JPS625489B2 - - Google Patents
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- JPS625489B2 JPS625489B2 JP9024480A JP9024480A JPS625489B2 JP S625489 B2 JPS625489 B2 JP S625489B2 JP 9024480 A JP9024480 A JP 9024480A JP 9024480 A JP9024480 A JP 9024480A JP S625489 B2 JPS625489 B2 JP S625489B2
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- transistors
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- differential amplifier
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0035—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using continuously variable impedance elements
- H03G1/0082—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using continuously variable impedance elements using bipolar transistor-type devices
Landscapes
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はトランジスタを用いた利得制御装置に
関するものであつて、特に低電圧で動作する機器
に好適な構成の装置を提供せんとするものであ
る。
関するものであつて、特に低電圧で動作する機器
に好適な構成の装置を提供せんとするものであ
る。
利得制御装置は、一般的には利得制御動作に伴
う増幅トランジスタ直流動作点の変化がなく、ま
たこの装置の増幅特性をその利点にかかわらず直
線的に維持できることが望まれるが、この種の装
置のダイナミツクレンジが十分にあるならば前述
した直流動作点の変化が比較的大きくても許容さ
れる。しかしながらバツテリ駆動の機器等におけ
るように回路電源電圧が数Ｖ程度と低い場合には
直流動作点の変化は利得制御範囲を著しく制限す
るのみでなく周波数特性をも大きく変化させるた
めに機器の性能を劣化させる原因となる。本発明
に関する従来回路としては一例として特公昭53−
15355号公報「可変利得制御回路」に記載された
ものである。
う増幅トランジスタ直流動作点の変化がなく、ま
たこの装置の増幅特性をその利点にかかわらず直
線的に維持できることが望まれるが、この種の装
置のダイナミツクレンジが十分にあるならば前述
した直流動作点の変化が比較的大きくても許容さ
れる。しかしながらバツテリ駆動の機器等におけ
るように回路電源電圧が数Ｖ程度と低い場合には
直流動作点の変化は利得制御範囲を著しく制限す
るのみでなく周波数特性をも大きく変化させるた
めに機器の性能を劣化させる原因となる。本発明
に関する従来回路としては一例として特公昭53−
15355号公報「可変利得制御回路」に記載された
ものである。
これは第１図に示すようにトランジスタ１，２
と定電流源３で構成された差動増幅回路およびダ
イオード５，６と定電流源４とで構成された可変
インピーダンス回路から成り、これらを信号電流
源７で駆動し、定電流源３と４との電流比を変化
させて利得を制御するものである。回路の出力直
流レベルが利得制御によつて変化しないようにす
るには電流源３の電流値を固定とし、電流源４の
みを可変にすることで実現される。
と定電流源３で構成された差動増幅回路およびダ
イオード５，６と定電流源４とで構成された可変
インピーダンス回路から成り、これらを信号電流
源７で駆動し、定電流源３と４との電流比を変化
させて利得を制御するものである。回路の出力直
流レベルが利得制御によつて変化しないようにす
るには電流源３の電流値を固定とし、電流源４の
みを可変にすることで実現される。
この回路の電流伝送能率η１（入力信号電流ｉ
sに対する出力信号電流ｉpの比）はトランジスタ
１，２の電流増幅率をｈeとし、定電流源３お
よび４の電流値をそれぞれI1，I5とすると、 η１＝ｉｐ／ｉｓ＝１／（１／ｈｅ＋Ｉ５／Ｉ１）
……(1) で表わされ、また1/he≪I5/I1の条件下において
は η１I1/I5 ……(2) と表わせる。したがつて所望の利得制御範囲を得
るにはそれに対応した電流変化を定電流源４に与
えねばならない。ところで通常信号電流源７は第
２図に示すように抵抗器１２と信号電圧源１１お
よび直流電圧源１０で構成し、負荷側インピーダ
ンスに比較して抵抗１２の抵抗値を十分大きく設
定することで実用可能であるが、電流源４を変化
させて利得制御した場合電流源４の電流変化分Δ
Ｉと第２図に示した抵抗１２の抵抗値の積による
電圧変化が第１図のトランジスタ１，２のベース
バイアスの変動となる。例えば抵抗１２の抵抗値
が数ＫΩであれば1mAの電流変化は数Ｖのベー
スバイアス変動となるので電源電圧Ｖccが数Ｖと
低い場合には使用できない。またベースバイアス
の大きな変動は第１図のトランジスタ１および２
のコレクタ−ベース逆バイアスの大きな変化とな
つてトランジスタ接合容量を変化させるので周波
数特性が変化する原因ともなる。
sに対する出力信号電流ｉpの比）はトランジスタ
１，２の電流増幅率をｈeとし、定電流源３お
よび４の電流値をそれぞれI1，I5とすると、 η１＝ｉｐ／ｉｓ＝１／（１／ｈｅ＋Ｉ５／Ｉ１）
……(1) で表わされ、また1/he≪I5/I1の条件下において
は η１I1/I5 ……(2) と表わせる。したがつて所望の利得制御範囲を得
るにはそれに対応した電流変化を定電流源４に与
えねばならない。ところで通常信号電流源７は第
２図に示すように抵抗器１２と信号電圧源１１お
よび直流電圧源１０で構成し、負荷側インピーダ
ンスに比較して抵抗１２の抵抗値を十分大きく設
定することで実用可能であるが、電流源４を変化
させて利得制御した場合電流源４の電流変化分Δ
Ｉと第２図に示した抵抗１２の抵抗値の積による
電圧変化が第１図のトランジスタ１，２のベース
バイアスの変動となる。例えば抵抗１２の抵抗値
が数ＫΩであれば1mAの電流変化は数Ｖのベー
スバイアス変動となるので電源電圧Ｖccが数Ｖと
低い場合には使用できない。またベースバイアス
の大きな変動は第１図のトランジスタ１および２
のコレクタ−ベース逆バイアスの大きな変化とな
つてトランジスタ接合容量を変化させるので周波
数特性が変化する原因ともなる。
以上のように利得制御装置では周波数特性を一
定に保つこと、また次段との直流結合を容易にす
るためにも増幅トランジスタの動作点が利得制御
動作によつて変化しないようにすることが望まれ
ている。
定に保つこと、また次段との直流結合を容易にす
るためにも増幅トランジスタの動作点が利得制御
動作によつて変化しないようにすることが望まれ
ている。
本発明は上記従来の欠点を解消させるべく増幅
トランジスタ動作点の変化が小さい利得制御装置
を提供せんとするものであつて、以下図面にもと
づいて詳しく説明する。
トランジスタ動作点の変化が小さい利得制御装置
を提供せんとするものであつて、以下図面にもと
づいて詳しく説明する。
第３図は本発明の基本構成図を示しており、従
来例を示す第１図と同じ機能を有するものについ
ては同符号を付している。第３図において１，２
はベース電極を差動入力端子とし、エミツタ電極
を共通接続して差動増幅回路を構成するトランジ
スタ、３は前記トランジスタ１，２のエミツタ接
続点に接続された電流値I1なる定電流源、７は前
記差動増幅回路入力端子に接続された信号電流
源、８，９は負荷抵抗、１３，１４はそれぞれの
エミツタ電極が前記差動増幅回路入力端子（トラ
ンジスタ１，２の各ベース）にそれぞれ接続さ
れ、両コレクタ電極を共通接続し、かつベース電
極を共通接続して入力端子間で可変インピーダン
ス回路を構成するトランジスタ、１５はトランジ
スタ、１３，１４のベース電極に接続され、その
ベース電流を制御する電流値I2なる定電流源、１
６，１７は前記差動入力端子間に接続されたイン
ピーダンス値がともにZ2なるインピーダンス回路
である。
来例を示す第１図と同じ機能を有するものについ
ては同符号を付している。第３図において１，２
はベース電極を差動入力端子とし、エミツタ電極
を共通接続して差動増幅回路を構成するトランジ
スタ、３は前記トランジスタ１，２のエミツタ接
続点に接続された電流値I1なる定電流源、７は前
記差動増幅回路入力端子に接続された信号電流
源、８，９は負荷抵抗、１３，１４はそれぞれの
エミツタ電極が前記差動増幅回路入力端子（トラ
ンジスタ１，２の各ベース）にそれぞれ接続さ
れ、両コレクタ電極を共通接続し、かつベース電
極を共通接続して入力端子間で可変インピーダン
ス回路を構成するトランジスタ、１５はトランジ
スタ、１３，１４のベース電極に接続され、その
ベース電流を制御する電流値I2なる定電流源、１
６，１７は前記差動入力端子間に接続されたイン
ピーダンス値がともにZ2なるインピーダンス回路
である。
この構成において利得の制御は定電流源１５の
電流値を変化させ、これによつてトランジスタ１
３，１４のコレクタ−エミツタ間インピーダンス
を変化せしめ、信号電流ｉsと差動増幅回路入力
信号電流との分流比を変化させることで達成でき
る。インピーダンス回路１６，１７は利得制御装
置が最大利得時（I2＝０で可変インピーダンス回
路のインピーダンスが無限大とみなせる程大きい
時）に差動増幅段トランジスタ１３，１４の電流
増幅率ｈeのばらつきによる最大利得のばらつ
きを減少させるためのものである。これらのこと
を次に詳細に説明する。
電流値を変化させ、これによつてトランジスタ１
３，１４のコレクタ−エミツタ間インピーダンス
を変化せしめ、信号電流ｉsと差動増幅回路入力
信号電流との分流比を変化させることで達成でき
る。インピーダンス回路１６，１７は利得制御装
置が最大利得時（I2＝０で可変インピーダンス回
路のインピーダンスが無限大とみなせる程大きい
時）に差動増幅段トランジスタ１３，１４の電流
増幅率ｈeのばらつきによる最大利得のばらつ
きを減少させるためのものである。これらのこと
を次に詳細に説明する。
まず接合形トランジスタのコレクタ−エミツタ
間飽和電圧をＶCE(sat)とすると、 で表わされ、したがつて飽和領域におけるインピ
ーダンスZ3は となる。ここでｋ：ボルツマン定数、ｑ：電子電
荷、Ｔ：絶対温度、αN：順方向ベース接地電流
増幅率、αi：逆方向ベース接地電流増幅率、ｒ
e：エミツタバルク抵抗、ｒsc：コレクタバルク
抵抗、Ｉc：コレクタ電流、ＩB：ベース電流、Ｉ
E：エミツタ電流である。(4)式においては(3)式お
ける第２、第３項の微分値ｒe，ｒscのバルク抵
抗成分は(4)式第１項成分に比べてはるかに小さい
ため省略している。またαN／（１−αN）はエミ
ツタ接地電流増幅率ｈeであるので(4)式は となり、これは可変インピーダンス回路のトラン
ジスタ１個のＣ―Ｅ間インピーダンスである。
間飽和電圧をＶCE(sat)とすると、 で表わされ、したがつて飽和領域におけるインピ
ーダンスZ3は となる。ここでｋ：ボルツマン定数、ｑ：電子電
荷、Ｔ：絶対温度、αN：順方向ベース接地電流
増幅率、αi：逆方向ベース接地電流増幅率、ｒ
e：エミツタバルク抵抗、ｒsc：コレクタバルク
抵抗、Ｉc：コレクタ電流、ＩB：ベース電流、Ｉ
E：エミツタ電流である。(4)式においては(3)式お
ける第２、第３項の微分値ｒe，ｒscのバルク抵
抗成分は(4)式第１項成分に比べてはるかに小さい
ため省略している。またαN／（１−αN）はエミ
ツタ接地電流増幅率ｈeであるので(4)式は となり、これは可変インピーダンス回路のトラン
ジスタ１個のＣ―Ｅ間インピーダンスである。
一方差動増幅回路のトランジスタ１の入力イン
ピーダンスZ1は Z1＝ｒbb1＋ｋＴ／ｑ ｈｅ／ＩＥ１ｋＴ／ｑ
ｈｅ／ＩＥ１……(6) となる。ここにｒbb1：ベース拡がり抵抗、ＩE1：
トランジスタ１のエミツタ電流である。ところで
第３図において入力端子には正負逆の差動入力信
号が供給されるためにトランジスタ１，２のエミ
ツタ接続点、トランジスタ１３，１４のコレクタ
接続点およびインピーダンス回路１６，１７の接
続点は仮想接地点と見なすことができ、仮想接地
点を軸として対象な回路であるから、一方のみで
説明を進める。
ピーダンスZ1は Z1＝ｒbb1＋ｋＴ／ｑ ｈｅ／ＩＥ１ｋＴ／ｑ
ｈｅ／ＩＥ１……(6) となる。ここにｒbb1：ベース拡がり抵抗、ＩE1：
トランジスタ１のエミツタ電流である。ところで
第３図において入力端子には正負逆の差動入力信
号が供給されるためにトランジスタ１，２のエミ
ツタ接続点、トランジスタ１３，１４のコレクタ
接続点およびインピーダンス回路１６，１７の接
続点は仮想接地点と見なすことができ、仮想接地
点を軸として対象な回路であるから、一方のみで
説明を進める。
本発明による利得制御装置の入力信号電流に対
する出力信号電流の比である信号電流伝送能率η
２は入力信号電流をｉs、トランジスタ１の出力
信号電流をｉpとすれば、ｉpは(5)，(6)式のZ3，Z1
および第３図中Z2により分流された入力信号のｈ
e倍であるから であり、(5)，(6)式を代入すると、 となる。さらにトランジスタ１３のコレクタは開
放、もしくは高抵抗で電源電圧Ｖccラインに接続
されるので(8)式におけるコレクタ電流Ｉcは殆ど
零に近くなり、簡略化されて以下のようになる。
する出力信号電流の比である信号電流伝送能率η
２は入力信号電流をｉs、トランジスタ１の出力
信号電流をｉpとすれば、ｉpは(5)，(6)式のZ3，Z1
および第３図中Z2により分流された入力信号のｈ
e倍であるから であり、(5)，(6)式を代入すると、 となる。さらにトランジスタ１３のコレクタは開
放、もしくは高抵抗で電源電圧Ｖccラインに接続
されるので(8)式におけるコレクタ電流Ｉcは殆ど
零に近くなり、簡略化されて以下のようになる。
さらにｈe≫１／（１−αi）であり、ＩE1＝I1/
２，ＩB＝I2/2であるから最終的に η２＝１／｛１／ｈｅ＋２ＶＴ／Ｉ１ １／Ｚ２＋Ｉ
２／Ｉ１（１／１−αｉ）｝…… (10) となる。ここでＶT＝ｋＴ／ｑである。
２，ＩB＝I2/2であるから最終的に η２＝１／｛１／ｈｅ＋２ＶＴ／Ｉ１ １／Ｚ２＋Ｉ
２／Ｉ１（１／１−αｉ）｝…… (10) となる。ここでＶT＝ｋＴ／ｑである。
(10)式の第２項２ＶＴ／Ｉ１・１／Ｚ２は後述する最
大利得のば らつきを軽減するに有効な項であつて定数C1と
して設定する。ここで１／ｈｅ＋C1≪Ｉ２／Ｉ１（１
／１−αｉ）の 条件下では(10)式は以下のようになる。
大利得のば らつきを軽減するに有効な項であつて定数C1と
して設定する。ここで１／ｈｅ＋C1≪Ｉ２／Ｉ１（１
／１−αｉ）の 条件下では(10)式は以下のようになる。
η２１／Ｉ２／Ｉ１（１／１−αｉ）＝Ｉ１／Ｉ２ｋ
……(11) ここでｋ＝（１／１−αｉ）であり、ｋは１より大き く通常３程度の値を有している。したがつて(11)式
を、従来例における伝送能率η１を示した(2)式η
１＝I1/I5と比較してみるとI1を一定電流、I2，I5
を利得を制御するための制御電流とした時に同じ
伝送能率を得るのに本発明においては1/kの制御
電流で良いことが判る。これは第３図におけるト
ランジスタ１および２のベースバイアス変動が第
１図の従来例のそれに比べて1/kになることを意
味し、したがつて本発明においては回路ダイナミ
ツクレンジの増大および周波数特性の安定の面で
大きく改善される。
……(11) ここでｋ＝（１／１−αｉ）であり、ｋは１より大き く通常３程度の値を有している。したがつて(11)式
を、従来例における伝送能率η１を示した(2)式η
１＝I1/I5と比較してみるとI1を一定電流、I2，I5
を利得を制御するための制御電流とした時に同じ
伝送能率を得るのに本発明においては1/kの制御
電流で良いことが判る。これは第３図におけるト
ランジスタ１および２のベースバイアス変動が第
１図の従来例のそれに比べて1/kになることを意
味し、したがつて本発明においては回路ダイナミ
ツクレンジの増大および周波数特性の安定の面で
大きく改善される。
ところで利得制御装置は通常AGC（自動利得
制御）回路内に組込まれて使用されることが多
く、その場合には利得制御装置の最大利得に大き
なばらつきがあると、AGC回路の利得制御範囲
に同等のばらつきを生じさせる。つまりAGC回
路として同一出力レベルに制御し得る最小入力信
号レベルが大きくばらつく結果となる。(10)式にお
ける第２項はこのばらつきを軽減するたゆのもの
で、今(10)式においてＩ２／Ｉ１＝０とした時の最大信
号伝 送能率η２（max）は η2(nax)＝１／｛１／ｈｅ＋２ＶＴ／Ｉ１ １／Ｚ２
｝……(12) となる。ここで１／ｈｅ≪２ＶＴ／Ｉ１ １／Ｚ２と
おけば η2(nax)は η2(nax)Ｉ１／２ＶＴ・Z2＝C1 ……（13） となる。通常ｈe＝50〜300であるのでC1は0.1
〜１程度の値をとる。今仮にC1＝0.1と設定しｈ
eが50から300の範囲にばらついている時、
（13）式における最大利得η2(nax)のばらつきは
約1dB程度となり、C1の項がない場合（C1＝０）
の最大利得η2(nax)のばらつきが約16dBであるの
に比べるとC1の項により最大利得のばらつきが
大幅に改善されるのが判る。
制御）回路内に組込まれて使用されることが多
く、その場合には利得制御装置の最大利得に大き
なばらつきがあると、AGC回路の利得制御範囲
に同等のばらつきを生じさせる。つまりAGC回
路として同一出力レベルに制御し得る最小入力信
号レベルが大きくばらつく結果となる。(10)式にお
ける第２項はこのばらつきを軽減するたゆのもの
で、今(10)式においてＩ２／Ｉ１＝０とした時の最大信
号伝 送能率η２（max）は η2(nax)＝１／｛１／ｈｅ＋２ＶＴ／Ｉ１ １／Ｚ２
｝……(12) となる。ここで１／ｈｅ≪２ＶＴ／Ｉ１ １／Ｚ２と
おけば η2(nax)は η2(nax)Ｉ１／２ＶＴ・Z2＝C1 ……（13） となる。通常ｈe＝50〜300であるのでC1は0.1
〜１程度の値をとる。今仮にC1＝0.1と設定しｈ
eが50から300の範囲にばらついている時、
（13）式における最大利得η2(nax)のばらつきは
約1dB程度となり、C1の項がない場合（C1＝０）
の最大利得η2(nax)のばらつきが約16dBであるの
に比べるとC1の項により最大利得のばらつきが
大幅に改善されるのが判る。
第４図は第３図の基本回路におけるインピーダ
ンス回路１６および１７を抵抗値R2なる固定抵
抗１６ａ，１７ａとした実施例であり他の構成要
素は第３図と同一である。第４図の実施例におい
て伝送能率η２は(10)式と同じく η２＝１／｛１／ｈｅ＋２ＶＴ／Ｉ１Ｒ２＋Ｉ２／Ｉ
１（１／１−αｉ）｝…… （14） となる。この時の利得の制御は定電流源３の電流
値I1を一定電流とし、定電流源１５の電流値I2を
制御することで行なわれる。この時の最大伝送能
率η2(nax)は η2(nax)＝１／｛１／ｈｅ＋２ＶＴ／Ｉ１Ｒ２｝…
…（15） となる。上式においてＶT＝ｋＴ／ｑであり常温（Ｔ＝ 300〓）で26mVの値であつて定数である。一方
I1R2は電流・抵抗の積であつて、通常の集積回路
技術においては電流と電圧のばらつき方向は互に
打消し合うので２〜５％程度の絶対精度を得るこ
とができる。したがつて（15）式における２ＶＴ／Ｉ１
Ｒ１＝ C1の値を比較的精度良く設定できるので第４図
の実施例の回路において最大伝送能率η2(nax)の
ばらつきを小さいものにできる。
ンス回路１６および１７を抵抗値R2なる固定抵
抗１６ａ，１７ａとした実施例であり他の構成要
素は第３図と同一である。第４図の実施例におい
て伝送能率η２は(10)式と同じく η２＝１／｛１／ｈｅ＋２ＶＴ／Ｉ１Ｒ２＋Ｉ２／Ｉ
１（１／１−αｉ）｝…… （14） となる。この時の利得の制御は定電流源３の電流
値I1を一定電流とし、定電流源１５の電流値I2を
制御することで行なわれる。この時の最大伝送能
率η2(nax)は η2(nax)＝１／｛１／ｈｅ＋２ＶＴ／Ｉ１Ｒ２｝…
…（15） となる。上式においてＶT＝ｋＴ／ｑであり常温（Ｔ＝ 300〓）で26mVの値であつて定数である。一方
I1R2は電流・抵抗の積であつて、通常の集積回路
技術においては電流と電圧のばらつき方向は互に
打消し合うので２〜５％程度の絶対精度を得るこ
とができる。したがつて（15）式における２ＶＴ／Ｉ１
Ｒ１＝ C1の値を比較的精度良く設定できるので第４図
の実施例の回路において最大伝送能率η2(nax)の
ばらつきを小さいものにできる。
第５図は第３図の基本回路のインピーダンス回
路１６，１７をダイオード１６ｂ，１７ｂおよび
電流値I5なる定電流源１８で構成した実施例であ
り、この時インピーダンスZ2はダイオード動作抵
抗となり Z2＝２ＶＴ／Ｉ５ ……（16） となる。これを(10)式に代入すれば η２＝１／｛１／ｈｅ＋Ｉ５／Ｉ１＋Ｉ２／Ｉ１（
１／１−αｉ）｝…… （17） が得られる。ここで１／ｈｅ≪Ｉ５／Ｉ１＝C1（一定
）となる ようにI5とI1の比を選んでやれば最大伝送能率η2
(nax)のばらつきは押さえられる。しかもC1の項
には（15）式のように温度成分を含まないので第
４図実施例に比べて温度変動が少ない。この時の
利得制御は定電流源３の電流値I1と定電流源１５
の電流値I2の比を変えることで行われるのでI1，
I2いずれを、もしくは両方を変化させても良い。
但しI1を変化させる時には定電流源１８の電流I5
も追従変化させI5/I1が一定になるように考慮する
必要がある。これについては定電流源３，１８を
構成する際にエミツタ面積比がI5/I1であるような
共通ベースのトランジスタを用いることで解決で
きる。
路１６，１７をダイオード１６ｂ，１７ｂおよび
電流値I5なる定電流源１８で構成した実施例であ
り、この時インピーダンスZ2はダイオード動作抵
抗となり Z2＝２ＶＴ／Ｉ５ ……（16） となる。これを(10)式に代入すれば η２＝１／｛１／ｈｅ＋Ｉ５／Ｉ１＋Ｉ２／Ｉ１（
１／１−αｉ）｝…… （17） が得られる。ここで１／ｈｅ≪Ｉ５／Ｉ１＝C1（一定
）となる ようにI5とI1の比を選んでやれば最大伝送能率η2
(nax)のばらつきは押さえられる。しかもC1の項
には（15）式のように温度成分を含まないので第
４図実施例に比べて温度変動が少ない。この時の
利得制御は定電流源３の電流値I1と定電流源１５
の電流値I2の比を変えることで行われるのでI1，
I2いずれを、もしくは両方を変化させても良い。
但しI1を変化させる時には定電流源１８の電流I5
も追従変化させI5/I1が一定になるように考慮する
必要がある。これについては定電流源３，１８を
構成する際にエミツタ面積比がI5/I1であるような
共通ベースのトランジスタを用いることで解決で
きる。
第６図は第３図の基本構成のうちトランジスタ
１３，１４のベース電流を独立した電流源１９，
２０から供給する実施例で、電流源１９，２０の
電流値をI3，I4と１，I3＝I4とすれば、この時伝送
能率η２は(10)式から η２＝１／｛１／ｈｅ＋２ＶＴ／Ｉ１Ｚ２＋２Ｉ３／
Ｉ１（１／１−αｉ）｝…… （18） で表わされる。
１３，１４のベース電流を独立した電流源１９，
２０から供給する実施例で、電流源１９，２０の
電流値をI3，I4と１，I3＝I4とすれば、この時伝送
能率η２は(10)式から η２＝１／｛１／ｈｅ＋２ＶＴ／Ｉ１Ｚ２＋２Ｉ３／
Ｉ１（１／１−αｉ）｝…… （18） で表わされる。
以上のように本発明は可変インピーダンス回路
として少くとも２対のトランジスタのＣ―Ｅ間飽
和インピーダンスを用い、差動増幅段入力インピ
ーダンスとの比を制御することで利得を制御して
いる。可変インピーダンス回路を可変するための
制御電流は従来例に比べて数分の１となるために
差動増幅段ベースバイアス変動を少なくすること
ができ、すなわち回路ダイナミツクレンジの増
大、また周波数特性の安定化の面で大きく改善さ
れる。また最大利得のばらつきの少ないなど本発
明による効果は大なるものがある。
として少くとも２対のトランジスタのＣ―Ｅ間飽
和インピーダンスを用い、差動増幅段入力インピ
ーダンスとの比を制御することで利得を制御して
いる。可変インピーダンス回路を可変するための
制御電流は従来例に比べて数分の１となるために
差動増幅段ベースバイアス変動を少なくすること
ができ、すなわち回路ダイナミツクレンジの増
大、また周波数特性の安定化の面で大きく改善さ
れる。また最大利得のばらつきの少ないなど本発
明による効果は大なるものがある。
なお実施例においてトランジスタ１３，１４は
NPNトランジスタとしているが、PNPトランジ
スタにても本発明の目的と効果を達成できること
はいうまでもない。
NPNトランジスタとしているが、PNPトランジ
スタにても本発明の目的と効果を達成できること
はいうまでもない。
第１図は従来の利得制御装置の構成図、第２図
は電流源の等価回路図、第３図は本発明の基本構
成図、第４図、第５図、第６図はそれぞれ本発明
の実施例を示す構成図である。 １，２……トランジスタ、３……定電流源、７
……信号電流源、１３，１４……トランジスタ、
１５……定電流源、１６，１７……インピーダン
ス回路、１６ａ，１７ａ……固定抵抗、１６ｂ，
１７ｂ……ダイオード、１８……定電流源、１
９，２０……電流源。
は電流源の等価回路図、第３図は本発明の基本構
成図、第４図、第５図、第６図はそれぞれ本発明
の実施例を示す構成図である。 １，２……トランジスタ、３……定電流源、７
……信号電流源、１３，１４……トランジスタ、
１５……定電流源、１６，１７……インピーダン
ス回路、１６ａ，１７ａ……固定抵抗、１６ｂ，
１７ｂ……ダイオード、１８……定電流源、１
９，２０……電流源。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ ベース電極を差動入力端子とし、エミツタ電
極を共通接続してなる少くとも第１，第２のトラ
ンジスタ対より構成される差動増幅回路と、前記
入力端子にエミツタ電極をそれぞれ接続するとと
もにコレクタ電極を共通接続した少くとも第３，
第４のトランジスタを含んでなる可変インピーダ
ンス回路と、前記入力端子間に接続された前記差
動増幅回路入力インピーダンス値と比例したイン
ピーダンス値を有する第２インピーダンス回路を
有し、前記入力端子間に差動信号電流源を接続
し、前記第１，第２トランジスタエミツタ共通接
続点を第１定電流源に接続するとともに、前記可
変インピーダンス回路を構成する第３，第４トラ
ンジスタのベース電極にこれらトランジスタのベ
ース電流を制御するための第２定電流源を接続
し、前記第１，第２定電流源の何れか一方、また
は両方が前記差動増幅器の利得を変化させるため
に制御されてなる利得制御装置。 ２ 前記可変インピーダンス回路を構成するトラ
ンジスタ対のベース電極を共通接続するととも
に、前記接続点を第２定電流源に接続してなる特
許請求の範囲第１項記載の利得制御装置。 ３ 前記第２定電流源が第３，第４定電流源で構
成されるとともに、前記可変インピーダンス回路
を構成する第３，第４トランジスタのベース電極
をそれぞれ前記第３，第４定電流源に接続し、前
記第３，第４定電流源と前記第１定電流源の電流
比によつて利得を制御してなる特許請求の範囲第
１項記載の利得制御装置。 ４ 前記第２インピーダンス回路としてそれぞれ
のアノード電極が前記入力端子のそれぞれに接続
され、カソード電極が共通接続された第１，第２
ダイオードを有し、該カソード電極接続点に前記
第１定電流源と一定比の電流値の第５定電流源が
接続されてなる特許請求の範囲第１項記載の利得
制御装置。 ５ 前記第１定電流源を固定電流源とし、前記第
２インピーダンス回路として前記差動増幅回路第
１，第２トランジスタエミツタ抵抗より少くとも
大なる抵抗値の固定抵抗器を有する特許請求の範
囲第１項記載の利得制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9024480A JPS5715512A (en) | 1980-07-02 | 1980-07-02 | Gain controller |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9024480A JPS5715512A (en) | 1980-07-02 | 1980-07-02 | Gain controller |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5715512A JPS5715512A (en) | 1982-01-26 |
| JPS625489B2 true JPS625489B2 (ja) | 1987-02-05 |
Family
ID=13993080
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9024480A Granted JPS5715512A (en) | 1980-07-02 | 1980-07-02 | Gain controller |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5715512A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58196706A (ja) * | 1982-05-11 | 1983-11-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 制御回路 |
-
1980
- 1980-07-02 JP JP9024480A patent/JPS5715512A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5715512A (en) | 1982-01-26 |
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