JPS6264281A - 電圧形インバ−タの電源回生方式 - Google Patents
電圧形インバ−タの電源回生方式Info
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- JPS6264281A JPS6264281A JP20090785A JP20090785A JPS6264281A JP S6264281 A JPS6264281 A JP S6264281A JP 20090785 A JP20090785 A JP 20090785A JP 20090785 A JP20090785 A JP 20090785A JP S6264281 A JPS6264281 A JP S6264281A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
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Description
この発明は、逆並列接続され循環電流無しで順逆の切換
えを行う１対の電力変換器から電力の供給を受ける電圧
形インバータが交流電源へエネルギーを回生ずる電圧形
インバータの電源回生方式
えを行う１対の電力変換器から電力の供給を受ける電圧
形インバータが交流電源へエネルギーを回生ずる電圧形
インバータの電源回生方式
第２図は、循環電流無しで順逆の切換えを行う１対の電
力変換器から電力の供給を受ける電圧形インバータの従
来例を示すブロック図である。この第２図において、主
回路は次のように構成されている。すなわちサイリスタ
を３相全波ブリツジ接続している順側サイリスタ変換器
２Ｆと逆側サイリスタ変換器２Ｒとが互いに逆並列接続
されて１対の電力変換器を構、成し、これらのサイリス
ク変換器に共通の交流側には３相交流電源ｌが、またこ
れら変換器に共通の直流側には直流リアクトル４と平滑
コンデンサ５とを備えたいわゆる直流中間回路があり、
この直流中間回路を介して電圧形インバータとしてのト
ランジスタインバータ３が接続されている。またこのト
ランジスタインバータ３の交流側には負荷としての誘導
電動機７が接続されている。 トランジスタインバータ３の制御方式は公知の滑り周波
数速応形のベクトル制御方式であって、誘導電動機７に
結合されている速度検出器８からの速度実際値と速度設
定器３０７からの速度指令値との偏差を速度調節器３０
６に与え、この速度調節器３０６から出力されるトルク
指令値と前述せる速度検出器８からの速度実際値とをベ
クトル演算器３０４に与える。ベクトル演算器３０４は
これら入力信号と内部で設定される磁束指令値とをベク
トル演算しく１次電流指令値を出力し、変流器１０Ｂが
検出する１次電流実際値とこの１次電流指令値との偏差
を電流調節器３０３に入力させる。この電流調節器３０
３の出力信号はパルス幅変調器３０２において正弦波変
調されたパルスとなり、これがベース駆動回路３０１を
介してトランジスタインバータ３を構成する各トランジ
スタのベースに所定の順序で与えられることにより、こ
のトランジスタインバータ３は所望の電圧と周波数の交
流電力を出力して誘導電動機７を可変速運転させること
ができる。 頭側サイリスク変換器２Ｆと逆側サイリスタ変換器２Ｒ
の制御は公知の循環電流無しで電流マイナーループ付き
で順逆切換え時の電圧準備回路付きの電圧制御方式であ
って、電圧設定器３１からの電圧指令値と直流中間回路
電圧実際値との偏差を電圧調節器２９に与える。この電
圧調節器２９から出力される電流指令値と、変流器１０
Ａおよび整流器１１とで検出される電流実際値との偏差
を電流調節器２８に与えて電流制御ループを形成し、こ
の電流調節器２８の出力をゲート位相角発生器２２Ｆま
たは２２Ｒに与え、さらにこれらの出力はゲートパルス
発生器２１Ｆまたは２１Ｒを介してゲートパルスとなり
それぞれ層側サイリスタ変換器２Ｆまたは逆側サイリス
タ変換器２Ｒに与えられる。 電圧調節器２９が出力する電流指令値の掻性が正のとき
は駆動モードで負のときが制動モードであるとするなら
ば、変換器切換え回路３０に入力している電流指令値が
正極性のときは駆動モードすなわち層側サイリスタ変換
器２Ｆが動作している。ここでこの電流指令値の橿性が
正から負に切換ねると、変換器切換え回路３０からは、
まず順側用のゲート位相角発生器２２Ｆに最大位相遅れ
角シフト指令が与えられて層側サイリスタ変換器２Ｆの
出力電流を減少させると同時に電流調節器２８に出力ホ
ールド指令を与えて逆側サイリスタ変換器２Ｒの位相角
をセット状態にしておく、この結果、層側サイリスタ変
換器２Ｆの電流が零になったことが変流器１０Ａと整流
器１１とにより検出されると、この変換器切換え回路３
０は今まで選択されていた順側用のゲー トパルス発生
器２１Ｆを遮断して逆側用のゲートパルス発生器２１［
ｌを選択するとともに、ゲート位相角発生器２２Ｆに与
えていた位相遅れ角シフト指令ならびに電流調節器２８
に与えていた出力ホールド指令を解除して、運転すべき
サイリスタ変換器を順側２Ｆから逆側２Ｒへ切損え、３
相交流電源１へ電力を回生させる。 ところで上述のように運転モードが駆動モードから制動
モードへ切換ねるとき、すなわち運転中の頭側サイリス
ク変換器２Ｆを逆側サイリスタ変換器２Ｒに切換えるさ
いの切換え無駄時間中に、トランジスタインバータａの
回生電流によって直流中間回路に設置されている平滑コ
ンデンサ５が充電されるので、この直流中間回路電圧が
上昇する。 それ故サイリスタ変換器２Ｆと２Ｒでは転流余裕角をこ
の直流中間回路電圧の上昇を考慮に入れて定めておかな
ければならない。すなわちサイリスク変換器の順逆を切
換える直前の直流中間回路電圧をＦ！、ｄ、切換え時の
電圧上昇分をΔＥｄ、交流電源電圧の実効値をＥａとす
るならば、位相進み角βは下記の（１３式であられされ
る。 （ただし重なり角は無視する。） １．３５・Ｅａ すなわち切換え前に直流中間１回路電圧をΔＥｄなる電
圧上昇分だけ低くしておかなければならないので、サイ
リスク変換器２Ｆと２Ｒおよびトランジスタインバータ
３はこの電圧低下分だけ電流容量の大きな素子を採用し
なければならないので、コストが上昇するとともに装置
が大形になるという大きな欠点を存する。
力変換器から電力の供給を受ける電圧形インバータの従
来例を示すブロック図である。この第２図において、主
回路は次のように構成されている。すなわちサイリスタ
を３相全波ブリツジ接続している順側サイリスタ変換器
２Ｆと逆側サイリスタ変換器２Ｒとが互いに逆並列接続
されて１対の電力変換器を構、成し、これらのサイリス
ク変換器に共通の交流側には３相交流電源ｌが、またこ
れら変換器に共通の直流側には直流リアクトル４と平滑
コンデンサ５とを備えたいわゆる直流中間回路があり、
この直流中間回路を介して電圧形インバータとしてのト
ランジスタインバータ３が接続されている。またこのト
ランジスタインバータ３の交流側には負荷としての誘導
電動機７が接続されている。 トランジスタインバータ３の制御方式は公知の滑り周波
数速応形のベクトル制御方式であって、誘導電動機７に
結合されている速度検出器８からの速度実際値と速度設
定器３０７からの速度指令値との偏差を速度調節器３０
６に与え、この速度調節器３０６から出力されるトルク
指令値と前述せる速度検出器８からの速度実際値とをベ
クトル演算器３０４に与える。ベクトル演算器３０４は
これら入力信号と内部で設定される磁束指令値とをベク
トル演算しく１次電流指令値を出力し、変流器１０Ｂが
検出する１次電流実際値とこの１次電流指令値との偏差
を電流調節器３０３に入力させる。この電流調節器３０
３の出力信号はパルス幅変調器３０２において正弦波変
調されたパルスとなり、これがベース駆動回路３０１を
介してトランジスタインバータ３を構成する各トランジ
スタのベースに所定の順序で与えられることにより、こ
のトランジスタインバータ３は所望の電圧と周波数の交
流電力を出力して誘導電動機７を可変速運転させること
ができる。 頭側サイリスク変換器２Ｆと逆側サイリスタ変換器２Ｒ
の制御は公知の循環電流無しで電流マイナーループ付き
で順逆切換え時の電圧準備回路付きの電圧制御方式であ
って、電圧設定器３１からの電圧指令値と直流中間回路
電圧実際値との偏差を電圧調節器２９に与える。この電
圧調節器２９から出力される電流指令値と、変流器１０
Ａおよび整流器１１とで検出される電流実際値との偏差
を電流調節器２８に与えて電流制御ループを形成し、こ
の電流調節器２８の出力をゲート位相角発生器２２Ｆま
たは２２Ｒに与え、さらにこれらの出力はゲートパルス
発生器２１Ｆまたは２１Ｒを介してゲートパルスとなり
それぞれ層側サイリスタ変換器２Ｆまたは逆側サイリス
タ変換器２Ｒに与えられる。 電圧調節器２９が出力する電流指令値の掻性が正のとき
は駆動モードで負のときが制動モードであるとするなら
ば、変換器切換え回路３０に入力している電流指令値が
正極性のときは駆動モードすなわち層側サイリスタ変換
器２Ｆが動作している。ここでこの電流指令値の橿性が
正から負に切換ねると、変換器切換え回路３０からは、
まず順側用のゲート位相角発生器２２Ｆに最大位相遅れ
角シフト指令が与えられて層側サイリスタ変換器２Ｆの
出力電流を減少させると同時に電流調節器２８に出力ホ
ールド指令を与えて逆側サイリスタ変換器２Ｒの位相角
をセット状態にしておく、この結果、層側サイリスタ変
換器２Ｆの電流が零になったことが変流器１０Ａと整流
器１１とにより検出されると、この変換器切換え回路３
０は今まで選択されていた順側用のゲー トパルス発生
器２１Ｆを遮断して逆側用のゲートパルス発生器２１［
ｌを選択するとともに、ゲート位相角発生器２２Ｆに与
えていた位相遅れ角シフト指令ならびに電流調節器２８
に与えていた出力ホールド指令を解除して、運転すべき
サイリスタ変換器を順側２Ｆから逆側２Ｒへ切損え、３
相交流電源１へ電力を回生させる。 ところで上述のように運転モードが駆動モードから制動
モードへ切換ねるとき、すなわち運転中の頭側サイリス
ク変換器２Ｆを逆側サイリスタ変換器２Ｒに切換えるさ
いの切換え無駄時間中に、トランジスタインバータａの
回生電流によって直流中間回路に設置されている平滑コ
ンデンサ５が充電されるので、この直流中間回路電圧が
上昇する。 それ故サイリスタ変換器２Ｆと２Ｒでは転流余裕角をこ
の直流中間回路電圧の上昇を考慮に入れて定めておかな
ければならない。すなわちサイリスク変換器の順逆を切
換える直前の直流中間回路電圧をＦ！、ｄ、切換え時の
電圧上昇分をΔＥｄ、交流電源電圧の実効値をＥａとす
るならば、位相進み角βは下記の（１３式であられされ
る。 （ただし重なり角は無視する。） １．３５・Ｅａ すなわち切換え前に直流中間１回路電圧をΔＥｄなる電
圧上昇分だけ低くしておかなければならないので、サイ
リスク変換器２Ｆと２Ｒおよびトランジスタインバータ
３はこの電圧低下分だけ電流容量の大きな素子を採用し
なければならないので、コストが上昇するとともに装置
が大形になるという大きな欠点を存する。
この発明は、循環電流無しで電力変換器を順側から逆側
に切換えるさいの切換え無駄時間中に直流中間回路電圧
が上昇するのを抑制することにより定常運転時の直流中
間回路電圧を高くすることができる電圧形インバータの
電源回生方式を提供することを目的とする。
に切換えるさいの切換え無駄時間中に直流中間回路電圧
が上昇するのを抑制することにより定常運転時の直流中
間回路電圧を高くすることができる電圧形インバータの
電源回生方式を提供することを目的とする。
この発明は、循環電流無しで順逆の切換えを行う逆並列
接続された１対の電力変換器から直流給電される電圧形
インバータが駆動モードから回生モードに切換ねっても
、電力変換器が順側から逆側への切換えには切換え無駄
時間が必要であり、この切換え無駄時間中に電圧形イン
バータの回生エネルギーが直流中間回路電圧を上昇させ
ることに着目したものであって、電圧形インバータの回
生モードを判別しても回生電流を流さないようにしてお
き、その間に頭側電力変換器を遮断してこの遮断時に回
路インダクタンスから放出されるエネルギーは電圧形イ
ンバータを介して負荷に供給し、頭側電力変換器の電流
零が確認されれば逆側電力変換器に動作開始を指令する
とともに電圧形インバータを回生モードで運転させるこ
とにより、負荷からのエネルギーが直流中間回路電圧を
上昇させることなく交流ｔＢ側に回生されるようにする
ものである。
接続された１対の電力変換器から直流給電される電圧形
インバータが駆動モードから回生モードに切換ねっても
、電力変換器が順側から逆側への切換えには切換え無駄
時間が必要であり、この切換え無駄時間中に電圧形イン
バータの回生エネルギーが直流中間回路電圧を上昇させ
ることに着目したものであって、電圧形インバータの回
生モードを判別しても回生電流を流さないようにしてお
き、その間に頭側電力変換器を遮断してこの遮断時に回
路インダクタンスから放出されるエネルギーは電圧形イ
ンバータを介して負荷に供給し、頭側電力変換器の電流
零が確認されれば逆側電力変換器に動作開始を指令する
とともに電圧形インバータを回生モードで運転させるこ
とにより、負荷からのエネルギーが直流中間回路電圧を
上昇させることなく交流ｔＢ側に回生されるようにする
ものである。
第１図は本発明の実施例を示すブロック図であり、この
第１図により本発明の詳細を以下に説明する。 第１図において、３相交流Ｔ４ｆｉｌからの３相交流電
力はサイリスクの全波ブリッジ接続で構成された順側サ
イリスク変換器２Ｆと逆側サイリスク変換器２Ｒとに供
給されるのであるが、これら順側と逆側のサイリスタ変
換器２Ｆと２Ｒとは互いに逆並列接続されている。これ
ら両サイリスタ変換器２Ｆ。 ２Ｒに共通の直流側と、電圧形インバータとしてのトラ
ンジスタインバータ３の直流側とを結合しているいわゆ
る直流中間回路には直流リアクトル４と平滑コンデンサ
５とで形成されるフィルター回路が設けられている。ま
たトランジスタインバータ３の交流側には負荷としての
誘導電動機７が接続されている。 トランジスタインバータ３の制御は次のとおりである。 すなわち誘導電動機７に結合された速度検出器８からの
速度実際値と速度設定器３０７からの速度指令値との偏
差を速度調節器３０６に与えるのであるが、本発明にあ
ってはこの速度調節器３０６から出力されるトルク指令
値をトルク指令切換え回路、′！０５を介してベクトル
演算器３０４に与えるようにしている。ベクトル演算器
３０４ｔよ前述せる速度検出器８からの速度実際値とこ
のトルク指令値とを入力し、内部での演算により１次電
流指令値を出力するのは前述の従来例の場合と同じであ
り、変流器１０Ｂから得られる１次電流実際値とこの１
次電流指令値との偏差を電流調節器３０３に入力させ、
この電流調節器３０３の出力がパルス幅変調器３０２と
ベース駆動回路３０１ とを経てトランジスタインバー
タ３を構成する各トランジスタのベースに所定の順序で
与えられることにより、このトランジスタインバータ３
は所望の電圧と周波数の交流電力を出力して誘導電動機
７を可変速運転させることができるようになっている。 順側サイリスタ変換器２Ｆと逆側サイリスタ変換器２Ｒ
の制御は次のとおりである。すなわち電圧設定器３１か
らの電圧指令値と直流中間回路電圧実際値との偏差を電
圧調節器２９に与え、この電圧調節器２９から出力され
る電流指令値と、変流器１０Ａおよび整流器１１で検出
される電流実際値との偏差を電流調節器２日に与えて電
流制御ループを形成する。 この電流調節器２日の出力は変換器切換え回路３ｏがら
の指令に従ってゲート位相角発生器２２Ｆとゲートパル
ス発生器２１Ｆを経て順側サイリスタ変換器２Ｆに与え
られてこの順側サイリスタ変換器２Ｆを動作させるか、
あるいはゲート位相角発生器２２Ｒとゲートパルス発生
器２１Ｒとを経て逆側サイリスタ変換器２Ｒに与えられ
てこれを動作させる。 本発明においては制動モード切換え回路２７が備えられ
ており、速度検出器８からの速度実際値と、速度調節器
３０６からのトルク指令値と、直流中間回路からの電圧
実際値とがこの制動モード切換え回路２７に入力される
とともに、ここからトルク指令切換え回路３０５と変換
器切換え回路３０とに適宜切換え指令を出力するように
なっている。そこでこれらの動作を以下に記述する。 電圧調節器２９が出力する電流指令値の掻性が正のとき
は駆動モードで、負のときが制動モードだとして、いま
この電流指令値が正極性であるならば、変換器切換え回
路３０の作用により電流調節器２８の出力は順側用のゲ
ート位相角発生器２２Ｆ、ゲートパルス発生器２１Ｆを
経て層側サイリスク変換器２Ｆを動作させるので、３相
交流電１ｌｌｌからの交流電力は、層側サイリスク変換
器２Ｆとトランジスタインバータ３を経て誘導電動機７
に与えられ、この電動機は速度設定器３０７が指令する
速度で運転される。 運転中の誘導電動機７を減速、あるいは停止させるべく
速度設定器３０７を操作して速度指令値を低下または零
にすると、制動モード切換え回路２７は速度設定器３０
７から入力されるトルク指令方向と、速度検出器８から
入力される電動機回転方間から、運転モードが駆動−制
動に変化したことを判別する。そこでこの制動モード切
換え回路２７は変換器切換え回路３０に対して逆側サイ
リスタ変換器２Ｒを選択するような指令を出力するので
、変換器切換え回路３０はこの指令に従って順側用のゲ
ート位相角発生器２２Ｆに最大位相遅れ角シフト指令を
与えて層側サイリスク変換器２Ｆの電流を零にする。こ
の電流遮断時に回路インダクタンスに蓄えられていたエ
ネルギーが放出されて直流中間回路電圧が上昇しはじめ
るのを制動モード切換え回路２７が検出すると、トルク
指令切換え回路３０５に駆動トルク指令を与えて誘導電
動機７を駆動させることにより、上述のエネルギーを消
費させて直流中間回路電圧の上昇を抑制する。 上述の動作により直流中間回路電圧が切換え動作直前の
状態になると、第２図の従来例において説明したのと同
じ切換え動作により゛、層側サイリスタ変換器２Ｆは逆
側サイリスタ変換器２Ｒに切換えられるのであるが、こ
れと同時に制動モード切換え回路２７からトルク指令切
換え回路３０５に与えられていた駆動トルク指令は解除
される。よってトランジスタインバータ３は通常の回生
トルク電流を流し、逆側サイリスタ変換器２Ｒはこれを
３相交流を源ｌへ回生することとなる。
第１図により本発明の詳細を以下に説明する。 第１図において、３相交流Ｔ４ｆｉｌからの３相交流電
力はサイリスクの全波ブリッジ接続で構成された順側サ
イリスク変換器２Ｆと逆側サイリスク変換器２Ｒとに供
給されるのであるが、これら順側と逆側のサイリスタ変
換器２Ｆと２Ｒとは互いに逆並列接続されている。これ
ら両サイリスタ変換器２Ｆ。 ２Ｒに共通の直流側と、電圧形インバータとしてのトラ
ンジスタインバータ３の直流側とを結合しているいわゆ
る直流中間回路には直流リアクトル４と平滑コンデンサ
５とで形成されるフィルター回路が設けられている。ま
たトランジスタインバータ３の交流側には負荷としての
誘導電動機７が接続されている。 トランジスタインバータ３の制御は次のとおりである。 すなわち誘導電動機７に結合された速度検出器８からの
速度実際値と速度設定器３０７からの速度指令値との偏
差を速度調節器３０６に与えるのであるが、本発明にあ
ってはこの速度調節器３０６から出力されるトルク指令
値をトルク指令切換え回路、′！０５を介してベクトル
演算器３０４に与えるようにしている。ベクトル演算器
３０４ｔよ前述せる速度検出器８からの速度実際値とこ
のトルク指令値とを入力し、内部での演算により１次電
流指令値を出力するのは前述の従来例の場合と同じであ
り、変流器１０Ｂから得られる１次電流実際値とこの１
次電流指令値との偏差を電流調節器３０３に入力させ、
この電流調節器３０３の出力がパルス幅変調器３０２と
ベース駆動回路３０１ とを経てトランジスタインバー
タ３を構成する各トランジスタのベースに所定の順序で
与えられることにより、このトランジスタインバータ３
は所望の電圧と周波数の交流電力を出力して誘導電動機
７を可変速運転させることができるようになっている。 順側サイリスタ変換器２Ｆと逆側サイリスタ変換器２Ｒ
の制御は次のとおりである。すなわち電圧設定器３１か
らの電圧指令値と直流中間回路電圧実際値との偏差を電
圧調節器２９に与え、この電圧調節器２９から出力され
る電流指令値と、変流器１０Ａおよび整流器１１で検出
される電流実際値との偏差を電流調節器２日に与えて電
流制御ループを形成する。 この電流調節器２日の出力は変換器切換え回路３ｏがら
の指令に従ってゲート位相角発生器２２Ｆとゲートパル
ス発生器２１Ｆを経て順側サイリスタ変換器２Ｆに与え
られてこの順側サイリスタ変換器２Ｆを動作させるか、
あるいはゲート位相角発生器２２Ｒとゲートパルス発生
器２１Ｒとを経て逆側サイリスタ変換器２Ｒに与えられ
てこれを動作させる。 本発明においては制動モード切換え回路２７が備えられ
ており、速度検出器８からの速度実際値と、速度調節器
３０６からのトルク指令値と、直流中間回路からの電圧
実際値とがこの制動モード切換え回路２７に入力される
とともに、ここからトルク指令切換え回路３０５と変換
器切換え回路３０とに適宜切換え指令を出力するように
なっている。そこでこれらの動作を以下に記述する。 電圧調節器２９が出力する電流指令値の掻性が正のとき
は駆動モードで、負のときが制動モードだとして、いま
この電流指令値が正極性であるならば、変換器切換え回
路３０の作用により電流調節器２８の出力は順側用のゲ
ート位相角発生器２２Ｆ、ゲートパルス発生器２１Ｆを
経て層側サイリスク変換器２Ｆを動作させるので、３相
交流電１ｌｌｌからの交流電力は、層側サイリスク変換
器２Ｆとトランジスタインバータ３を経て誘導電動機７
に与えられ、この電動機は速度設定器３０７が指令する
速度で運転される。 運転中の誘導電動機７を減速、あるいは停止させるべく
速度設定器３０７を操作して速度指令値を低下または零
にすると、制動モード切換え回路２７は速度設定器３０
７から入力されるトルク指令方向と、速度検出器８から
入力される電動機回転方間から、運転モードが駆動−制
動に変化したことを判別する。そこでこの制動モード切
換え回路２７は変換器切換え回路３０に対して逆側サイ
リスタ変換器２Ｒを選択するような指令を出力するので
、変換器切換え回路３０はこの指令に従って順側用のゲ
ート位相角発生器２２Ｆに最大位相遅れ角シフト指令を
与えて層側サイリスク変換器２Ｆの電流を零にする。こ
の電流遮断時に回路インダクタンスに蓄えられていたエ
ネルギーが放出されて直流中間回路電圧が上昇しはじめ
るのを制動モード切換え回路２７が検出すると、トルク
指令切換え回路３０５に駆動トルク指令を与えて誘導電
動機７を駆動させることにより、上述のエネルギーを消
費させて直流中間回路電圧の上昇を抑制する。 上述の動作により直流中間回路電圧が切換え動作直前の
状態になると、第２図の従来例において説明したのと同
じ切換え動作により゛、層側サイリスタ変換器２Ｆは逆
側サイリスタ変換器２Ｒに切換えられるのであるが、こ
れと同時に制動モード切換え回路２７からトルク指令切
換え回路３０５に与えられていた駆動トルク指令は解除
される。よってトランジスタインバータ３は通常の回生
トルク電流を流し、逆側サイリスタ変換器２Ｒはこれを
３相交流を源ｌへ回生することとなる。
この発明によれば、互いに逆並列接続され循環電流無し
で順逆切換えを行う１対の電力変換器と、これから直流
電力の供給を受ける電圧形インバータとで構成される装
置において、運転モードが駆動モードから制動モードに
切換わるのに従って運転中の層側電力変換器を逆側電力
変換器に切換えるのであるが、この電力変換器切換え時
の切換え無駄時間中に直流中間回路電圧の上昇分を抑制
することができるので、定常運転時の直流中間回路電圧
をこの電圧上昇分だけ高くすることができるし、負荷の
電圧も高くできる。それ放電力変換器と電圧形インバー
タはこの定常時電圧の増大に見合って電流容量を低減で
きるので、これら電力変換器や電圧形インパークのコス
トを低下させることができるばかりでなり、装置全体を
小形化できる利点もあわせて有する。
で順逆切換えを行う１対の電力変換器と、これから直流
電力の供給を受ける電圧形インバータとで構成される装
置において、運転モードが駆動モードから制動モードに
切換わるのに従って運転中の層側電力変換器を逆側電力
変換器に切換えるのであるが、この電力変換器切換え時
の切換え無駄時間中に直流中間回路電圧の上昇分を抑制
することができるので、定常運転時の直流中間回路電圧
をこの電圧上昇分だけ高くすることができるし、負荷の
電圧も高くできる。それ放電力変換器と電圧形インバー
タはこの定常時電圧の増大に見合って電流容量を低減で
きるので、これら電力変換器や電圧形インパークのコス
トを低下させることができるばかりでなり、装置全体を
小形化できる利点もあわせて有する。
第１図は本発明の実施例を示すブロック図であり、第２
図はｗＩ環電流無しで順逆の切換えを行う１対の電力変
換器から電力の供給を受ける電圧形インバータの従来例
を示すブロック図である。 １：３相交流ｔＢ、２Ｆ：電力変換器としての層側サイ
リスタ変換器、２Ｒ：電力変換器としての逆側サイリス
ク変換器、３：ｉｉ！圧形インバータとしてのトランジ
スタインバータ、４：直流リアクトル、５：平滑コンデ
ンサ、７：負荷としての誘導電動機、８：速度検出器、
ＩＯＡ、 ＩＯＢ：変流器、１１：整流器、２１Ｆ、
２１Ｒ：ゲートパルス発生器、２２Ｆ。 ２２Ｒ：ゲート位…角発住器、２７：制動モード切換え
回路、２８：電流調節器、２９：電圧調節器、３ｏ：変
換器切換え回路、３１：電圧設定器、３０１：ベース駆
動回路、３０２：バ／Ｌ／ス幅変調器、３０３：１ｉｉ
ｊｉｊ調節器、３０４：ヘクｌ−ＪＬ［ｌ算ａ、３０５
：トルク指令切換え回路、３０６：速度調節器、３０７
；速度設定器。 団・１．ｍｌｌ歯山１７ μ
図はｗＩ環電流無しで順逆の切換えを行う１対の電力変
換器から電力の供給を受ける電圧形インバータの従来例
を示すブロック図である。 １：３相交流ｔＢ、２Ｆ：電力変換器としての層側サイ
リスタ変換器、２Ｒ：電力変換器としての逆側サイリス
ク変換器、３：ｉｉ！圧形インバータとしてのトランジ
スタインバータ、４：直流リアクトル、５：平滑コンデ
ンサ、７：負荷としての誘導電動機、８：速度検出器、
ＩＯＡ、 ＩＯＢ：変流器、１１：整流器、２１Ｆ、
２１Ｒ：ゲートパルス発生器、２２Ｆ。 ２２Ｒ：ゲート位…角発住器、２７：制動モード切換え
回路、２８：電流調節器、２９：電圧調節器、３ｏ：変
換器切換え回路、３１：電圧設定器、３０１：ベース駆
動回路、３０２：バ／Ｌ／ス幅変調器、３０３：１ｉｉ
ｊｉｊ調節器、３０４：ヘクｌ−ＪＬ［ｌ算ａ、３０５
：トルク指令切換え回路、３０６：速度調節器、３０７
；速度設定器。 団・１．ｍｌｌ歯山１７ μ
Claims (1)
- １）直流中間回路からの直流電力を交流電力に変換して
負荷に給電する電圧形インバータと、交流電源に接続さ
れ、前記直流中間回路に対して互いに逆並列接続されて
循環電流無しで順逆切換えを行う１対の電力変換器とで
構成されている装置において、前記電圧形インバータの
運転モードが駆動モードから制動モードに変化するさい
に、前記１対の電力変換器のうち、運転中の順側電力変
換器の電流を遮断し、このときに放出される回路インダ
クタンス中のエネルギーを前記電圧形インバータを介し
て負荷に与えたのちに逆側電力変換器を動作させるとと
もに、この電圧形インバータを制動モードで運転させる
ことを特徴とする電圧形インバータの電源回生方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20090785A JPS6264281A (ja) | 1985-09-11 | 1985-09-11 | 電圧形インバ−タの電源回生方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20090785A JPS6264281A (ja) | 1985-09-11 | 1985-09-11 | 電圧形インバ−タの電源回生方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6264281A true JPS6264281A (ja) | 1987-03-23 |
Family
ID=16432246
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20090785A Pending JPS6264281A (ja) | 1985-09-11 | 1985-09-11 | 電圧形インバ−タの電源回生方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6264281A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5150854A (en) * | 1989-05-29 | 1992-09-29 | Shimano Industrial Co., Ltd. | Two-bearing reel provided with engaging members for suspender strap |
| JP2003009734A (ja) * | 2001-07-02 | 2003-01-14 | Shimano Inc | 両軸受リール |
-
1985
- 1985-09-11 JP JP20090785A patent/JPS6264281A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5150854A (en) * | 1989-05-29 | 1992-09-29 | Shimano Industrial Co., Ltd. | Two-bearing reel provided with engaging members for suspender strap |
| JP2003009734A (ja) * | 2001-07-02 | 2003-01-14 | Shimano Inc | 両軸受リール |
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