している。トランジスタ１２，１１の
各々のコレクタはトランジスタ７，８および２７
ならびに５，６および２６でそれぞれ構成される
カレントミラー回路の右および左信号出力回路５
０および４０へそれぞれ接続されている。右およ
び左信号出力回路５０および４０の出力は右およ
び左信号出力端子３および２へそれぞれ供給され
る。又、左および右信号出力回路４０および５０
には電源端子１から電源が供給される。そうし
て、右および左信号出力端子３および２へ現われ
る信号のそれぞれが含む左クロストーク成分と右
クロストーク成分を消去するために、トランジス
タ９，１０および１３で成るクロストークキヤン
セルスイツチング回路２８が設けてある。トラン
ジスタ９，１０の各々のエミツタは共通接続さ
れ、各々のコレクタはトランジスタ１１および１
２の各々のコレクタにそれぞれ接続され、そして
各々のベースはトランジスタ１２および１１の
各々のベースへそれぞれ接続されている。トラン
ジスタ９および１０のエミツタ接続点にはトラン
ジスタ１３のコレクタが接続され、そのエミツタ
は信号減衰器２９へ接続され、そしてこのベース
と接地端子４との間に基準電圧１４が設けられて
いる。
かかる従来のFMステレオ放送の復調回路の動
作を説明すると、パイロツトトーン方式の変調信
号、即ちコンポジツト信号が入力端子１８へ供給
されると、その信号はトランジスタ１６で増幅さ
れる。この時、スイツチング信号入力端子２４お
よび２５に印加される38KHzのスイツチングの信
号により、トランジスタ１１および１２が交互に
導通・遮断を繰り返す。よつて、トランジスタ１
６で増幅されたコンポジツト信号はトランジスタ
１１および１２で時分割され、右チヤンネル信号
はトランジスタ１２の導通によつて右信号出力回
路５０へ入力されて電流出力として右信号出力端
子３へ現われ、一方左チヤンネル信号はトランジ
スタ１１の導通によつて左信号出力回路４０へ入
力されて電流出力として左信号出力端子２へ現わ
れる。また、信号出力回路４０，５０は前述した
ようにカレントミラー回路であり、特にトランジ
スタ５，６ならびに７，８はPNP型であるので電
流利得が低く又製造上のバラツキがあつても上下
の信号の対称性を保つためにトランジスタ２６，
２７でこれらのベース電流を保障している。この
ようにして、コンポジツト信号は復調される。
作を説明すると、パイロツトトーン方式の変調信
号、即ちコンポジツト信号が入力端子１８へ供給
されると、その信号はトランジスタ１６で増幅さ
れる。この時、スイツチング信号入力端子２４お
よび２５に印加される38KHzのスイツチングの信
号により、トランジスタ１１および１２が交互に
導通・遮断を繰り返す。よつて、トランジスタ１
６で増幅されたコンポジツト信号はトランジスタ
１１および１２で時分割され、右チヤンネル信号
はトランジスタ１２の導通によつて右信号出力回
路５０へ入力されて電流出力として右信号出力端
子３へ現われ、一方左チヤンネル信号はトランジ
スタ１１の導通によつて左信号出力回路４０へ入
力されて電流出力として左信号出力端子２へ現わ
れる。また、信号出力回路４０，５０は前述した
ようにカレントミラー回路であり、特にトランジ
スタ５，６ならびに７，８はPNP型であるので電
流利得が低く又製造上のバラツキがあつても上下
の信号の対称性を保つためにトランジスタ２６，
２７でこれらのベース電流を保障している。この
ようにして、コンポジツト信号は復調される。
ところが、このままでは右チヤンネル信号に左
チヤンネル信号のクロストーク分が含まれてお
り、また左チヤンネル信号にも右チヤンネル信号
のクロストーク分が含まれているため、左右チヤ
ンネル信号の分離度が悪い。よつて、これらクロ
ストーク分を消去するためにクロストークキヤン
セルスイツチング回路２８および信号減衰器２９
が付加されている。即ち、入力端子１８から入力
されトランジスタ１６のエミツタに現われるコン
ポジツト信号は、信号減衰器２９の抵抗２１，２
２および２３のＴ型抵抗回路網の定数によつて減
衰され、この減衰された信号がトランジスタ１３
を介してトランジスタ９，１０の導通または遮断
によつて右および左信号出力回路５０および４０
の中へ注入される。従つて、コンポジツト信号を
減衰させる抵抗２１，２２および２３の抵抗値を
適切に設定することによつて、右チヤンネル信号
に含まれる左チヤンネルのクロストーク分および
左チヤンネル信号に含まれる右チヤンネルのクロ
ストーク分を打ち消すことができる。このように
して、左右チヤンネル信号の分離度を高くしてい
る。
チヤンネル信号のクロストーク分が含まれてお
り、また左チヤンネル信号にも右チヤンネル信号
のクロストーク分が含まれているため、左右チヤ
ンネル信号の分離度が悪い。よつて、これらクロ
ストーク分を消去するためにクロストークキヤン
セルスイツチング回路２８および信号減衰器２９
が付加されている。即ち、入力端子１８から入力
されトランジスタ１６のエミツタに現われるコン
ポジツト信号は、信号減衰器２９の抵抗２１，２
２および２３のＴ型抵抗回路網の定数によつて減
衰され、この減衰された信号がトランジスタ１３
を介してトランジスタ９，１０の導通または遮断
によつて右および左信号出力回路５０および４０
の中へ注入される。従つて、コンポジツト信号を
減衰させる抵抗２１，２２および２３の抵抗値を
適切に設定することによつて、右チヤンネル信号
に含まれる左チヤンネルのクロストーク分および
左チヤンネル信号に含まれる右チヤンネルのクロ
ストーク分を打ち消すことができる。このように
して、左右チヤンネル信号の分離度を高くしてい
る。
しかしながら、かかる回路構成ではコンポジツ
ト信号レベルを大きくし尚且つステレオ復調利得
も大きく設定した場合、電源端子１に供給される
電源電圧が小さくなると急激に左右チヤンネルの
分離度が悪くなつていた。即ち、コンポジツト信
号入力電圧レベルを1vrms、復調利得を−1dBと
すれば、この回路の最適動作点および信号出力端
子２，３に接続される負荷やフイルタ回路等によ
り、トランジスタ６，７のコレクタには1mAの
電流が流れる。また、トランジスタ１６のエミツ
タには抵抗２１，２２および２３のＴ型抵抗回路
網が接続されており、このため抵抗２１と２２の
接続点はある直流電位をもつている。この直流電
位は信号減衰器２９の減衰係数によつて決まる
が、通常約0.4Vである。このため、前述したよ
うにコンポジツト信号入力電圧レベルを1vrmsと
すると、この信号は最大振幅が1.4Vあり、よつ
て若干の余裕（0.1V）をとつてトランジスタ１
６のベースバイアスは2.6V以上必要となる。そ
うすると、コンポジツト信号はトランジスタ１６
のベースバイアスである2.6Vを中心に上下最大
1.4Vの振幅をもち、且つトランジスタ１６の飽
和状態におけるコレクタ・エミツタ間電圧や復調
回路のひずみ特性を考え合わせると、トランジス
タ９，１０，１１および１２のベース電位は最低
でも4.8V必要となる。従つて、電源電圧が6Vよ
り低下した場合、トランジスタ９，１０，１１お
よび１２のコレクタ・エミツタ間電圧が小さくな
つてこれらは飽和状態になる。即ち、クロストー
クキヤンセルスイツチング回路２８のトランジス
タ９，１０が動作しなくなり、クロストーク成分
を注入するクロストークキヤンセル効果がなくな
り、左右チヤンネルの分離度が急激に低下してし
まう。この状態を示したものが第３図である。こ
こで、曲線１００がかかる従来のステレオ信号復
調回路の電源電圧ＶCC対分離度の特性図である。
これからもわかるように、電源電圧ＶCCの6V以
上において分離度は55dBあつたものが、6V以下
に於いて急激に分離度が低下している。又、電源
電圧が6V付近において、左右チヤンネルの分離
度の悪化はないが、しかし、この場合、トランジ
スタ９，１０，１１および１２のコレクタ・エミ
ツタ間電圧はほぼ0.5Vと低く、従つてこれらの
トランジスタによつてひずみ率が悪化する。
ト信号レベルを大きくし尚且つステレオ復調利得
も大きく設定した場合、電源端子１に供給される
電源電圧が小さくなると急激に左右チヤンネルの
分離度が悪くなつていた。即ち、コンポジツト信
号入力電圧レベルを1vrms、復調利得を−1dBと
すれば、この回路の最適動作点および信号出力端
子２，３に接続される負荷やフイルタ回路等によ
り、トランジスタ６，７のコレクタには1mAの
電流が流れる。また、トランジスタ１６のエミツ
タには抵抗２１，２２および２３のＴ型抵抗回路
網が接続されており、このため抵抗２１と２２の
接続点はある直流電位をもつている。この直流電
位は信号減衰器２９の減衰係数によつて決まる
が、通常約0.4Vである。このため、前述したよ
うにコンポジツト信号入力電圧レベルを1vrmsと
すると、この信号は最大振幅が1.4Vあり、よつ
て若干の余裕（0.1V）をとつてトランジスタ１
６のベースバイアスは2.6V以上必要となる。そ
うすると、コンポジツト信号はトランジスタ１６
のベースバイアスである2.6Vを中心に上下最大
1.4Vの振幅をもち、且つトランジスタ１６の飽
和状態におけるコレクタ・エミツタ間電圧や復調
回路のひずみ特性を考え合わせると、トランジス
タ９，１０，１１および１２のベース電位は最低
でも4.8V必要となる。従つて、電源電圧が6Vよ
り低下した場合、トランジスタ９，１０，１１お
よび１２のコレクタ・エミツタ間電圧が小さくな
つてこれらは飽和状態になる。即ち、クロストー
クキヤンセルスイツチング回路２８のトランジス
タ９，１０が動作しなくなり、クロストーク成分
を注入するクロストークキヤンセル効果がなくな
り、左右チヤンネルの分離度が急激に低下してし
まう。この状態を示したものが第３図である。こ
こで、曲線１００がかかる従来のステレオ信号復
調回路の電源電圧ＶCC対分離度の特性図である。
これからもわかるように、電源電圧ＶCCの6V以
上において分離度は55dBあつたものが、6V以下
に於いて急激に分離度が低下している。又、電源
電圧が6V付近において、左右チヤンネルの分離
度の悪化はないが、しかし、この場合、トランジ
スタ９，１０，１１および１２のコレクタ・エミ
ツタ間電圧はほぼ0.5Vと低く、従つてこれらの
トランジスタによつてひずみ率が悪化する。
このように、第１図の従来のステレオ復調回路
では、前述したようにコンポジツト信号入力レベ
ルを大きくし尚且つ復調利得も大きく設定した場
合、電源電圧の低下のもとに急激に分離度が悪化
していた。即ち、従来の復調回路では、減電圧特
性を良好にしつつコンポジツト信号入力レベルを
大きくし尚且つ復調利得をも大きくすることは不
可能である。また、低電圧動作させた場合のひず
み率が悪化してしまつている。言い換えれば、従
来の復調回路では、減電圧特性を良好にしつつ前
述した条件を満足するようにトランジスタ１６な
らびにトランジスタ９，１０，１１および１２の
ベースバイアス電位を決定するのが極めて困難で
あつた。
では、前述したようにコンポジツト信号入力レベ
ルを大きくし尚且つ復調利得も大きく設定した場
合、電源電圧の低下のもとに急激に分離度が悪化
していた。即ち、従来の復調回路では、減電圧特
性を良好にしつつコンポジツト信号入力レベルを
大きくし尚且つ復調利得をも大きくすることは不
可能である。また、低電圧動作させた場合のひず
み率が悪化してしまつている。言い換えれば、従
来の復調回路では、減電圧特性を良好にしつつ前
述した条件を満足するようにトランジスタ１６な
らびにトランジスタ９，１０，１１および１２の
ベースバイアス電位を決定するのが極めて困難で
あつた。
よつて、本発明の目的は、コンポジツト信号入
力レベルを大きくし且つ復調利得を大きく設定し
た場合、回路の電源電圧が低下しても左右チヤン
ネルの分離度の悪化が少なく、同時に従来よりさ
らに低ひずみ率を達成したステレオ信号復調回路
を提供することにある。
力レベルを大きくし且つ復調利得を大きく設定し
た場合、回路の電源電圧が低下しても左右チヤン
ネルの分離度の悪化が少なく、同時に従来よりさ
らに低ひずみ率を達成したステレオ信号復調回路
を提供することにある。
本発明によれば、入力端子に供給されたコンポ
ジツト信号を増幅する増幅手段と、その増幅手段
の出力を左右両チヤンネルに分離するスイツチン
グ回路手段と、そのスイツチング回路手段の出力
を出力端子へ供給する手段と、入力端子に接続さ
れ且つコンポジツト信号を一定の割合で減衰させ
る回路手段と、その回路手段の出力を出力端子に
供給する手段とを含むステレオ信号復調回路を得
る。
ジツト信号を増幅する増幅手段と、その増幅手段
の出力を左右両チヤンネルに分離するスイツチン
グ回路手段と、そのスイツチング回路手段の出力
を出力端子へ供給する手段と、入力端子に接続さ
れ且つコンポジツト信号を一定の割合で減衰させ
る回路手段と、その回路手段の出力を出力端子に
供給する手段とを含むステレオ信号復調回路を得
る。
以下、本発明の実施例を図面を参照してより詳
細に説明する。
細に説明する。
第２図は本発明の一実施例を示すFMステレオ
放送のステレオ信号復調回路の回路図であり、第
１図と同一のところは同一番号を付してその説明
は省略する。第１図と違うところは、コンポジツ
ト信号が供給される入力端子１８に並列にクロス
トークキヤンセル回路３５が接続され、トランジ
スタ１６および１３の各々のエミツタは抵抗１７
および１５をそれぞれ介して接地され、そうして
クロストークキヤンセル回路３５の出力が直接左
チヤンネル信号出力端子２および右チヤンネル信
号出力端子３へ接続されている。即ち、入力端子
１８に供給されるコンポジツト信号はトランジス
タ１６のベースに印加されると共に、トランジス
タ１９，２０の各々のベースにも印加される。ト
ランジスタ１９，２０のエミツタ間には抵抗３
０，３１および可変抵抗３２でなるＴ型抵抗回路
網が接続され、その各々のコレクタは左および右
チヤンネル信号出力端子２へそれぞれ接続されて
いる。よつて、かかる回路構成では、トランジス
タ９，１０および１３、抵抗１５ならびに定電圧
源１４で出力電流駆動回路を構成し、第１図のよ
うにクロストークキヤンセル効果は有していな
い。
放送のステレオ信号復調回路の回路図であり、第
１図と同一のところは同一番号を付してその説明
は省略する。第１図と違うところは、コンポジツ
ト信号が供給される入力端子１８に並列にクロス
トークキヤンセル回路３５が接続され、トランジ
スタ１６および１３の各々のエミツタは抵抗１７
および１５をそれぞれ介して接地され、そうして
クロストークキヤンセル回路３５の出力が直接左
チヤンネル信号出力端子２および右チヤンネル信
号出力端子３へ接続されている。即ち、入力端子
１８に供給されるコンポジツト信号はトランジス
タ１６のベースに印加されると共に、トランジス
タ１９，２０の各々のベースにも印加される。ト
ランジスタ１９，２０のエミツタ間には抵抗３
０，３１および可変抵抗３２でなるＴ型抵抗回路
網が接続され、その各々のコレクタは左および右
チヤンネル信号出力端子２へそれぞれ接続されて
いる。よつて、かかる回路構成では、トランジス
タ９，１０および１３、抵抗１５ならびに定電圧
源１４で出力電流駆動回路を構成し、第１図のよ
うにクロストークキヤンセル効果は有していな
い。
かかる本実施例のステレオ信号復調回路の動作
を説明する。入力端子１８に印加されたパイロツ
トトーン方式の復調信号、即ちコンポジツト信号
は、トランジスタ１６および抵抗１７のエミツタ
接地増幅器によつて増幅され、この増幅された信
号はトランジスタ１１，１２の共通エミツタ接続
点に供給される。トランジスタ１１，１２はスイ
ツチング信号入力端子２４，２５に印加される
38KHzスイツチング信号によつて導通・遮断を繰
り返し、この導通・遮断によつて増幅されたコン
ポジツト信号を時分割して左右両チヤンネルに復
調する。即ち、トランジスタ１２の導通によつて
右チヤンネル信号がトランジスタ７，８および２
７で構成された出力回路５０を介して出力電流と
して右チヤンネル信号出力端子３へ現われる。一
方、左チヤンネル信号はトランジスタ１１の導通
によつてトランジスタ５，６および２６の出力回
路４０を介して左チヤンネル信号出力端子２へ現
われる。この両チヤンネル信号出力端子２および
３に現われる左および右チヤンネル信号には、前
述したように反対チヤンネルのクロストーク成分
を含んでいる。しかし、両チヤンネル信号出力端
子２および３にはクロストークキヤンセル回路３
５から上記したクロストーク成分を打ち消すだけ
の量の信号が供給されている。即ち、入力端子１
８に供給されたコンポジツト信号はトランジスタ
１９，２０の各々のベースに入力され、これらの
エミツタ間に接続されている抵抗３０，３１，３
２によつて減衰される。そうして、この減衰され
たコンポジツト信号はトランジスタ１９，２０の
各々のコレクタを介してそれぞれ左チヤンネル信
号出力端子２および右チヤンネル信号出力端子３
へ供給される。よつて抵抗３０，３１および３２
の抵抗値を適切に設定することによつて、左およ
び右チヤンネル信号に含まれている反対チヤンネ
ルのクロストーク成分を打ち消すことができる。
このようにして左右両チヤンネルの分離度を大き
くしている。尚、トランジスタ１９，２０のエミ
ツタ間に抵抗３０，３１および３２のＴ型抵抗回
路網を接続せずに、各々のエミツタを単一の抵抗
を介して接地し、これらの抵抗値を調整すること
によつてクロストーク成分を打ち消してもよい。
この場合、各々のエミツタ抵抗のための端子が２
つ必要となり、そのため上記実施例の方が有利で
ある。
を説明する。入力端子１８に印加されたパイロツ
トトーン方式の復調信号、即ちコンポジツト信号
は、トランジスタ１６および抵抗１７のエミツタ
接地増幅器によつて増幅され、この増幅された信
号はトランジスタ１１，１２の共通エミツタ接続
点に供給される。トランジスタ１１，１２はスイ
ツチング信号入力端子２４，２５に印加される
38KHzスイツチング信号によつて導通・遮断を繰
り返し、この導通・遮断によつて増幅されたコン
ポジツト信号を時分割して左右両チヤンネルに復
調する。即ち、トランジスタ１２の導通によつて
右チヤンネル信号がトランジスタ７，８および２
７で構成された出力回路５０を介して出力電流と
して右チヤンネル信号出力端子３へ現われる。一
方、左チヤンネル信号はトランジスタ１１の導通
によつてトランジスタ５，６および２６の出力回
路４０を介して左チヤンネル信号出力端子２へ現
われる。この両チヤンネル信号出力端子２および
３に現われる左および右チヤンネル信号には、前
述したように反対チヤンネルのクロストーク成分
を含んでいる。しかし、両チヤンネル信号出力端
子２および３にはクロストークキヤンセル回路３
５から上記したクロストーク成分を打ち消すだけ
の量の信号が供給されている。即ち、入力端子１
８に供給されたコンポジツト信号はトランジスタ
１９，２０の各々のベースに入力され、これらの
エミツタ間に接続されている抵抗３０，３１，３
２によつて減衰される。そうして、この減衰され
たコンポジツト信号はトランジスタ１９，２０の
各々のコレクタを介してそれぞれ左チヤンネル信
号出力端子２および右チヤンネル信号出力端子３
へ供給される。よつて抵抗３０，３１および３２
の抵抗値を適切に設定することによつて、左およ
び右チヤンネル信号に含まれている反対チヤンネ
ルのクロストーク成分を打ち消すことができる。
このようにして左右両チヤンネルの分離度を大き
くしている。尚、トランジスタ１９，２０のエミ
ツタ間に抵抗３０，３１および３２のＴ型抵抗回
路網を接続せずに、各々のエミツタを単一の抵抗
を介して接地し、これらの抵抗値を調整すること
によつてクロストーク成分を打ち消してもよい。
この場合、各々のエミツタ抵抗のための端子が２
つ必要となり、そのため上記実施例の方が有利で
ある。
今、コンポジツト信号入力電圧レベルと復調利
得をそれぞれ前述したように1vrms，−1dBとし
た場合、トランジスタ１６のエミツタは抵抗１７
を介して接地端子１４へ続されているため、トラ
ンジスタ１６のベースバイアスは若干の余裕
（0.1V）をもつても2.2Vでよい。そうすると、コ
ンポジツト信号はトランジスタ１６のベースバイ
アスである2.6Vを中心に上下最大1.4Vの振幅を
もち、又前述したようにトランジスタ１６の飽和
状態におけるコレクタ・エミツタ間電圧や復調回
路のひずみ歪特性を考え合わせると、トランジス
タ９，１０，１１および１２のベース電位は
4.4Vでよい。又、左右両チヤンネル信号出力端
子２および３に現われるクロストーク成分は、ク
ロストークチヤンネル回路３５の出力がこれらの
端子２，３に直接供給されることによつて打ち消
されている。従つて、電源端子１へ供給される電
源電圧が6V以下に低し、トランジスタ９，１０
のコレクタ・エミツタ間電圧が不足してこれらが
飽和しても、トランジスタ９，１０はクロストー
クキヤンセル用スイツチング回路を構成していな
いので、クロストークキヤンセル回路３５への影
響はなく、また、トランジスタ１９，２０が飽和
する電源電圧の値は小さいので、左右チヤンネル
の分離度は電源電圧が4V程度まで低下しても急
激に悪化することはない。
得をそれぞれ前述したように1vrms，−1dBとし
た場合、トランジスタ１６のエミツタは抵抗１７
を介して接地端子１４へ続されているため、トラ
ンジスタ１６のベースバイアスは若干の余裕
（0.1V）をもつても2.2Vでよい。そうすると、コ
ンポジツト信号はトランジスタ１６のベースバイ
アスである2.6Vを中心に上下最大1.4Vの振幅を
もち、又前述したようにトランジスタ１６の飽和
状態におけるコレクタ・エミツタ間電圧や復調回
路のひずみ歪特性を考え合わせると、トランジス
タ９，１０，１１および１２のベース電位は
4.4Vでよい。又、左右両チヤンネル信号出力端
子２および３に現われるクロストーク成分は、ク
ロストークチヤンネル回路３５の出力がこれらの
端子２，３に直接供給されることによつて打ち消
されている。従つて、電源端子１へ供給される電
源電圧が6V以下に低し、トランジスタ９，１０
のコレクタ・エミツタ間電圧が不足してこれらが
飽和しても、トランジスタ９，１０はクロストー
クキヤンセル用スイツチング回路を構成していな
いので、クロストークキヤンセル回路３５への影
響はなく、また、トランジスタ１９，２０が飽和
する電源電圧の値は小さいので、左右チヤンネル
の分離度は電源電圧が4V程度まで低下しても急
激に悪化することはない。
この状態を示したものが第３図の曲線２００で
ある。即ち、電源電圧が6V以上のとき55dBの分
離度をもち、電源電圧が4Vに低下した場合でも
まだ50dBの分離度をもつている。
ある。即ち、電源電圧が6V以上のとき55dBの分
離度をもち、電源電圧が4Vに低下した場合でも
まだ50dBの分離度をもつている。
さらに、前述したようにトランジスタ１６なら
びにトランジスタ１１，１２のベース電位を低く
設定できるので従来と同じ電源電圧に対してその
コレクタ・エミツタ間電圧が大きくなり、例えば
電源電圧6Vに対してトランジスタ１１，１２の
コレクタ・エミツタ間電圧は0.9V、トランジス
タ１６のそれは2.2Vとなり、低ひずみ率が一層
達成される。
びにトランジスタ１１，１２のベース電位を低く
設定できるので従来と同じ電源電圧に対してその
コレクタ・エミツタ間電圧が大きくなり、例えば
電源電圧6Vに対してトランジスタ１１，１２の
コレクタ・エミツタ間電圧は0.9V、トランジス
タ１６のそれは2.2Vとなり、低ひずみ率が一層
達成される。
さらにまた、本実施例では、クロストークキヤ
ンセル回路３５が入力端子１８へトランジスタ１
６と並列接続され、またトランジスタ１６をエミ
ツタ接地増幅器として動作させており、従来のよ
うにトランジスタ１６のエミツタに信号減衰器２
９を接続していないので、トランジスタ１６やト
ランジスタ１１，１２のベース電位が容易に設定
される。これは、従来回路ではコンポジツト信号
入力電圧レベルと信号減衰手段２９の減衰定数と
によつてトランジスタ１６のベースバイアスを決
定しなければならないからである。
ンセル回路３５が入力端子１８へトランジスタ１
６と並列接続され、またトランジスタ１６をエミ
ツタ接地増幅器として動作させており、従来のよ
うにトランジスタ１６のエミツタに信号減衰器２
９を接続していないので、トランジスタ１６やト
ランジスタ１１，１２のベース電位が容易に設定
される。これは、従来回路ではコンポジツト信号
入力電圧レベルと信号減衰手段２９の減衰定数と
によつてトランジスタ１６のベースバイアスを決
定しなければならないからである。
このように、本実施例のステレオ信号復調回路
はコンポジツト信号入力レベルを1vrms、復調利
得を−1dBと大きく設定しても、ほぼ4V程度の電
源電圧で左右両チヤンネルの分離度が高く、又同
じ電源電圧で一層低ひずみ化が達成され、さらに
トランジスタ１６やスイツチングトランジスタ１
１，１２のベース電位の設定が容易になる。
はコンポジツト信号入力レベルを1vrms、復調利
得を−1dBと大きく設定しても、ほぼ4V程度の電
源電圧で左右両チヤンネルの分離度が高く、又同
じ電源電圧で一層低ひずみ化が達成され、さらに
トランジスタ１６やスイツチングトランジスタ１
１，１２のベース電位の設定が容易になる。
以上のように、本発明によれば、コンポジツト
信号入力レベルを大きくし、尚且つステレオ復調
利得を大きくした場合でも、低電圧においても分
離度が高く減電圧特性に優れ、かつ低ひずみ率化
が一層達成されたステレオ信号復調回路を提供し
得る。
信号入力レベルを大きくし、尚且つステレオ復調
利得を大きくした場合でも、低電圧においても分
離度が高く減電圧特性に優れ、かつ低ひずみ率化
が一層達成されたステレオ信号復調回路を提供し
得る。
尚、本発明は上記実施例に限定されるものでは
なく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形が可能
である。たとえば、本実施例で抵抗３２は可変抵
抗としたが、クロストーク成分を打ち消すための
コンポジツト信号減衰量は容易に解るので、それ
に合わせて抵抗３２を固定してもよい。また、両
出力回路４０，５０は電流出力とするためカレン
トミラー回路を構成したが、これも他の回路構成
が可能である。
なく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形が可能
である。たとえば、本実施例で抵抗３２は可変抵
抗としたが、クロストーク成分を打ち消すための
コンポジツト信号減衰量は容易に解るので、それ
に合わせて抵抗３２を固定してもよい。また、両
出力回路４０，５０は電流出力とするためカレン
トミラー回路を構成したが、これも他の回路構成
が可能である。
又、本発明は単一半導体基板上につくられた集
積回路において構成されることも無論可能であ
る。
積回路において構成されることも無論可能であ
る。
第１図は従来のステレオ信号復調回路を示す回
路図、第２図は本発明の一実施例を示すステレオ
信号復調回路の回路図、第３図は第１図、第２図
のステレオ信号復調回路の電源電圧ＶCC対分離度
を示す特性図で、１００が従来例、２００が本発
明一実施例の特性図である。 １……電源端子、２……左チヤンネル信号出力
端子、３……右チヤンネル信号出力端子、４……
接地端子、５，６，７，８，９，１０，１１，１
２，１３，１６，１９，２０……トランジスタ、
１４……定電圧源、１５，１７，２１，２２，２
３，３０，３１，３２……抵抗、１８……入力端
子、２４，２５……スイツチング信号入力端子、
２８……クロストークキヤンセルスイツチング回
路、２９……信号減衰回路、４０……左出力回
路、５０……右出力回路。
路図、第２図は本発明の一実施例を示すステレオ
信号復調回路の回路図、第３図は第１図、第２図
のステレオ信号復調回路の電源電圧ＶCC対分離度
を示す特性図で、１００が従来例、２００が本発
明一実施例の特性図である。 １……電源端子、２……左チヤンネル信号出力
端子、３……右チヤンネル信号出力端子、４……
接地端子、５，６，７，８，９，１０，１１，１
２，１３，１６，１９，２０……トランジスタ、
１４……定電圧源、１５，１７，２１，２２，２
３，３０，３１，３２……抵抗、１８……入力端
子、２４，２５……スイツチング信号入力端子、
２８……クロストークキヤンセルスイツチング回
路、２９……信号減衰回路、４０……左出力回
路、５０……右出力回路。
Claims (1)
- １ ベースにステレオコンポジツト信号が供給さ
れエミツタが第１の抵抗を介して共通端子に接続
された第１のトランジスタと、ベースにバイアス
電圧が供給されエミツタが前記第１のトランジス
タのエミツタと前記共通端子との間の接続路を共
用することなく第２の抵抗を介して前記共通端子
に接続された第２のトランジスタと、前記第１の
トランジスタのコレクタに各々のエミツタが共通
接続されベース間に副搬送波スイツチング信号が
供給される第３および第４のトランジスタと、前
記第２のトランジスタのコレクタに各々のエミツ
タが共通接続され前記第３および第４のトランジ
スタのベースにそれぞれベースが接続された第５
および第６のトランジスタと、前記第３および第
５のトランジスタのコレクタを右チヤンネル信号
出力端子に接続する手段と、前記第４および第６
のトランジスタのコレクタを左チヤンネル信号出
力端子に接続する手段と、前記ステレオコンポジ
ツト信号を受けてこの信号を減衰させその減衰信
号を前記右および左チヤンネル信号出力端子にそ
れぞれ供給する手段とを備えるステレオ信号復調
回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11133579A JPS5636246A (en) | 1979-08-31 | 1979-08-31 | Stereo signal demodulating circuit |
| US06/182,646 US4390746A (en) | 1979-08-31 | 1980-08-29 | Stereo signal demodulator having an improved separation characteristic |
| DE19803032661 DE3032661A1 (de) | 1979-08-31 | 1980-08-29 | Stereosignal-demodulator mit verbesserter abtrenncharakteristik |
| GB8031854A GB2061676B (en) | 1979-08-31 | 1980-10-02 | Voice detector |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11133579A JPS5636246A (en) | 1979-08-31 | 1979-08-31 | Stereo signal demodulating circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5636246A JPS5636246A (en) | 1981-04-09 |
| JPS6244732B2 true JPS6244732B2 (ja) | 1987-09-22 |
Family
ID=14558583
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11133579A Granted JPS5636246A (en) | 1979-08-31 | 1979-08-31 | Stereo signal demodulating circuit |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4390746A (ja) |
| JP (1) | JPS5636246A (ja) |
| DE (1) | DE3032661A1 (ja) |
| GB (1) | GB2061676B (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5943644A (ja) * | 1982-09-04 | 1984-03-10 | Pioneer Electronic Corp | Ｆｍステレオ復調回路 |
| JPS59193644A (ja) * | 1983-04-15 | 1984-11-02 | Rohm Co Ltd | ステレオ復調器の出力回路 |
| GB2139052A (en) * | 1983-04-20 | 1984-10-31 | Philips Electronic Associated | Apparatus for distinguishing between speech and certain other signals |
| JPS59226531A (ja) * | 1983-06-08 | 1984-12-19 | Sony Corp | Ｆｍステレオ復調回路 |
| US4646348A (en) * | 1985-07-18 | 1987-02-24 | National Semiconductor Corporation | Blend control for low voltage stereo decoders |
| JP3321156B2 (ja) * | 1988-03-11 | 2002-09-03 | ブリテツシユ・テレコミユニケイシヨンズ・パブリツク・リミテツド・カンパニー | 音声の動作特性検出 |
| US5157697A (en) * | 1991-03-21 | 1992-10-20 | Novatel Communications, Ltd. | Receiver employing correlation technique for canceling cross-talk between in-phase and quadrature channels prior to decoding |
| JPH05199817A (ja) * | 1992-01-27 | 1993-08-10 | Onishi Shoji Kk | 萌生産工場 |
| DE4335424C2 (de) * | 1993-10-18 | 2000-07-06 | Temic Semiconductor Gmbh | Stereodekodierschaltung |
| US8654995B2 (en) * | 2007-03-16 | 2014-02-18 | Harman International Industries, Incorporated | Audio control system for a vehicle |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5432281B2 (ja) * | 1972-09-08 | 1979-10-13 | ||
| US3840697A (en) * | 1973-05-31 | 1974-10-08 | Motorola Inc | Color television signal demodulation system |
| AU504958B2 (en) * | 1975-10-09 | 1979-11-01 | Sony Corporation | Mpx demodulator |
| JPS5255301A (en) * | 1975-10-30 | 1977-05-06 | Sony Corp | Stereo demodulation circuit |
| JPS5921233B2 (ja) * | 1976-09-14 | 1984-05-18 | ソニー株式会社 | ステレオ復調回路 |
| JPS5394101A (en) * | 1977-01-28 | 1978-08-17 | Sansui Electric Co | Demodulating circuit |
| US4194161A (en) * | 1978-10-25 | 1980-03-18 | Harris Corporation | Switching modulators and demodulators utilizing modified switching signal |
-
1979
- 1979-08-31 JP JP11133579A patent/JPS5636246A/ja active Granted
-
1980
- 1980-08-29 US US06/182,646 patent/US4390746A/en not_active Expired - Lifetime
- 1980-08-29 DE DE19803032661 patent/DE3032661A1/de active Granted
- 1980-10-02 GB GB8031854A patent/GB2061676B/en not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3032661C2 (ja) | 1989-08-03 |
| US4390746A (en) | 1983-06-28 |
| JPS5636246A (en) | 1981-04-09 |
| GB2061676A (en) | 1981-05-13 |
| DE3032661A1 (de) | 1981-04-16 |
| GB2061676B (en) | 1983-12-21 |
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