JPS6247364B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は周波数逓倍回路、詳しく云えば、与
えられた基本周波数の基準入力から、この基本周
波数及びその不必要な高調波周波数の成分を実質
的に伴わない上記基本周波数の選択された高調波
周波数を持つた高レベル出力を得るための新規で
有用な周波数逓倍回路に関するものである。

米国特許第4096516号には、電荷結合（CCD）
型のくし形フイルタ構成が示されている。この
CCDくし形フイルタは、特に、合成カラーテレ
ビジヨン信号の輝度信号成分とクロミナンス信号
成分とを分離するのに適している。この米国特許
の装置には、共通のクロツク駆動構成を用い、か
つ、共通の電荷加算器で終端する長短のCCD遅
延線で形成された並列信号路が設けられている。
標準NTSC方式の放送信号の処理に適したある実
施例では、各々が6831/2段を有する２つの長い位
相遅延線と各々が１段の２本の短い遅延線からな
る対とを通じての電荷の転送を制御するために、
色副搬送波周波数の３倍の周波数（即ち３×
3.579545＝10.738635MHz）でクロツクが行われ
る。上記の長い遅延線と短い遅延線の一方とによ
つて転送された電荷の加算によつて、線周波数の
半分の周波数の奇数整数倍の周波数に、規則的な
間隔を持つた排除凹部を示す第１のくし形フイル
タ特性が得られ、くし形波された輝度信号は第
１の電荷加算器の出力から取出される。また、長
い遅延線と短い遅延線の他方のもの（入力が位相
反転される遅延線）とによつて転送された電荷の
加算によつて、線周波数の２分の１の偶数整数倍
の周波数に規則的な間隔で排除凹部を呈する第２
のくし形フイルタ特性が得られる。適当な帯域通
過フイルタ技法を用いると、第２の電荷加算器の
出力からくし形波されたクロミナンス信号が取
出される。また、適当な低域通過フイルタ技法に
よつて、第２の電荷加算器の出力から垂直デイテ
ール信号も得られ、この信号は第１の電荷加算器
から得られたくし形波された輝度信号と再合成
される。

くし形波されたクロミナンス信号が供給され
るカラーテレビジヨン受像機のクロミナンス信号
処理回路では、基準のカラー副搬送波周波数信号
は、入来する信号のカラー同期バースト成分に位
相固定（位相ロツク）された水晶発振器によつて
発生される。従つて、受像機中で、周波数精度の
高い連続した基準信号を入手することができる。
周波数逓倍技術を用いれば、そのような基準信号
から、CCDのクロツク駆動回路を制御するため
に用いることのできるクロツク動作に必要な倍数
周波数の信号を得ることができる。

しかし、上述したような型のCCDくし形フイ
ルタ構成を組入れたカラーテレビジヨン受像機を
適正に動作させるためには、電荷結合装置のクロ
ツク駆動回路を制御する出力を生成する周波数逓
倍回路が、基本周波数排除に関する厳しい要件を
満足する必要があることがわかつている。CCD
くし形フイルタのくし形波されたクロミナンス
信号出力中に、カラー副搬送波周波数の漂遊発振
が比較的少量でも加わると、クロミナンス信号処
理装置の色同期、自動クロマ制御及び色消去回路
に悪影響が生じ、又、色調（テイント）制御動作
にカラーバランスの不所望な乱れを生じさせる可
能性がある。このような悪影響を確実に避けるた
めに、例えば、くし形波されたクロミナンス信
号出力に伴う漂遊発振信号のレベルが、クロミナ
ンス信号レベルに対して少なくとも65db下であ
ることが望ましい。

この発明は入力基本周波数の相対的減衰度が高
い新しい形の周波数逓倍回路に関するものであ
る。前述した目的用の新規な周波数逓倍器のある
実施例においては、10.738635MHzの所望クロツ
ク周波数をもち、CCDクロツク駆動回路に印加
するに適したレベルを持つた出力に随伴する基本
周波数成分は約80db低いレベルにあつた。

この発明の原理による周波数逓倍器は、共通エ
ミツタ構成に配置され、基本周波数の入力信号が
ベースに印加されるように構成された第１のトラ
ンジスタを用いた入力増幅段を備えている。この
第１のトランジスタのコレクタに現われる第１の
増幅段の出力は、出力増幅段の能動装置として働
く第２のトランジスタのベースに加えられる。第
２のトランジスタのエミツタと第１のトランジス
タのベースの間には、非線形の信号帰還路が設け
られており、この帰還路は、入力信号の零交差点
（クロスオーバ）では比較的高いインピーダンス
を、また、これらの零交差点間の期間中は比較的
低いインピーダンスを呈するような構成とされて
いる。第２のトランジスタのコレクタには、入力
信号基本周波数の所望奇数次高調波に同調した並
列共振回路からなる同調コレクタ負荷が設けられ
ている。第２のトランジスタのエミツタから基準
電位点への帰路は、入力信号の基本周波数に同調
した並列共振回路を経由して行われている。この
後者の共振回路は、出力増幅段に対して周波数選
択的負帰還（入力信号基本周波数において最大と
なる）を与える作用と、上記の零交差点間の期間
中に入力増幅段の負帰還に対して周波数選択性
（これもまた入力信号の基本周波数で最大とな
る）を与える作用の２つの作用を行う。

この発明の好ましい実施例においては、前述の
非線形信号帰還路は、互いに逆の極性で並列に接
続された一対のダイオードとこのダイオード並列
接続に直列に接続されたキヤパシタとを備えてい
る。抵抗がこの帰還路を分路して、トランジスタ
の動作点を安定化するための直流帰還が与えられ
ている。出力波は、選択された高調波に同調さ
れ、高調波的に同調したコレクタ負荷回路に容量
的に結合された別の並列共振回路によつて完成さ
れる。

添付の図面を参照して、この発明を詳細に説明
する。

図示の構成では、例えば、カラーテレビジヨン
受像機のビデオ検波器によつて生成された合成カ
ラービデオ信号が、CCDくし形フイルタ回路１
１の合成ビデオ入力端子CVに供給されている。
このCCDくし形フイルタ回路１１としては、例
えば、前述の米国特許第4096516号に示されてい
る一般的な型のものを用いることができる。線周
波数の２分の１の奇数整数倍の周波数位置に規則
的に間隔をおいて排除凹部を呈する第１のくし形
特性によつて処理された信号は、くし形フイルタ
回路１１の出力端子Ｌに現われ、低域通過フイル
タ１３に加えられる。例えば、０〜4MHzの通過
帯域を持つ低域通過フイルタ１３はCCDクロツ
ク信号に付随する高周波成分を排除して、広帯域
のくし形波された輝度信号を通過させる。

線周波数の２分の１の偶数整数倍に、規則的に
間隔をおいて排除凹部を呈する第２のくし形フイ
ルタ特性による処理を受けた信号は、くし形フイ
ルタ回路１１の出力端子ＣとC′に現われる。端
子Ｃに現われた信号はクロツク信号に付随する高
周波成分を排除する低域通過フイルタ１７に与え
られる。フイルタ１７の出力は、増幅器２５で増
幅された後、例えば、３〜4MHzの通過帯域を持
つ帯域通過フイルタ２７に加えられて、その出力
にくし形波されたクロミナンス信号が得られ
る。

端子C′に現われる信号は、くし形波された
クロミナンス信号と、クロツク信号に伴う高周波
成分とを排除し、一方、垂直デイテール情報は通
過させるような通過帯域（例えば、０〜2MHz）
を有する低域通過フイルタ１５に与えられる。低
域通過フイルタ１５の出力は垂直デイテール信号
処理装置２３に供給される。この垂直デイテール
信号処理装置２３は垂直デイテール情報を低域通
過フイルタ１３からのくし形波された輝度信号
出力と組合せるために加算器１９に加えられる。
単純な垂直デイテールの再生が必要な場合には、
処理装置２３は、くし形波された輝度信号の間
挿低周波成分のレベルに適合するレベルで垂直デ
イテール情報を供給する。一方、垂直ピーク効果
が要求される場合には、処理装置２３によつて、
垂直デイテール情報に対してレベル増強が行われ
る。この後者の場合は、垂直デイテール信号処理
装置２３としては、望ましくは、非線形振幅特性
を与える形のものがよく、それによつて、例え
ば、本源出願人の本願と同日付出願「ビデオ信号
処理装置」に記載のように、垂直デイテール信号
の小さな振れは再生レベルの利得で処理され、中
間の振幅は再生レベルを超える利得で、また、ピ
ーク振幅は再生レベルよりも小さな利得で処理さ
れる。

回復された垂直デイテール情報又は増強された
垂直デイテール情報を伴うくし形波された輝度
信号からなる加算器１９の出力は、輝度信号処理
回路２１に供給される。くし形波されたクロミ
ナンス信号からなる帯域通過フイルタ２７の出力
はクロミナンス信号処理回路２９に供給される。
これらの信号処理回路２１と２９は、従来通りの
方法で、それぞれの出力（即ち、Ｙ及びＲ―Ｙ，
Ｇ―Ｙ，Ｂ―Ｙ）を発生し、これらの出力は通常
のマトリクス（図示せず）に印加されて、カラー
像再生用の赤、緑及び青のカラー信号を生じさせ
る。

このクロミナンス信号処理回路２９は上記の作
用を行なうためにカラーテレビジヨン受像機にお
ける普通の回路を持つている。これらの回路の全
体についての詳細は、その部分がこの発明の要部
を構成している訳ではないし、また全部説明する
と明細書の記載が複雑になるのでそれを避けるた
めに、説明を省略する。これらの回路の中には、
伝送されたビデオ信号中に含まれているカラー同
期バースト信号を抽出するための普通のバースト
分離回路が含まれている。前記のように、位相と
周波数が、分離されたカラーバースト信号に同期
した水晶制御発振器も、通常、含まれている。こ
の発振器の出力は受信信号を復調してＲ―Ｙ，Ｂ
―ＹおよびＧ―Ｙ信号を生成するために使用され
る。この出力は端子Ｒにも発生する。

クロミナンス信号処理回路２９の端子Ｒには、
カラー副搬送波周波数（例えば、3.579545MHz）
の基準発振信号が現われる。例えば、この信号は
入来信号のカラー同期バースト成分に位相固定さ
れた水晶制御発振器によつて従来通りの方法で発
生される。

端子Ｒからの基準発振信号は抵抗３３と直列の
結合キヤパシタ３１を経て第１のNPNトランジ
スタ４０のベースに供給される。トランジスタ４
０は共通エミツタ増幅器構成に配置されており、
そのエミツタは基準電位（例えば、アース）点に
直接接続されており、そのコレクタは電源降下抵
抗４５と直列の負荷抵抗４３を介して動作電位源
の正端子に接続され、また、そのベース電極は抵
抗４１を介して接地基準電位点に帰路されてい
る。入力トランジスタ４０のコレクタは、第２の
NPNトランジスタ５０のベースに直接接続され
ている。このトランジスタ５０は出力増幅段の能
動装置として働く。

トランジスタ５０のエミツタから接地基準電位
点への直流電路は、抵抗５１、抵抗５３及びイン
ダクタ５４の直列接続によつて形成されている。
抵抗５１を分路する大きな値のキヤパシタ５２が
信号周波数に対して抵抗５１を側路している。ま
た、インダクタ５４を分路しているキヤパシタ５
５がインダクタ５４と共に、入力信号の基本周波
数（3.579545MHz）に同調された第１の並列共振
回路を形成している。

トランジスタ５０に対する同調されたコレクタ
負荷回路は第２の並列共振回路によつて与えられ
る。この第２の共振回路は、入力信号の基本周波
数の所望の奇数倍数周波数（例えば、第３次高調
波周波数10.738635MHz）に同調しており、トラ
ンジスタ５０のコレクタと接地基準電位点との間
に接続されたキヤパシタ７２及び上記コレクタと
抵抗４３と４５の接続点との間に接続されたイン
ダクタ７１とによつて構成されている。抵抗４３
と４５の接続点はキヤパシタ４４によつて接地基
準電位点に側路されている。同じく第３次高調波
10.738635MHzに同調された第３の並列共振回路
が、くし形フイルタ回路１１のクロツク入力端子
CLに結合されたキヤパシタ７６と接地基準電位
点との間に並列に結合されたインダクタ７５とキ
ヤパシタ７４とで構成されている。キヤパシタ７
３が第２と第３の並列共振回路を結合している。

トランジスタ５０のエミツタとトランジスタ４
０のベースとの間の非線形信号負帰還用の交流電
路が逆極性に接続されたダイオード６１と６２の
並列接続に対して直列に接続されたブロツキング
キヤパシタ６０によつて形成されている。この交
流帰還路を分路する大きな値の抵抗６３が、トラ
ンジスタ動作点安定化用の直流帰還路を提供して
いる。通常の安定化用として、トランジスタ４０
のコレクタと接地基準電位点との間に抵抗４７と
キヤパシタ４９の直列接続体が接続されている。

次に説明するように、回路２９の端子Ｒに生ず
る、基本周波数すなわちカラー副搬送波周波数で
振動する信号は、多数の奇数高調波を含んだ信号
をトランジスタ４０のコレクタに生成する。トラ
ンジスタ５０を含むその出力段から、その基本周
波数の第３次高調波だけがくし形フイルタ回路１
１の入力端子CLに供給される。

基本周波数と、第２および第３の共振回路が同
調している第３次高調波周波数を除くそのすべて
の奇数高調波はろ波除去される。この基本周波数
は２つの理由で非常に強く除去される。すなわ
ち、共振回路５４，５５はこの基本周波数で高い
インピーダンスを呈する。そのためトランジスタ
５０のエミツタ負帰還がこの周波数で増大する。
また、トランジスタ４０に対する負帰還もこの周
波数で大きくなつて、トランジスタ４０の利得を
更に低下させる。

以上説明した構成において、入力信号の零交差
期間中は、入力増幅段の利得は、帰還路中のダイ
オード６１，６２が呈する高インピーダンスのた
めに高く、一方、零交差点と零交差点の間の期間
中は、その入力増幅段の利得は、導通している両
ダイオードを介して与えられる強い負帰還作用の
ために低い。すなわち、トランジスタ４０のベー
スに供給される入力信号はこの基本周波数で交番
する。信号が正から負にまたその逆に極性を変え
る度ごとに、その信号を表わす波形はＸ軸と交差
する。このＸ軸との交差時にはその信号の振幅は
零である。従つてこの点は零交差点と呼ばれる。

この入力信号はトランジスタ４０で増幅されて
そのコレクタからトランジスタ５０のベースに印
加される。上述したように、ダイオード６１と６
２はキヤパシタ６０と共働して、トランジスタ５
０のエミツタとトランジスタ４０のベースとの間
に非線形負帰還信号に対する交流電路を形成す
る。ダイオード６０と６１は、帰還される信号の
振幅が両ダイオードの接点電位を超えたときだけ
導通する。すなわち、帰還信号の極性が正になる
と、ダイオード６２はその信号がその接点電位を
超えた後に導通する。帰還信号の極性が負になる
と、ダイオード６１はその信号がその接点電位を
超えた後のみ導通する。零交差点ではどちらのダ
イオードも導通しない。従つて、これらのダイオ
ードは、零交差点の期間中は非常に高いインピー
ダンスを呈し、また零交差点相互の間では一旦そ
の低接点電位が超過されると低インピーダンスを
呈する。その結果、入力増幅段の出力は奇数次高
調波で大きくなる。狭帯域同調コレクタ負荷回路
によつて、上記高調波のうちの選択されたものの
周波数で与えられる高インピーダンスのために、
これ以外の奇数次高調波を相当に除外する程のか
なりの利得が上記選択された高調波に対して出力
増幅段で得られる。基本周波数成分の相対的な減
衰が、エミツタ回路中にあつて基本周波数におけ
る負帰還を最大にする共振回路５４と５５によつ
て出力増幅段中に導入される周波数選択的負帰還
によつて確実に行われる。

図示した交流信号帰還路構成にかえて、キヤパ
シタ６０と抵抗６３を省略し、トランジスタ５０
のエミツタとトランジスタ４０のベースとの間に
直流接続したダイオード６１と６２の並列接続体
を残した構成を用いてもよい。しかしながら、図
示の構成は、ダイオード６１と６２の整合度が最
良でない場合でも、最良の偶数次高調波排除が確
実に行えるので、好ましい構成である。

前述したように、上記の回路は基本周波数の３
倍の安定な周波数を生成する。基本周波数のそれ
以外の高調波は、適当に同調されたフイルタ回路
を設けることによつて得ることができる。基本周
波数は共振回路５４，５５によつて明らかに除去
されるので、カラー副搬送波周波数の漂遊発振が
くし形フイルタ回路１１に結合されることは殆ど
ない。その様な漂遊発振が存在しないことで、ク
ロミナンス信号処理器におけるカラー同期回路、
自動クロマ調節回路およびカラーキラー回路中の
不都合な作用が防止される。また、ここに述べた
回路は原価の点でも有利である。

【図面の簡単な説明】

図は、この発明の一実施例による周波数逓倍装
置をクロツク信号発生用として用いたカラーテレ
ビジヨン受像機の一部分を一部ブロツクで一部を
概略的に示す図である。 ４０…第１のトランジスタ、３１…結合キヤパ
シタ、５０…第２のトランジスタ、５４，５５…
第１の並列共振回路を形成するインダクタとキヤ
パシタ、６０，６１，６２，６３…信号帰還路を
形成するキヤパシタ、ダイオード及び抵抗、７
１，７２…第２の並列共振回路を形成するインダ
クタとキヤパシタ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ ベース、エミツタ及びコレクタ電極を有し、
   共通エミツタ増幅器構成に接続された第１のトラ
   ンジスタを備えた第１の増幅段と； 所定周波数の入力信号を上記第１のトランジス
   タのベース電極に加えるための手段と； ベース、エミツタ及びコレクタ電極を有する第
   ２のトランジスタと； 上記第１のトランジスタのコレクタ電極を上記
   第２のトランジスタのベース電極に結合する手段
   と； 上記所定周波数に同調し、上記第２のトランジ
   スタのエミツタ電極と基準電位点との間に結合さ
   れている第１の並列共振回路と； 上記第２のトランジスタのエミツタ電極と上記
   第１のトランジスタのベース電極との間に結合さ
   れ、上記入力信号の零交差点期間中は比較的高い
   インピーダンスを、また、これらの零交差点相互
   間の期間中は比較的低いインピーダンスを呈する
   信号帰還路と； 上記第２のトランジスタのコレクタ電極に結合
   されており、上記所定周波数の所定の奇数整数倍
   （１を除く）に対応する選択された高調波周波数
   に同調した第２の並列共振回路を含む上記第２の
   トランジスタに対する狭帯域の周波数選択性負荷
   回路と； を備えてなる周波数逓倍装置。