JPS626425B2 - - Google Patents
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- JPS626425B2 JPS626425B2 JP54030482A JP3048279A JPS626425B2 JP S626425 B2 JPS626425 B2 JP S626425B2 JP 54030482 A JP54030482 A JP 54030482A JP 3048279 A JP3048279 A JP 3048279A JP S626425 B2 JPS626425 B2 JP S626425B2
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
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- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
- H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
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- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
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- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
- H03F3/2176—Class E amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
- H02M1/007—Plural converter units in cascade
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明はスイツチング周波数の高いスイツチ
ング装置に関する。
ング装置に関する。
近年、半導体素子特にIC用の小電圧、大電流
の仕様を持つ直流電源として、小形、軽量、高効
率という点からスイツチング式電源が多く用いら
れている。
の仕様を持つ直流電源として、小形、軽量、高効
率という点からスイツチング式電源が多く用いら
れている。
スイツチング式電源の種類は多く、主なものと
しては単なるチヨツパ形の電力変換器（ジヨンズ
回路、モルガン回路等）やテレビジヨン受像機の
高圧発生回路あるいはインバータ回路（ロイヤー
回路、マクレーベツドホード回路等）がある。し
かしながら、これらの装置はいずれも入力直流電
源の電圧を直接スイツチングするために、スイツ
チング周波数が10kHz前後の低い所では使える
が、100kHz前後になると電力伝達用変成器の洩
れインダクタンスやスイツチング素子（トランジ
スタやサイリスタ）の浮遊容量の影響により出力
に過渡応答が大きく重畳して、仕様を満たす設計
が困難となる。特にスイツチング素子の導通、し
や断時の損失が生じ、これが電力伝達効率低下の
原因となつている。さらに上記過渡応答は極端に
高い周波数成分を持つために、ノイズとして電源
から出て他の機器に悪影響を及ぼす。
しては単なるチヨツパ形の電力変換器（ジヨンズ
回路、モルガン回路等）やテレビジヨン受像機の
高圧発生回路あるいはインバータ回路（ロイヤー
回路、マクレーベツドホード回路等）がある。し
かしながら、これらの装置はいずれも入力直流電
源の電圧を直接スイツチングするために、スイツ
チング周波数が10kHz前後の低い所では使える
が、100kHz前後になると電力伝達用変成器の洩
れインダクタンスやスイツチング素子（トランジ
スタやサイリスタ）の浮遊容量の影響により出力
に過渡応答が大きく重畳して、仕様を満たす設計
が困難となる。特にスイツチング素子の導通、し
や断時の損失が生じ、これが電力伝達効率低下の
原因となつている。さらに上記過渡応答は極端に
高い周波数成分を持つために、ノイズとして電源
から出て他の機器に悪影響を及ぼす。
この発明は上記した点に鑑みてなされたもの
で、スイツチング素子が導通になるときはそのス
イツチング素子両端に電圧がなく、またスイツチ
ング素子が断になるときはそのスイツチング素子
に電流が流れていないように、変成器や共振用コ
ンデンサなどのパツシブ素子の値とスイツチング
素子の導通時間およびスイツチング周期などを選
定することにより、不要な過渡応答の発生を防止
するとともに電力伝達効率を向上させた高周波ス
イツチング装置を提供するものである。
で、スイツチング素子が導通になるときはそのス
イツチング素子両端に電圧がなく、またスイツチ
ング素子が断になるときはそのスイツチング素子
に電流が流れていないように、変成器や共振用コ
ンデンサなどのパツシブ素子の値とスイツチング
素子の導通時間およびスイツチング周期などを選
定することにより、不要な過渡応答の発生を防止
するとともに電力伝達効率を向上させた高周波ス
イツチング装置を提供するものである。
以下この発明を実施例により詳細に説明する。
第１図はこの発明の一実施例を示す回路構成図
である。１は入力直流電源であり、この両端に電
力伝達用変成器２の一次側インダクタンスＬを介
してスイツチング素子３が接続されている。この
スイツチング素子３としては例えばトランジスタ
が用いられ、その制御端子３ａ（トランジスタの
場合ベースが相当する）に抵抗４を介してパルス
発生器５からスイツチングパルスが加えられる。
スイツチング素子３の両端には共振用コンデンサ
６およびダンパーダイオード７が並列に接続され
ている。ここで共振用コンデンサ６はスイツチン
グ素子３の浮遊容量より十分大きい容量を持つも
のである。変成器２は等価的に一次側インダクタ
ンスＬと、二次側インダクタンスおよび変成器自
身の洩れインダクタンスの和を一次側へ換算した
値（以下付加インダクタンスという）Ｌeと、変
成比１：−ｎの理想変成器TRとで現わされ、そ
の二次側に発生する電圧が整流ダイオード８およ
び平滑コンデンサ９で直流化されて出力端子１０
に負荷１１への直流出力として取出される。
である。１は入力直流電源であり、この両端に電
力伝達用変成器２の一次側インダクタンスＬを介
してスイツチング素子３が接続されている。この
スイツチング素子３としては例えばトランジスタ
が用いられ、その制御端子３ａ（トランジスタの
場合ベースが相当する）に抵抗４を介してパルス
発生器５からスイツチングパルスが加えられる。
スイツチング素子３の両端には共振用コンデンサ
６およびダンパーダイオード７が並列に接続され
ている。ここで共振用コンデンサ６はスイツチン
グ素子３の浮遊容量より十分大きい容量を持つも
のである。変成器２は等価的に一次側インダクタ
ンスＬと、二次側インダクタンスおよび変成器自
身の洩れインダクタンスの和を一次側へ換算した
値（以下付加インダクタンスという）Ｌeと、変
成比１：−ｎの理想変成器TRとで現わされ、そ
の二次側に発生する電圧が整流ダイオード８およ
び平滑コンデンサ９で直流化されて出力端子１０
に負荷１１への直流出力として取出される。
次に第２図の波形図を参照して動作を説明す
る。今、パルス発生器５から第２図ａに示すよう
なスイツチングパルスがスイツチング素子３の制
御端子３ａに加えられると、スイツチング素子３
は導通状態となるが、インダクタンスＬが直列に
入つているため、第２図ｂに示すようにｔ＝ｔS
〜Ｔpの間直線的に上昇する電流ｉCが流れる。次
のｔ＝ｔp〜ｔpoの間にスイツチング素子３は強
制的にしや断状態とされるため、電流ｉCは急激
に零となる。このとき第２図ｃに示すようにｔ＝
ｔS〜ｔpoの間変成器２の一次側インダクタンス
Ｌを流れていた電流ｉLは、ｉCが零になつても慣
性があるために共振用コンデンサ６に流れ込む。
この結果ｉLは第２図ｃに実線で示すようにｔ＝
ｔpo〜ｔeの間コサインカーブで変化する。一
方、共振用コンデンサ６の両端（スイツチング素
子３の両端）には、インダクタンスＬの電流ｉL
が慣性により流れ始めると同時に電圧ｕCが生じ
始め、この電圧ｕCは第２図ｄに実線で示すよう
にサインカーブで変化する。この電圧ｕCはｔ＝
ｔeで零になつた後さらに負方向に振返そうとす
るが、ダンパーダイオード７があるために零のま
ま固定される。すなわち、ｔ＝ｔeにおいてイン
ダクタンスＬに流れている電流ｉLは、未だ有限
の値を持つているが向きが負であるため、以後は
第２図ｅに示すようにダンパーダイオード７にダ
ンパー電流ｉDとして流れ込み、従つて電流ｕCは
ダンパー電流ｉDが流れているｔ＝ｔe〜ｔpの間
零に保たれる。そして次のスイツチングパルスに
よりスイツチング素子３が再び導通状態になると
始めの状態に戻り、以下同様な動作が繰返され
て、出力端子１０から負荷１１へ電力が伝達され
る。この間整流ダイオード８に流れる電流ｉS
は、第２図ｆに示すように電圧ｕCが入力直流電
源１の電圧（入力電圧）Ｅiと、出力端子１０に
現れる出力電圧E0の変成器２の一次側への換算
値Ｅp′（＝nE0）との和Ｅi＋Ｅp′を越えた時点ｔ
＝ｔfから流れ始め、ｕCが再びＥi＋Ｅp′より下が
つた後インダクタンスＬの慣性でｔ＝ｔpまで流
れ続けてから終了する。
る。今、パルス発生器５から第２図ａに示すよう
なスイツチングパルスがスイツチング素子３の制
御端子３ａに加えられると、スイツチング素子３
は導通状態となるが、インダクタンスＬが直列に
入つているため、第２図ｂに示すようにｔ＝ｔS
〜Ｔpの間直線的に上昇する電流ｉCが流れる。次
のｔ＝ｔp〜ｔpoの間にスイツチング素子３は強
制的にしや断状態とされるため、電流ｉCは急激
に零となる。このとき第２図ｃに示すようにｔ＝
ｔS〜ｔpoの間変成器２の一次側インダクタンス
Ｌを流れていた電流ｉLは、ｉCが零になつても慣
性があるために共振用コンデンサ６に流れ込む。
この結果ｉLは第２図ｃに実線で示すようにｔ＝
ｔpo〜ｔeの間コサインカーブで変化する。一
方、共振用コンデンサ６の両端（スイツチング素
子３の両端）には、インダクタンスＬの電流ｉL
が慣性により流れ始めると同時に電圧ｕCが生じ
始め、この電圧ｕCは第２図ｄに実線で示すよう
にサインカーブで変化する。この電圧ｕCはｔ＝
ｔeで零になつた後さらに負方向に振返そうとす
るが、ダンパーダイオード７があるために零のま
ま固定される。すなわち、ｔ＝ｔeにおいてイン
ダクタンスＬに流れている電流ｉLは、未だ有限
の値を持つているが向きが負であるため、以後は
第２図ｅに示すようにダンパーダイオード７にダ
ンパー電流ｉDとして流れ込み、従つて電流ｕCは
ダンパー電流ｉDが流れているｔ＝ｔe〜ｔpの間
零に保たれる。そして次のスイツチングパルスに
よりスイツチング素子３が再び導通状態になると
始めの状態に戻り、以下同様な動作が繰返され
て、出力端子１０から負荷１１へ電力が伝達され
る。この間整流ダイオード８に流れる電流ｉS
は、第２図ｆに示すように電圧ｕCが入力直流電
源１の電圧（入力電圧）Ｅiと、出力端子１０に
現れる出力電圧E0の変成器２の一次側への換算
値Ｅp′（＝nE0）との和Ｅi＋Ｅp′を越えた時点ｔ
＝ｔfから流れ始め、ｕCが再びＥi＋Ｅp′より下が
つた後インダクタンスＬの慣性でｔ＝ｔpまで流
れ続けてから終了する。
ここで、第２図に実線で示した波形はスイツチ
ング素子３の導通時間Ｔpoとスイツチング周期Ｔ
およびインダクタンスＬ，Ｌe、共振用コンデン
サ６の容量ＣさらにＥi，Ｅp′等を適切に選んだ
場合である。これらの選定を誤るとスイツチング
素子３の両端の電圧ｕCは第２図ｄに破線で示す
ような応答になつて、スイツチング素子３が次に
導通する時点ｔ＝ｔpにおいてもｕCに電圧がｕR
だけ残り、この残留電圧ｕRがスイツチング素子
３の導通によつて急激に短絡されるため、鋭い負
のスパイクSBが発生する。
ング素子３の導通時間Ｔpoとスイツチング周期Ｔ
およびインダクタンスＬ，Ｌe、共振用コンデン
サ６の容量ＣさらにＥi，Ｅp′等を適切に選んだ
場合である。これらの選定を誤るとスイツチング
素子３の両端の電圧ｕCは第２図ｄに破線で示す
ような応答になつて、スイツチング素子３が次に
導通する時点ｔ＝ｔpにおいてもｕCに電圧がｕR
だけ残り、この残留電圧ｕRがスイツチング素子
３の導通によつて急激に短絡されるため、鋭い負
のスパイクSBが発生する。
これに対し、この発明によれば上記したＴpo，
Ｔ，Ｌ，Ｌe，Ｃ，Ｅi，Ｅp′等を適切に選ぶこと
によつて、第２図ｂ，ｄに実線で示したようにス
イツチング素子３が断になる時点ｔ＝ｔpoにおい
てｉCとｕCとが重ならないようにすることがで
き、かつｔe−ｔS＜Ｔなるｔeの存在によりスイ
ツチング素子３が導通する時点ｔ＝ｔeにおいて
もｉCとｕCとが重ならないようにすることができ
るため、上述したスパイクパルスなどの不要な過
渡応答の発生をなくすことが可能となる。
Ｔ，Ｌ，Ｌe，Ｃ，Ｅi，Ｅp′等を適切に選ぶこと
によつて、第２図ｂ，ｄに実線で示したようにス
イツチング素子３が断になる時点ｔ＝ｔpoにおい
てｉCとｕCとが重ならないようにすることがで
き、かつｔe−ｔS＜Ｔなるｔeの存在によりスイ
ツチング素子３が導通する時点ｔ＝ｔeにおいて
もｉCとｕCとが重ならないようにすることができ
るため、上述したスパイクパルスなどの不要な過
渡応答の発生をなくすことが可能となる。
以下この発明によるＴpo，Ｔ，Ｌ，Ｌe，Ｃ，
Ｅi，Ｅp′等の選定条件について説明する。第３
図はスイツチング素子３が断になるときおよび導
通状態になるときにｉCとｕCとが重ならないため
のＬe／ＬとＥp′／Ｅiとの関係を示したもので、
これらをハツチングで示した範囲内に選ぶことに
よつてその条件を満足する。すなわち、Ｌe／Ｌ
を縦軸に、またＥp′／Ｅiを横軸にとつたときの
（Ｅp′／Ｅi，Ｌe／Ｌ）＝（0.4、0.8）の点Ｐ、
（0.7、0.8）の点Ｑ、（1.0、0.7）の点Ａ、（1.3、
0.44）の点Ｒ、（1.54、0.1）の点Ｓ、（10.0、
0.1）の点Ｔ、（10.0、10.0）の点Ｕ、（0.4、
10.0）の点Ｏを結んだ閉じ折れ線で囲まれた範囲
内に入るように、Ｌe／ＬとＥp′／Ｅiとの関係を
選定するのである。
Ｅi，Ｅp′等の選定条件について説明する。第３
図はスイツチング素子３が断になるときおよび導
通状態になるときにｉCとｕCとが重ならないため
のＬe／ＬとＥp′／Ｅiとの関係を示したもので、
これらをハツチングで示した範囲内に選ぶことに
よつてその条件を満足する。すなわち、Ｌe／Ｌ
を縦軸に、またＥp′／Ｅiを横軸にとつたときの
（Ｅp′／Ｅi，Ｌe／Ｌ）＝（0.4、0.8）の点Ｐ、
（0.7、0.8）の点Ｑ、（1.0、0.7）の点Ａ、（1.3、
0.44）の点Ｒ、（1.54、0.1）の点Ｓ、（10.0、
0.1）の点Ｔ、（10.0、10.0）の点Ｕ、（0.4、
10.0）の点Ｏを結んだ閉じ折れ線で囲まれた範囲
内に入るように、Ｌe／ＬとＥp′／Ｅiとの関係を
選定するのである。
一方、ＬとＣについては次のように選定する。
第１図の構成において変成器２の一次側インダク
タンスＬ、付加インダクタンスＬeにそれぞれ流
れる電流ｉL，ｉLeと、共振用コンデンサ６の両
端電圧ｕCを状態変数にとると、次の状態方程式
が得られる。
第１図の構成において変成器２の一次側インダク
タンスＬ、付加インダクタンスＬeにそれぞれ流
れる電流ｉL，ｉLeと、共振用コンデンサ６の両
端電圧ｕCを状態変数にとると、次の状態方程式
が得られる。
X〓AX＋Ｂ ……(1)
但し
この状態方程式をルンゲークツターギル法で波
形解析し、Ｌe／Ｌをパラメータにし、ＬとＣと
の比の平方根すなわち特性インピーダンスＺp＝
√を変数して、出力電力Ｐputの変化を調
べたのが第４図である。その場合Ｅp′／Ｅi＝1.15
とし、またＬe／Ｌが0.5、0.6、0.7、0.9の４つの
場合についてＺpを20〜70Ωまで変化させた。こ
こでＬe／Ｌが第３図のハツチングの範囲から外
れたＬe／Ｌ＝0.5のときの破線で示した曲線は、
第２図においてｔ＝ｔpの時点でｕCが残る、いわ
ゆるモードが乗らない状態である。またＬe／Ｌ
＝0.6のときの曲線中、実線で示した20≦Ｚp≦40
の範囲はモードが乗る状態であり、破線で示した
40＜Ｚpの範囲はモードが乗らない状態である。
さらにＬe／Ｌ＜0.7のときの曲線はすべてモード
が乗る状態であり、出力電力Ｐputも180W〜50W
程度の範囲まてスムースに変化している。以上の
結果から、上記の例ではＺpの値は20〜80Ωの範
囲内に選定すればよいことが分つた。
形解析し、Ｌe／Ｌをパラメータにし、ＬとＣと
の比の平方根すなわち特性インピーダンスＺp＝
√を変数して、出力電力Ｐputの変化を調
べたのが第４図である。その場合Ｅp′／Ｅi＝1.15
とし、またＬe／Ｌが0.5、0.6、0.7、0.9の４つの
場合についてＺpを20〜70Ωまで変化させた。こ
こでＬe／Ｌが第３図のハツチングの範囲から外
れたＬe／Ｌ＝0.5のときの破線で示した曲線は、
第２図においてｔ＝ｔpの時点でｕCが残る、いわ
ゆるモードが乗らない状態である。またＬe／Ｌ
＝0.6のときの曲線中、実線で示した20≦Ｚp≦40
の範囲はモードが乗る状態であり、破線で示した
40＜Ｚpの範囲はモードが乗らない状態である。
さらにＬe／Ｌ＜0.7のときの曲線はすべてモード
が乗る状態であり、出力電力Ｐputも180W〜50W
程度の範囲まてスムースに変化している。以上の
結果から、上記の例ではＺpの値は20〜80Ωの範
囲内に選定すればよいことが分つた。
第４図から明らかなように、特性インピーダン
スＺpの選定範囲は、Ｅp′／Ｅi，Ｌe／Ｌ、必要と
する出力電力Ｐputの大きさ、およびモードが乗
る範囲により定まる。従つて一般にＺpを選定す
る場合には、まずＥp′／ＥiおよびＬe／Ｌの各値
が第３図の斜線部に入るように選定するととも
に、必要とする出力電力Ｐputの値を定め、しか
るのちモードが乗る状態になるようＺpを選定す
る。
スＺpの選定範囲は、Ｅp′／Ｅi，Ｌe／Ｌ、必要と
する出力電力Ｐputの大きさ、およびモードが乗
る範囲により定まる。従つて一般にＺpを選定す
る場合には、まずＥp′／ＥiおよびＬe／Ｌの各値
が第３図の斜線部に入るように選定するととも
に、必要とする出力電力Ｐputの値を定め、しか
るのちモードが乗る状態になるようＺpを選定す
る。
次に出力電力ＰputはＴpo／Ｔの関数であるが、
この関係をＥi＝130V、Ｚp＝40Ωの場合について
Ｅp′をＥp′＝100、140、150Vとパラメータにして
示したのが第５図である。これよりＴpo／Ｔを
0.15〜0.45まで変えたときの出力電力Ｐputの変化
は35〜270Wまでほとんど直線的に増加すること
がわかる。
この関係をＥi＝130V、Ｚp＝40Ωの場合について
Ｅp′をＥp′＝100、140、150Vとパラメータにして
示したのが第５図である。これよりＴpo／Ｔを
0.15〜0.45まで変えたときの出力電力Ｐputの変化
は35〜270Wまでほとんど直線的に増加すること
がわかる。
なお、第１図に示した回路構成自体はテレビジ
ヨン受像機の高圧発生回路と同じであるが、この
高圧発生回路と本発明とでは次のような相異点が
ある。第１点はＥp′の選び方が極端に異なること
である。すなわちテレビジヨン受像機の高圧発生
回路ではフライバツクパルスを昇圧して受像管の
アノードに加える高電圧を得る目的でＥp′はＥi
の10〜30倍程度にするのに対して、この発明では
Ｅp′は1/2Ｅi〜2Ei程度にする。第２点として第
１図のＬとＬeの選び方が著しく異なる。すなわ
ち高圧発生回路の場合ＬeはＬの数％以下にする
が、この発明では第３図に示したようにＬe／Ｌ
はＥp′／Ｅiの関数であり、ＬeはＬの10％以上、
例えばＥp′／Ｅi＝１のＡ点の場合を例にとると
70％以上となる。第３点は変成器の出力端に並列
に入る二次巻線の浮遊容量が、高圧発生回路の場
合は付加インダクタンスＬeと呼応してフライバ
ツクパルスの波形や走査期間のリンギング波形に
著しく悪影響を与えるのに対し、この発明ではス
イツチング素子のスイツチング周波数が高く、変
成器第二次巻線の巻数が少ないことから、この浮
遊容量は１〜5PF程度と非常に小さいためこの浮
遊容量の存在は全く問題にならないという点であ
る。
ヨン受像機の高圧発生回路と同じであるが、この
高圧発生回路と本発明とでは次のような相異点が
ある。第１点はＥp′の選び方が極端に異なること
である。すなわちテレビジヨン受像機の高圧発生
回路ではフライバツクパルスを昇圧して受像管の
アノードに加える高電圧を得る目的でＥp′はＥi
の10〜30倍程度にするのに対して、この発明では
Ｅp′は1/2Ｅi〜2Ei程度にする。第２点として第
１図のＬとＬeの選び方が著しく異なる。すなわ
ち高圧発生回路の場合ＬeはＬの数％以下にする
が、この発明では第３図に示したようにＬe／Ｌ
はＥp′／Ｅiの関数であり、ＬeはＬの10％以上、
例えばＥp′／Ｅi＝１のＡ点の場合を例にとると
70％以上となる。第３点は変成器の出力端に並列
に入る二次巻線の浮遊容量が、高圧発生回路の場
合は付加インダクタンスＬeと呼応してフライバ
ツクパルスの波形や走査期間のリンギング波形に
著しく悪影響を与えるのに対し、この発明ではス
イツチング素子のスイツチング周波数が高く、変
成器第二次巻線の巻数が少ないことから、この浮
遊容量は１〜5PF程度と非常に小さいためこの浮
遊容量の存在は全く問題にならないという点であ
る。
以上詳細に説明したように、この発明によれば
スイツチング素子をスイツチング損失のない理想
スイツチに近い状態で使うことができるので電力
伝達効率が向上する。この効果は第６図から明ら
かである。すなわち第６図ａは直流電圧を単にチ
ヨツプしたときのASO（Area Safety
Operation）曲線であり、スイツチング素子が導
通するときや断になるときの過渡期にそれぞれ電
圧、電流が残つているために全体として矩形とな
る。この場合矩形の面積が損失となる。これに対
しこの発明におけるASO曲線は第６図ｂのよう
になる。すなわちスイツチング素子が断になると
きはその両端電圧が零になつており、一方導通に
なるときは若干電圧は残つているが零になるまで
の軌跡長が第６図ａと比べはるかに短くなつてい
ることが分る。従つてスイツチング素子での損失
は非常に少なくなる。
スイツチング素子をスイツチング損失のない理想
スイツチに近い状態で使うことができるので電力
伝達効率が向上する。この効果は第６図から明ら
かである。すなわち第６図ａは直流電圧を単にチ
ヨツプしたときのASO（Area Safety
Operation）曲線であり、スイツチング素子が導
通するときや断になるときの過渡期にそれぞれ電
圧、電流が残つているために全体として矩形とな
る。この場合矩形の面積が損失となる。これに対
しこの発明におけるASO曲線は第６図ｂのよう
になる。すなわちスイツチング素子が断になると
きはその両端電圧が零になつており、一方導通に
なるときは若干電圧は残つているが零になるまで
の軌跡長が第６図ａと比べはるかに短くなつてい
ることが分る。従つてスイツチング素子での損失
は非常に少なくなる。
また、この発明によれば上述のようにスイツチ
ング素子が導通になるときはその両端に電圧がほ
とんどなく、断になるときは電流が流れていない
ようにできるので、第７図に示したスイツチング
素子における電圧、電流波形からも明らかなよう
に、不要な過渡応答は発生しない。これは雑音対
策として非常に有効である。
ング素子が導通になるときはその両端に電圧がほ
とんどなく、断になるときは電流が流れていない
ようにできるので、第７図に示したスイツチング
素子における電圧、電流波形からも明らかなよう
に、不要な過渡応答は発生しない。これは雑音対
策として非常に有効である。
なお、この発明は第１図に示した構成に限定さ
れるものではなく、例えば等価的にインダクタン
スＬeの中間にタツプを有し、インダクタンスの
一端がそのタツプに接続された構成の場合でも同
様に実施可能である。
れるものではなく、例えば等価的にインダクタン
スＬeの中間にタツプを有し、インダクタンスの
一端がそのタツプに接続された構成の場合でも同
様に実施可能である。
第１図はこの発明の一実施例を示す回路構成
図、第２図はその動作を説明するための各部波形
図、第３図〜第５図はこの発明における各部の数
値の選定条件を説明するためのグラフ図、第６図
ａ，ｂはスイツチング素子のASO曲線を示す
図、第７図はこの発明におけるスイツチング素子
の電圧および電流波形を示す図である。 １…入力直流電源、２…電力伝達用変成器、３
…スイツチング素子、６…共振用コンデンサ、７
…ダンパーダイオード、８…整流ダイオード、９
…平滑コンデンサ。
図、第２図はその動作を説明するための各部波形
図、第３図〜第５図はこの発明における各部の数
値の選定条件を説明するためのグラフ図、第６図
ａ，ｂはスイツチング素子のASO曲線を示す
図、第７図はこの発明におけるスイツチング素子
の電圧および電流波形を示す図である。 １…入力直流電源、２…電力伝達用変成器、３
…スイツチング素子、６…共振用コンデンサ、７
…ダンパーダイオード、８…整流ダイオード、９
…平滑コンデンサ。
Claims (1)
- １ 入力直流電源に変成器の一次側巻線を介して
スイツチング素子を接続するとともに、前記変成
器の一次側巻線と並列共振するよう共振用コンデ
ンサを接続し、変成器の二次側に生ずる電圧を整
流、平滑して直流出力を得る装置において、変成
器二次側のインダクタンスと変成器自身の洩れイ
ンダクタンスとの和の変成器一次側への換算値
Leと変成器一次側のインダクタンスＬとの比
Le／Ｌを縦軸に、また出力電圧の変成器一次側
への換算値Ｅp′と入力電圧Ｅiとの比Ｅp′／Ｅiを
横軸にとつたときのＥp′／Ｅi、Le／Ｌ）の値が
（0.4、0.8）の点Ｐ、（0.7、0.8）の点Ｑ、（1.0、
0.7）の点Ａ、（1.3、0.44）の点Ｒ、（1.54、0.1）
の点Ｓ、（10.0、0.1）の点Ｔ、（10.0、10.0）の点
Ｕ、（0.4、10.0）の点Ｏを結んだ閉じ折れ線で囲
まれた範囲内に入るようにLe／ＬとＥp′／Ｅiと
の関係を選定したことを特徴とする高周波スイツ
チング装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3048279A JPS55122480A (en) | 1979-03-15 | 1979-03-15 | Single-ended-high-frequency-switching-type power supply |
| US06/129,405 US4318164A (en) | 1979-03-15 | 1980-03-11 | High frequency switching circuit having preselected parameters to reduce power dissipation therein |
| GB8008216A GB2050081B (en) | 1979-03-15 | 1980-03-11 | High frequency switching regulator circuit |
| FR8005824A FR2451671B1 (fr) | 1979-03-15 | 1980-03-14 | Circuit de commutation haute frequence |
| CA347,679A CA1127247A (en) | 1979-03-15 | 1980-03-14 | High frequency switching circuit having preselected parameters to reduce power dissipation therein |
| DE3009963A DE3009963C2 (de) | 1979-03-15 | 1980-03-14 | Hochfrequenz-Schaltkreis |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3048279A JPS55122480A (en) | 1979-03-15 | 1979-03-15 | Single-ended-high-frequency-switching-type power supply |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS55122480A JPS55122480A (en) | 1980-09-20 |
| JPS626425B2 true JPS626425B2 (ja) | 1987-02-10 |
Family
ID=12305052
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3048279A Granted JPS55122480A (en) | 1979-03-15 | 1979-03-15 | Single-ended-high-frequency-switching-type power supply |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS55122480A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3427492A1 (de) * | 1984-07-26 | 1986-01-30 | Philips Patentverwaltung Gmbh, 2000 Hamburg | Schaltungsanordnung zum schalten des stromes in einer induktiven last |
| DE19745008A1 (de) * | 1997-10-11 | 1999-04-15 | Bosch Gmbh Robert | Verfahren zur Steuerung des Schaltverhaltens eines Durchflußwandler-Stellgliedes sowie Durchflußwandler |
-
1979
- 1979-03-15 JP JP3048279A patent/JPS55122480A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS55122480A (en) | 1980-09-20 |
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