JPS627741B2 - - Google Patents
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-
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Description
この発明は楽音信号等に混入したパルス性の雑
音を線型予測の手法を用いて検出し、その部分を
近傍の信号にもとづいて作成した代替信号に置換
えることにより雑音除去を行なうようにした雑音
除去装置に関する。 楽音信号や音声信号等に混入する雑音はPCM
（pulse code modulation）などのデイジタル伝送
系では符号誤りに起因するもの、あるいはアナロ
グ伝送系では例えばレコード再生におけるレコー
ド盤上の傷やほこりによるいわゆるクリツクノイ
ズ、ラジオチユーナに外来する自動車のイグニツ
シヨンノイズなど極めて多様である。 そこで従来からこれらの雑音を除去する方法が
多数考えられている。除去する過程は大きく分け
て、入力された信号が正規の信号か否（すなわち
雑音）かを判断する“雑音検出”と、これをいか
に復原するかという広い意味での“信号補正”と
で構成される。適切な雑音除去を行なうためには
これら両方が正確なものでなければならない。従
来においては、前者についてはPCMでは良く知
られたように誤り検出符号をデータの一部として
これを利用するパリテイチエツク法やCRC
（cyclic redundancy check）コードによるもの
が一般的であるが、符号フオーマツトに制約があ
ることや、原理的にアナログ信号上のノイズにつ
いては適用できない（デイジタル化した信号の転
送の過程において生じたバーストエラー等による
雑音しか検出できず、原信号自体に含まれる雑音
は検出できない）大きな欠点がある。また、これ
を避ける方法として入力信号の前後の値から求め
た線型予測値と入力信号との予測誤差に基づく検
出方法（管原、池田、山崎、伊藤：日本音響学会
講演論文集３―２―６，Oct.1979）や周波数スペ
クトル領域での引き算を利用した方法（吉谷：電
子通信学論文誌′80/12Vol.J63ANo.12）などが最
近考えられているが、平均的な信号レベルの変化
や相関性の低い楽音（ミユージツクシンセサイザ
で用いられるピンクノイズや弦楽器等の音の立上
りなど）に対応できず誤つた検出（雑音を見おと
したり楽音を雑音と判断すること）をするケース
がかなりあつた。 また、後者については従来一般的であるのは、
前置保持（雑音が発生する直前の正しい値を雑音
が発生している区間にわたつて保持する方法）や
平均値補間（雑音が発生する直前と雑音が通過し
た直後の正しい値の平均値を雑音が発生している
区間にわたつて保持する方法）がほとんどであ
り、単一誤りに対してはそれでも有効であるが、
30〜50サンプル（50kHzのサンプリング周期で約
1msecの時間）にわたる長い雑音に対しては雑音
抑圧効果がないか、あるいは逆効果である（補間
信号と原信号とのつなぎ目で段差が生じるなどむ
しろ雑音が目立つ）場合が多かつた。 この発明は上述の点に鑑みてなされたもので、
誤り検出符号をデータの一部に持つことなく（し
たがつて本来の情報を表わすデータの符号を制限
することなく）、相関性の低い信号に対しても雑
音か否かを正確に判定でき、かつバーストエラー
（長い区間にわたる誤り）あるいは1msec程度の
長い雑音に対しても充分な抑圧効果をあげること
ができ、更には原信号自体に含まれる雑音に対し
ても適用できる雑音除去装置を提供しようとする
ものである。 この発明はデイジタル化された連続した入力信
号（原信号）の線型予測係数を算出し、この線型
予測計数から線型予測値を演算し、更に線型予測
値と入力信号との差（予測誤差）を求め、一方
時々刻々変化する入力信号の複数のサンプルおよ
びこれら複数のサンプルに対応する予測誤差のそ
れぞれの短区間積分値に応じて各時点におけるし
きい値を自動的に設定し、前記予測誤差がこのし
きい値を越えた場合雑音が発生したと判定してそ
の近傍の入力信号に基づき代替信号を作成し、雑
音を発生している区間をこの代替信号で置換える
ことにより雑音除去を行なうようにしたものであ
る。すなわち、線型予測の手法を用いることによ
り誤り検出符号をデータの一部に持つ必要をなく
し、かつ原信号自体に含まれる雑音にも適用でき
るようにし、入力信号の複数のサンプルおよびこ
れら複数のサンプルに対応する予測誤差のそれぞ
れの短区間積分値に応じてしきい値を自動的に変
動させることにより相関性の低い信号に対しても
誤判定をなくし、雑音区間近傍の雑音を含まない
入力信号に基づき入力信号に近似した代替信号を
作成することによりバーストエラーあるいは
1msec程度の長い雑音に対しても充分な抑制効果
をあげている。 以下この発明を添付図面の実施例を参照して詳
しく説明する。 第１図は以下に説明する実施例の概略を示した
ものである。この図において入力信号ｘiは原信
号を適宜の周期でサンプリングし、デイジタル化
したものである。線型予測係数算出回路１は入力
信号ｘiの短区間における最適な予測係数を求め
雑音検出回路２に送出する。雑音検出回路２では
与えられた予測係数に基づき予測値ｘiを演算
し、入力信号ｘiとの差（予測誤差）Δｘi＝ｘi−
ｘiを計算し、予測誤差の絶対値｜Δｘi｜が設定
されたしきい値ＬSより大きな値をとつた場合に
そこに雑音が存在すると判定し、雑音検出信号を
発生する。信号補正回路３では、雑音検出信号を
受けて入力信号ｘiの代りに適当な代替信号を発
生し、これを出力信号ｙiとする。雑音が検出さ
れない場合には入力信号ｘiがそのまま出力信号
ｙiとなる。 第１図の詳細例を第２図に示す。以下第２図の
各部分について説明する。 〔１〕 線型予測係数算出回路１ 第２図の例では線型予測係数算出回路１は、ま
ず自己相関関数算出回路１０で自己相関関数r0，
r1，…，ｒpを求め、次に線型予測係数演算回路
１１でr0，r1，…，ｒpを係数とする連立方程式
を解くことにより線型予測係数a1，a2，…，ａp
を算出する。 自己相関関数の算出方法およびそれから線型予
測係数を算出する方法は次の通りである。 (A) 自己相関関数の算出 一般にデイジタル化された信号のサンプル列
（この実施例では楽音に対応させるためサンプリ
ング周期は約50kHzに選ばれている）ｘi（ｉ＝
…，−２，−１，０，１，２，…）の自己相関関数
ｒj（ｊ＝０，１，２，…）は互いにｊ個離れた
２個のサンプルの積の期待値として定義され、次
式で与えられる。 第(1)式は信号全体の相関関数を与え、時刻には
依存しない。 時々刻々変化してゆく信号の各部分区間での相
関関数に着目する場合には第(1)式の代わりに時刻
ｉに依存する短区間自己相関関数を近似的に用い
る。時刻ｉとその直前のＮ―１個のサンプル（合
計Ｎ個）のサンプル間での短区間自己相関関数 で与えられる。ただし、この式の算出に用いられ
るサンプル値ｘk+jのうち、着目している区間
（ｉ−Ｎ＋１からｉ）から外れるものについて
は、これを０と置く。したがつてＮ個以上離れた
サンプル間の自己相関関数ｒj（ｊ＞Ｎ）＝０とな
る。雑音検出を行なうためには、発明者の実験に
よればＮ個の相関関数の全てを知る必要はなく、
低次の５〜６項（ｊが０から５または６まで）求
めれば充分であることがわかつた。また、第(2)式
中の定数係数1/Nは予測係数の算出過程では実質
的に影響せず、無視することができる。 以上のことを踏まえると、必要な短区間自己相
関関数ｒj,iは次のようになる。 展開して書けば となる。 第(4)式の演算をハードウエアで行なうために逐
次演算形式に書き換える。第３図はこれを説明す
るためのもので、各時刻におけるデータを上下２
段に〇印で示し（着目している区間から外れるも
のはすべて０でありこれをＸ印で示す）、相関を
取るためにかけ合せる２個のデータの組合せを線
で結んだものである。第（ｉ−１）ステツプで自
己相関関数ｒj,i-1が得られていたとすると、第ｉ
ステツプの自己相関関数ｒj,iはｒj,i-1に新たに着
目している区間に入つてきた組合せ（太い実線で
示す）の積ｘi-j・ｘiを加え、その区間から出て
いつた組合せ（太い点線で示す）の積ｘi-N・ｘi-
Ｎ＋ｊを引くことにより求められる。すなわち、 ｒj,i＝ｒj,i-1＋ｘi-j ・ｘi−ｘi-N・ｘi-N+j (5) として求められる。 第４図は第(5)式の演算を行なうように構成した
自己相関関数算出回路１０の一例を示すものであ
る。入力信号ｘiはｐ個のレジスタ１９―１，１
９―２，…，１９―ｐで順次シフトされ、レジス
タ１９―１，１９―２，…，１９―ｐからは信号
ｘi-1，ｘi-2，…，ｘi-pがそれぞれ得られる。信
号ｘi-pは遅延回路１２でＮ−2p段遅延されてｘi
−Ｎ＋ｐとなり、更にｐ個のレジスタ２０―ｐ，…，
２０―２，２０―１で順次シフトされて信号ｘi-
Ｎ＋ｐ−１，…，ｘi-N+1，ｘi-Nがそれぞれ得られる。
最終の出力ｘi-Nは入力信号ｘiをＮ段遅延したも
のとなる。 第４図において符号１３―０，１３―１，…，
１３―ｐで示した回路はそれぞれｊ＝０，１，
…，Ｐにおける自己相関関数r0，r1，…ｒpを求
めるものである。例えばｊ＝０の自己相関関数r0
を求める回路１３―０について説明すれば、乗算
器１４で着目している区間に新たに入つてきた組
合せの積ｘi・ｘiを求め、乗算器１５で区間から
出ていつた組合せの積ｘi-N・ｘi-Nを求める。ア
キユームレータ１６は加算器１７とレジスタ１８
の組合せによりサンプリング周期ごとに乗算器１
４の出力を累算し、乗算器１５の出力を減算して
いく。これにより第ｉステツプではレジスタ１８
からはその時点における自己相関関数ｒ0,iが得ら
れる。次のステツプｉ＋１では前に得られた自己
相関関数ｒ0,iに、新たに入つてきた組合せの積ｘ
i+1・ｘi+1を加算し、出ていつた組合せの積Ｘi-N+
１・ｘi-N+1を減算してｒ0,i+1を求める。他の回路
１３―１，１３―２，…，１３―ｐでも同様にし
てｊ＝１，２，…，ｐにおける自己相関関数r1，
r2，…ｒpを各ステツプごとに求める。尚、第４
図において各レジスタおよび遅延回路１２は初期
状態ではすべてクリアされている。 第５図は自己相関関数算出回路１０の別の構成
例を示すものである。この回路はレジスタおよび
遅延回路による遅延を一方向に限るようにした
（すなわち第４図の回路のように折返さないよう
にした）ものである。第４図の場合は第６図ａに
示すように着目しているＮ個の区間から外れるデ
ータについてはすべて０と置き第（ｉ−１）ステ
ツプの自己相関関数ｒj,i-1に新たに区間に入つて
きた組合せの積ｘi-j・ｘiを加え、出ていつた組
合せの積ｘi-N・ｘi-N+jを引いて第ｉステツプの
自己相関関数ｒj,iを求めたが（第(5)式）、ここで
は第６図ｂに示すように区間外のデータを０と置
かずにそのまま利用して自己相関関数を求める。
すなわち、この方法では自己相関関数ｒj,iは となる。これを逐次演算形式を利用すれば、第６
図ｂから明らかなように、１つ前の第（ｉ−１）
ステツプにおける自己相関関数ｒj,i-1に新たに区
間に入つてきた組合せの積ｘi・ｘi-jを加え、出
ていつた組合せの積ｘi-N・ｘi-N-jを引くことに
より下記第(7)式のように求められる。 ｒj,i＝ｒj,i-1＋ｘi ・ｘi-j−ｘi-N・ｘi-N-j (7) 第５図においてＰ個のレジスタ２１―１，２１
―２，…，２１―ｐは入力信号ｘiをサンプリン
グ周期ごとにシフトして信号ｘi-1，ｘi-2，…，
ｘi-pをそれぞれ出力する。遅延回路２６は入力
信号ｘiをＮ段遅延して信号ｘi-Nを出力する。ま
た、ｐ個のレジスタ２２―１，２２―２，…，２
２―ｐは信号ｘi-Nをサンプリング周期ごとにシ
フトして信号ｘi-N-1，ｘi-N-2，…，ｘi-N-pをそ
れぞれ出力する。符号２３―０，２３―１，…，
２３―ｐで示した回路はそれぞれｊ＝０，１，
…，ｐにおける自己相関関数r0，r1，…，ｒpを
求める回路である。すなわち、符号２３―０で示
す回路についていえば、乗算器２４で新たに区間
に入つてくる組合せの積ｘi・ｘiを求め、乗算器
２５で区間から出ていく組合せの積ｘi-N・ｘi-N
を求め、アキユームレータ２６で前のステツプで
得られた自己相関関数にこれらを加算、減算して
ｊ＝０の自己相関関数r0を求める。他の回路２３
―１，…，２３―ｐについても同様にして自己相
関関数r1，…，ｒpをそれぞれ求めている。 尚、第５図の方法では第６図ｂにＡ○で示す組合
せの積が余分に加算されることになる。しかし、
Ｎ＞Ｐとなるように区間幅Ｎを予測項数ｐに比べ
て充分大きくすれば、ｐをある程度（３〜５個）
以上取れば誤差は小さいから実用上の問題はな
い。実際にもＮ＝2048、ｐ＝４程度に設定するの
でＮ＞Ｐを充分満足する。また逐次式に基づく上
記のような算出はＮが比較的大きいにもかかわら
ず演算数は少なくでき、かつ予測項数Ｐを合理的
に小さくすることが可能なため、リアルタイム処
理を容易とし、かつ装置としても極めて簡単な構
成とすることができる。 第７図は自己相関関数算出回路１０の更に別の
構成例を示すものである。これは第(5)式の第３項
ｘi-N・ｘi-N+j（区間の外に出ていつた組合せの
績）を第２項ｘi-j・ｘi（新たに区間に入つてき
た組合せの積）の遅延として扱い、乗算器を半減
させたものである。第７図においてｐ個のレジス
タ２５―１，２５―２，…，２５―ｐは入力信号
ｘiをサンプリング周期ごとに順次シフトしてい
く。符号２６―０で示す回路において乗算器２７
はｘi・ｘiを求め、遅延回路２８はこれをＮ段遅
延して信号Ｘi-N・ｘi-Nを出力する。加算器２９
はレジスタ３０の出力に信号ｘi・ｘiを加算、信
号ｘi-N・ｘi-Nを減算してｊ＝０における自己相
関関数r0を求める。他の回路２６―１，２６―
２，…，２６―ｐにおいても同様にして（ただし
遅延段数はＮ−ｊとする）ｊ＝１，２，…，ｐに
おける自己相関関数r1，r2，…，ｒpをそれぞれ
求める。尚、遅延段数はＮ−ｊとせずにすべてＮ
としてもＮ≫Ｐであるので実用上問題はない。こ
のようにした場合には自己相関関数ｒj,iは となり、第５図の場合と同じになる。 (B) 線型予測係数の算出 第２図において自己相関関数算出回路１０で算
出されたＰ個の自己相関関数ｒ0,i，ｒ1,i，…，ｒ
p,iは予測係数a1，a2，…，ａpを算出する線型予
測係数演算回路１１に送られる。ここではｒ0,i，
ｒ1,i，…，ｒp,iを係数とする次式の一次連立方
程式を解く演算が行なわれる。 この方程式によつて予測係数a1，a2，…，ａp
を得ることができる理由は次の通りである。 予測係数a1，a2，…ａpは予測誤差の二乗和を
最小にする係数の組として定義される。すなわ
ち、ｋ番目のサンプルをｘk、ｘkの直前のｐサン
プルによるｘkの予測値をｘk、予測誤差をΔｘk
とおけば、予測誤差Δｘkの二乗和は次のように
書ける。 ただし、 ｃj,lは第(12)式から明らかなようにｊ，ｌに対し
て対称であり、ｊ＞ｌ，ｍ＝ｋ−ｊと置き、着目
している区間ｋ＝ｉ−Ｎ＋１，ｉ−Ｎ＋２，…，
ｉ以外のサンプル値ｘkを０とみなしていること
に注意すれば、 を得る。 ところで、第(11)式のａj，ａlはＥを最小にする
からＥのａjに関する偏微分は０となり、 すなわち これは第(8)式にほかならない。 第(8)式の方程式はマイクロプロセツサ（第２図
の線型予測計数演算回路１１）による数値計算
で、行列のはき出しを利用した解法あるいは行列
の対称性を利用したLevinsonの方法
（Levinson，N.：The Wiener RMS Error
Criterion in Filter Design and Prediction.J.
Math.Phys.25，261―278（1947））によつて解く
ことができる。マイクロプロセツサとして
LSI11／23を用いた場合の演算時間はFORTRAN
プログラムで約17msec、アセンブラプログラム
で約6msecとなる。音楽信号においては10〜
40msecの時間内においては準定常的にみなすこ
とができ、予測係数はほぼ一定であり毎サンプル
ごとに算出する必要はない。したがつて、例えば
アセンブラプログラムを利用し、10msecごと
（50kHzのサンプリング周期では500サンプルごと
ということ）に１度予測計数a1，a2，…，ａpを
更新するようにすればよい。 〔２〕 雑音検出回路２ 第１図の雑音検出回路２は例えば第２図に示す
ように線型予測値演算回路３０、予測誤差検出回
路４０、しきい値設定回路５０、比較回路７０お
よび他の回路との同期を取るための若干の遅延回
路８０等で構成されている。それぞれの回路につ
いて説明する。 (A) 線型予測値演算回路３０ 線型予測値演算回路３０はｐ個のレジスタ３１
―１，３１―２，…，３１―ｐとｐ個の乗算器３
２―１，３２―２，…，３２―ｐと１個の加算器
３３によつて、ｘiの直前のｐ個のサンプルｘi-
１，ｘi-2，…，ｘi-pおよび前記求められた線型
予測係数a1，a2，…，ａpから、ｘiの予測値ｘi ｘi＝a1xi-1＋a2xi-2＋…＋ａpｘi-p (16) を算出する。 (B) 予測誤差検出回路４０ 予測誤差検出回路（加算器）４０は予測値ｘi
と実際の信号ｘiとの偏差すなわち予測誤差Δｘi Δｘi＝ｘi−ｘi を求める。 実際のデータｘiと予測値ｘiとは例えば第８図
ａ，ｂのような関係になる。すなわち、信号の定
常状態においては予測値ｘiはｘiとほぼ等しい波
形となり、予測誤差Δｘiは微少な値となる。し
かし、雑音が混入すると、信号の状態が部分的に
非定常となるため、予測誤差Δｘiは第８図ｃに
示すようにその部分で大きな変化が生ずる。 (C) 比較回路７０ 以上のようにして求められた予測誤差Δｘiは
遅延回路８０においてN/2段遅延されてΔｘh
（ｈ＝ｉ−Ｎ／２）となつて比較回路７０に入力され る。比較回路７０は絶対値回路７１で予測誤差の
絶対値｜Δｘh｜を求め、比較器７２で｜Δｘh｜
としきい値設定回路５０から来るしきい値ＬSと
を比較し、｜Δｘh｜≧ＬSとなつたとき雑音検出
フラグＦNを発生する。一般に雑音は10〜30サン
プルにわたることが多く、雑音検出フラグＦNは
例えば第８図ｃのt1―t2間の比較結果を拡大して
示した第８図ｄのようにしばらくの間何回もオ
ン，オフを繰返す。波形整形回路（エツジトリガ
単安定マルチバイブレータ）７３は第８図ｅに示
すように雑音検出フラグＦNの立上りにより短い
時間だけオフとなり、以後予め設定された再トリ
ガ禁止区間T0の間オン状態を保ち続ける。この
波形整形回路７３の出力ＴNは後述するクロスフ
エーダを制御するために用いられる。 (D) しきい値設定回路５０ しきい値設定回路５０は雑音検出能力を左右す
る重要な回路である。予測誤差Δｘiは入力信号
ｘiに雑音が混入していない場合でも入力信号ｘi
の振幅や波形の性質によつて多少変動する。すな
わち、定常的な信号でも振幅が大きくなれば予測
誤差Δｘiはそれに比例して大きくなる（入力の
平均レベルが大きければ、当然通常の変化でも予
測誤差は大きくなる。）また、信号ｘi自体が非定
常的で相関性が低ければ、予測誤差△ｘiの平均
レベルし増大する（例えば、サ、シ、ス、セ、ソ
などの撥音は、基本的に変化の激しい信号であ
り、概して予測誤差が大きくなる。）したがつ
て、常に同じしきい値で処理していては、不要な
修正をし、さらには新たな雑音を発生させること
になる。 このためにしきい値設定回路５０では入力ｘi
と予測誤差△ｘiのそれぞれの短区間積分値を求
め、これらに応じてしきい値ＬSを算出する。こ
こで短区間について積分値を求めるということ
は、雑音検出を行なう近辺の平均値を求めるとい
うことであり、これにより時々刻々変化する信号
ｘiに応じた適切なしきい値が求められる。すな
わち、しきい値設定回路５０では、短区間積分値
を求める一例として、入力ｘiの短区間二乗和Ｐx
および予測誤差Δｘiの短区間二乗和ＰΔｘを求
め、この２つの代数和から適当な関数によつてし
きい値ＬSを算出するという方法を取る。 すなわち、 ここに、G1，G2，G3は入力信号ｘiに応じて手動
で設定もしくは固定にしておく感度係数である。
一般的にはG3は0.01程度に固定しておけば充分で
ある。 しきい値設定回路５０において符号５１で示し
た回路は入力ｘiの短区間二乗和Ｐxを逐次演算形
式により求める回路である。乗算器５３は入力信
号ｘiの二乗値ｘi ２を求め遅延回路５４はこれを
Ｎ段遅延してｘi−N2を出力する。加算器５５は
サンプリングごとのｘi ２値をレジスタ５６に累
算していく。そして、遅延回路５４の出力ｘi−
N2すなわち着目している区間（ｉ−Ｎ＋１から
ｉ）から外れていつたものを減算することにより
第（17）式のＰxを求める。尚、Ｐx算出回路５１
はＰx＝ｒ0,iであることから自己相関関数算出回
路１０からの信号をそのまま用いることが可能で
ある。 しきい値設定回路５０において符号５７で示し
た回路は予測誤差Δｘiの短区間二乗和Ｐ〓xを逐
次演算形式により求める回路である。乗算器５８
は予測誤差Δｘiの二乗値Δｘi ２を求め、遅延回
路５９はこれをＮ段遅延してΔｘi-N２を出力す
る。加算器６０はサンプリングごとのΔｘi ２値
をレジスタ６１に累算していく。そして、遅延回
路５９の出力Δｘi-N２を減算することにより第
（17）式のＰ〓xを求める。 以上のようにして求められたＰx，Ｐ〓xは乗算
器６２，６３で感度係数G1，G2がそれぞれかけ
られた後加算器６４で足し合わされる。これによ
り加算器６４からはG1.Px＋G2・Ｐ〓xが出力され
る。しきい値出力回路６５はROM（リードオン
リメモリ）を用いた数値テーブルで、関数Ｆ(Z) Ｆ(Z)＝G3・√（Ｚ＝G1・Ｐx
＋G2・Ｐ〓x） (18) からしきい値ＬSを算出して前記比較回路７０に
出力する。 尚、しきい値設定回路５０は次のように構成す
ることもできる。 第２２図のしきい値設定回路１５０は、第２
図のしきい値設定回路５０のようにΔｘi ２と
ｘi ２をそれぞれ累算した後にそれらを加算す
るのではなく、Δｘi ２とｘi ２を加算した後に
累算することにより、累算手段を共通化し、構
成を簡略化するようにしたものである。 第２２図において、予測誤差Δｘiは乗算器
１５１で二乗され、乗算器１５２で感度係数Ｇ
１がかけられる。入力ｘiは乗算器１５３で二
乗され、乗算器１５４で感度係数Ｇ２がかけら
れる。加算器１５５はこれらを加算して、 Ｇ１・Δｘi ２＋Ｇ２・ｘi ２ を出力する。遅延回路１５６はこれをＮ段遅延
して、 Ｇ１・Δｘi-N２＋Ｇ２・ｘi-N２ を出力する。加算器１５７はサンプリングごと
の加算器１５５の出力をレジスタ１５８に累算
し、遅延回路１５６の出力を減算して、 を出力する。 しきい値出力回路（ROM）１５９はレジス
タ１５８の出力に対応したしきい値ＬS（第
（17）式参照）を読出す。 第２３図，第２４図，第２５図のしきい値設
定回路１６０，１７０，１８０は、第２図およ
び第２３図のしきい値設定回路５０，１５０が
二乗をするために高価な乗算器を必要とし、か
つ、各段のビツト数が大きくなつて回路規模が
大きくなることに鑑み、二乗なしにしきい値を
算出しようとするものである。 この方法では、データを半波整流して符号が
＋のデータのみを使つて算出するもの、あるい
はデータを全波整流して＋，−両方のデータを
使つて算出するものがある。また、使用するデ
ータは入力ｘiと予測誤差Δｘiの両方を使うも
の、あるいは一方のみを使うものがある。これ
らの組合せとしてはあらゆるものが考えられ
る。 イ 第２３図のしきい値設定回路１６０はΔｘ
iの半波整流したデータを使用したものであ
る。Δｘiは１ビツトの符号ビツトと、Ｎ−
１ビツトのデータビツトの計Ｎビツトで構成
されている。データビツトの信号はゲート１
６１に加わり、符号ビツトはその信号が
“０”のとき（データが＋のとき）ゲート１
６１をオンし、“１”のとき（データが−の
とき）ゲート１６１をオフして半波整流を行
なう。 遅延回路１６２はゲート１６１の出力を
2M段遅延する。加算器１６３はサンプリン
グごとのゲート１６１の出力をレジスタ１６
４に累算し、遅延回路１６２の出力を減算す
る。レジスタ１６４の出力によつてROM１
６５からしきい値が読出される。 ロ 第２４図のしきい値設定回路１７０はΔｘ
iの全波整流したデータを使用したものであ
る。これはデータの負数が2′s complement
（２に対する補数）で表わされている場合の
例である。Δｘiの符号ビツト（“０”が＋、
“１”が−）で排他的オア回路１７１を制御
することにより、＋のデータはそのまま出力
し、―のデータは絶対値化して出力して全波
整流される。 遅延回路１７２は排他的オア回路１７１の
出力を２M段遅延する。加算器１７３はレジ
スタ１７４に排他的オア回路１７１の出力を
累算し、遅延回路１７２の出力を減算する。
レジスタ１７４の出力によつてROM１７５
からしきい値が読出される。 尚、データがsign magnitude（符号絶対
値）で表わされている場合はデータビツトだ
けをそのまま取出せば全波整流されたことに
なる。 ハ 第２５図のしきい値設定回路１８０はｘi
を半波整流したものとΔｘiを半波整流した
ものの両方を使用したものである。 Δｘi，ｘiは第２３図と同様の方法でゲー
ト１８１，１８２によつてそれぞれ半波整流
される。半波整流されたデータは乗算器１８
３，１８４でそれぞれ感度係数Ｇ１，Ｇ２が
かけられた後加算器１８５で加算される。加
算器１８７は加算器１８５の出力をレジスタ
１８８に累算し、遅延回路１８６の出力（加
算器１８５の出力を２M段遅延したもの）を
減算する。レジスタ１８８の出力によつて
ROM１８９からはしきい値が出力される。 (E) 遅延回路８０ 比較回路７０の入力側に設けられたN/2段の遅
延回路８０は、第９図に示すように時刻ｉで算出
されるしきい値ＬSをそれを求めるためのＮサン
プルの区間の中央のサンプル（●印で示す）に適
用させるためのもの、いいかえれば各サンプルに
ついて適用するしきい値ＬSをそのサンプルの前
後各N/2サンプルの区間のサンプルにもとづいて
算出させるためのものである。この遅延により、
各サンプルに対してその両側の信号によつて決ま
る適切なしきい値が与えられるようになる。遅延
の長さをN/2以外に設定することにより、先行
部、後行部のどちらかにより重みを持たせること
もできる。例えば遅延をN/4に選べば後続する信
号の方により重みづけがなされることになる。
尚、第２図の遅延回路７４，７５は遅延回路８０
とあわせるために設けられたもので、その遅延段
数はともにN/2に設定されている。 〔３〕 信号補正回路 第２図の信号補正回路３は入力信号ｘhに雑音
が検出された場合に、それに代わる適当な代替信
号ｘh′を発生し、ｘhに置き換える動作を行な
う。代替信号ｘh′の作成方法および入力信号ｘh
と代替信号ｘh′の切換え方法には以下のようにい
くつかの種類がある。 第１０図に常用されている信号補正回路を示
す。第１０図ａの信号補正回路３―１は代替信
号ｘh′として雑音検出回路２で算出された予測
値ｘhを用いるものである（尚、第２図はこの
ように構成した場合について示したものであ
る）。セレクタ８１は前記雑音検出フラグＦNk
＝０のとき（雑音がないとき）入力信号ｘhを
そのまま出力し、ＦNk＝１のとき（雑音が発生
しているとき）代替信号ｘhを出力する。 第１０図ｂの信号補正回路３―２は前後のサ
ンプル値の線型結合 ｘh′＝１／６｛−ｘh-2＋4xh-1 ＋4xh+1−ｘh+2｝ (19) を代替信号として用いるものである。この回路に
おいてレジスタ８２〜８５はサンプリングごとに
入力信号ｘhを順次シフトしていき、信号ｘh-1、
ｘh-2、ｘh-3、ｘh-4をそれぞれ出力する。ここで
はｘh-2を基準としてそれより前のサンプル値ｘh
−３、ｘh-4と後のサンプル値ｘh-1、ｘhとから代替
信号ｘh-2′ ｘh-2′＝１／６｛−ｘh＋4xh+1 ＋4xh+3−ｘh+4｝ すなわち第（19）式のｘh′を２段遅延した信号を
作成している。尚、この場合、雑音検出フラグＦ
Nhはレジスタ８６，８７により２段遅延してＦNh
−２として利用する。 以上の２つの方法は、単一サンプルだけの雑音
の場合には相当効果をあげるが、第８図に示した
ような10〜30サンプルにわたる雑音に対しては効
果が余りない。 第１１図に新たに提案する信号補正回路を示
す。この回路は雑音が生じた近傍の信号を代替
信号として利用したものである。 第１１図ａの信号補正回路３―３は雑音を除
去する以前の雑音部分近傍の（ここでは雑音以
前の）信号を代替信号としたものである。すな
わち、入力信号ｘhを遅延回路９０（雑音部分
以前の時点から代替信号に切換えるためのもの
（第１２図参照））でＭ1段遅延してｘh-M1を作
成し、更に遅延回路９１でM2段遅延して代替
信号ｘh-M1-M2を作成する。入力信号ｘh-M1およ
び代替信号ｘh-M1-M2はクロスフエーダ９２
（信号切換回路。詳細は後述する）に加えられ
る。クロスフエーダ９２は雑音検出トリガＴNh
（第８図ｅ）により励起されてx1端子の入力を
徐々に減衰させ、x2端子の入力を徐々に増大さ
せて出力端ｙに導き、 信号ｘh-M1の雑音区間を代替信号ｘh-M1-M2で
なめらかに置き換えていく。そして、所定時間
後に逆にx1端子の入力を徐々に増大させ、x2端
子の入力を徐々に減少させてトリガから一定期
間ＴXFにはその出力ｙhを再びｘh-M1に戻す。
これにより信号ｘh-M1-M2の雑音は除去され
る。 第１２図は第１１図ａの回路の動作の一例を
示すものである。この図でｅはクロスフエーダ
９２におけるx1端子入力とx2端子入力の出力ｙ
に導く割合を示すものである。M1段の遅延回
路９０により、雑音が混入する少し前の時点か
ら切換えが開始され、雑音部分を含む前後の数
10サンプル全てが雑音を含まない信号ｘh-M1-M
２に置き換えられている。性質を同じくする近
傍の信号を代替に用いることにより、簡単な回
路できわめて良好な雑音抑圧を行なうことがで
きる。尚、代替を行なう期間ＦXFは目的とする
雑音の最も起りうる雑音時間幅に応じて設定す
ればよい。また、遅延回路９１の遅延時間M2
は、これと前記遅延回路９０の遅延時間M1と
の和である（M1＋M2）分が区間ＴXFより若干長
くなるように設定すればよい。なおここで入力
信号ｘhを遅延する両遅延回路９０，９１は連
続して動作するものであるから、全体遅延時間
が（M1＋M2）なる単一遅延回路を用い、M1分
のところにタツプを設けて使用することがで
き、構成的に簡単にできる。 第１１図ｂの信号補正回路３―４は入力信号
の遅延ではなく出力信号の遅延を用いるもので
ある。第１１図ａの信号補正回路３―３では信
号中に２つの雑音が近接して混入すると１番目
の雑音部分が２番目の雑音の代替として用いら
れ代替信号に雑音が混入してしまうことが起こ
るので、既に雑音が除去されている出力側の信
号を用いるようにしたものである。第１１図ｂ
においてM1段の遅延回路９３は第１１図ａの
遅延回路９０と同様に雑音区間以前の時点から
代替信号に切換えるためのものである。クロス
フエーダ９４も第１１図ａのクロスフエーダ９
２と同様のもので雑音検出トリガＴNhにより励
起されてx1端子入力とx2端子入力をなめらかに
切換える。クロスフエーダ９４の出力ｙhは遅
延回路９５でM2段遅延されてそのx2端子に戻
される。 第１３図ａ〜ｆは第１１図ｂの回路の動作の
一例を示すものである。クロスフエーダ回路９
４は雑音検出トリガＴNhが入力されるごとに励
起される。このときそのx1端子入力とx2端子入
力の出力ｙに導く割合は第１３図ｄのようにな
る。x1端子入力は出力ｙhをM2段遅延したもの
（ｙh-M1）である。すなわち、ノイズ区間にお
いては出力ｙhはそれ自身のM2段前の信号で代
替されたものになる。したがつて第１３図のよ
うに雑音が近接した場合は１番目の代替信号が
更に２番目の代替信号となつて、出力にはいず
れの雑音も除去された信号ｙh（第１３図ｆ）
が得られる。ちなみに、第１１図ａの回路にお
いては、このような場合は第１３図ｇに示すよ
うに２番目の代替区間においてx2端子入力（代
替信号）に１番目の雑音が現われるため、これ
が第１３図ｈに示すように出力ｙhに現われて
しまう。 ところで第１１図ａ，ｂのクロスフエーダ９
２，９４は信号切換にともなうノイズの発生を
防止するようにしたものである。すなわち、単
なるアナログスイツチで切換えた場合にはその
切換時に原信号と代替信号のレベル差により２
次的なノイズが発生してしまうため、これを
序々に切換える（一方を減衰させ、他方を増大
させる）ことによりこれらをなめらかにつなぐ
ようにしたものである。 クロスフエーダ９２，９４の構成例を第１４
図に示す。ここではクロスフエーダ９２，９４
はカウンタ１０１、アンドゲート１０２，
ROM１０３、２個の乗算器１０４，１０５お
よび１個の加算器１０６で構成している。雑音
検出トリガＴNhが入力されるとカウンタ１０１
はリセツトされ、その後固定のクロツクΦ０
（クロスフエード用の比較的おそいクロツク）
によつてカウントアツプを開始し、その最大値
M3に至るとキヤリー出力が出てゲート１０２
をオフすることによりカウントが停止される。
ROM１０３はカウンタ１０１のカウント値を
アドレスとして書込まれている係数α，βを順
次読出す。各カウント値に対する係数α，βの
値は例えば下記第１表のように定められてい
る。
音を線型予測の手法を用いて検出し、その部分を
近傍の信号にもとづいて作成した代替信号に置換
えることにより雑音除去を行なうようにした雑音
除去装置に関する。 楽音信号や音声信号等に混入する雑音はPCM
（pulse code modulation）などのデイジタル伝送
系では符号誤りに起因するもの、あるいはアナロ
グ伝送系では例えばレコード再生におけるレコー
ド盤上の傷やほこりによるいわゆるクリツクノイ
ズ、ラジオチユーナに外来する自動車のイグニツ
シヨンノイズなど極めて多様である。 そこで従来からこれらの雑音を除去する方法が
多数考えられている。除去する過程は大きく分け
て、入力された信号が正規の信号か否（すなわち
雑音）かを判断する“雑音検出”と、これをいか
に復原するかという広い意味での“信号補正”と
で構成される。適切な雑音除去を行なうためには
これら両方が正確なものでなければならない。従
来においては、前者についてはPCMでは良く知
られたように誤り検出符号をデータの一部として
これを利用するパリテイチエツク法やCRC
（cyclic redundancy check）コードによるもの
が一般的であるが、符号フオーマツトに制約があ
ることや、原理的にアナログ信号上のノイズにつ
いては適用できない（デイジタル化した信号の転
送の過程において生じたバーストエラー等による
雑音しか検出できず、原信号自体に含まれる雑音
は検出できない）大きな欠点がある。また、これ
を避ける方法として入力信号の前後の値から求め
た線型予測値と入力信号との予測誤差に基づく検
出方法（管原、池田、山崎、伊藤：日本音響学会
講演論文集３―２―６，Oct.1979）や周波数スペ
クトル領域での引き算を利用した方法（吉谷：電
子通信学論文誌′80/12Vol.J63ANo.12）などが最
近考えられているが、平均的な信号レベルの変化
や相関性の低い楽音（ミユージツクシンセサイザ
で用いられるピンクノイズや弦楽器等の音の立上
りなど）に対応できず誤つた検出（雑音を見おと
したり楽音を雑音と判断すること）をするケース
がかなりあつた。 また、後者については従来一般的であるのは、
前置保持（雑音が発生する直前の正しい値を雑音
が発生している区間にわたつて保持する方法）や
平均値補間（雑音が発生する直前と雑音が通過し
た直後の正しい値の平均値を雑音が発生している
区間にわたつて保持する方法）がほとんどであ
り、単一誤りに対してはそれでも有効であるが、
30〜50サンプル（50kHzのサンプリング周期で約
1msecの時間）にわたる長い雑音に対しては雑音
抑圧効果がないか、あるいは逆効果である（補間
信号と原信号とのつなぎ目で段差が生じるなどむ
しろ雑音が目立つ）場合が多かつた。 この発明は上述の点に鑑みてなされたもので、
誤り検出符号をデータの一部に持つことなく（し
たがつて本来の情報を表わすデータの符号を制限
することなく）、相関性の低い信号に対しても雑
音か否かを正確に判定でき、かつバーストエラー
（長い区間にわたる誤り）あるいは1msec程度の
長い雑音に対しても充分な抑圧効果をあげること
ができ、更には原信号自体に含まれる雑音に対し
ても適用できる雑音除去装置を提供しようとする
ものである。 この発明はデイジタル化された連続した入力信
号（原信号）の線型予測係数を算出し、この線型
予測計数から線型予測値を演算し、更に線型予測
値と入力信号との差（予測誤差）を求め、一方
時々刻々変化する入力信号の複数のサンプルおよ
びこれら複数のサンプルに対応する予測誤差のそ
れぞれの短区間積分値に応じて各時点におけるし
きい値を自動的に設定し、前記予測誤差がこのし
きい値を越えた場合雑音が発生したと判定してそ
の近傍の入力信号に基づき代替信号を作成し、雑
音を発生している区間をこの代替信号で置換える
ことにより雑音除去を行なうようにしたものであ
る。すなわち、線型予測の手法を用いることによ
り誤り検出符号をデータの一部に持つ必要をなく
し、かつ原信号自体に含まれる雑音にも適用でき
るようにし、入力信号の複数のサンプルおよびこ
れら複数のサンプルに対応する予測誤差のそれぞ
れの短区間積分値に応じてしきい値を自動的に変
動させることにより相関性の低い信号に対しても
誤判定をなくし、雑音区間近傍の雑音を含まない
入力信号に基づき入力信号に近似した代替信号を
作成することによりバーストエラーあるいは
1msec程度の長い雑音に対しても充分な抑制効果
をあげている。 以下この発明を添付図面の実施例を参照して詳
しく説明する。 第１図は以下に説明する実施例の概略を示した
ものである。この図において入力信号ｘiは原信
号を適宜の周期でサンプリングし、デイジタル化
したものである。線型予測係数算出回路１は入力
信号ｘiの短区間における最適な予測係数を求め
雑音検出回路２に送出する。雑音検出回路２では
与えられた予測係数に基づき予測値ｘiを演算
し、入力信号ｘiとの差（予測誤差）Δｘi＝ｘi−
ｘiを計算し、予測誤差の絶対値｜Δｘi｜が設定
されたしきい値ＬSより大きな値をとつた場合に
そこに雑音が存在すると判定し、雑音検出信号を
発生する。信号補正回路３では、雑音検出信号を
受けて入力信号ｘiの代りに適当な代替信号を発
生し、これを出力信号ｙiとする。雑音が検出さ
れない場合には入力信号ｘiがそのまま出力信号
ｙiとなる。 第１図の詳細例を第２図に示す。以下第２図の
各部分について説明する。 〔１〕 線型予測係数算出回路１ 第２図の例では線型予測係数算出回路１は、ま
ず自己相関関数算出回路１０で自己相関関数r0，
r1，…，ｒpを求め、次に線型予測係数演算回路
１１でr0，r1，…，ｒpを係数とする連立方程式
を解くことにより線型予測係数a1，a2，…，ａp
を算出する。 自己相関関数の算出方法およびそれから線型予
測係数を算出する方法は次の通りである。 (A) 自己相関関数の算出 一般にデイジタル化された信号のサンプル列
（この実施例では楽音に対応させるためサンプリ
ング周期は約50kHzに選ばれている）ｘi（ｉ＝
…，−２，−１，０，１，２，…）の自己相関関数
ｒj（ｊ＝０，１，２，…）は互いにｊ個離れた
２個のサンプルの積の期待値として定義され、次
式で与えられる。 第(1)式は信号全体の相関関数を与え、時刻には
依存しない。 時々刻々変化してゆく信号の各部分区間での相
関関数に着目する場合には第(1)式の代わりに時刻
ｉに依存する短区間自己相関関数を近似的に用い
る。時刻ｉとその直前のＮ―１個のサンプル（合
計Ｎ個）のサンプル間での短区間自己相関関数 で与えられる。ただし、この式の算出に用いられ
るサンプル値ｘk+jのうち、着目している区間
（ｉ−Ｎ＋１からｉ）から外れるものについて
は、これを０と置く。したがつてＮ個以上離れた
サンプル間の自己相関関数ｒj（ｊ＞Ｎ）＝０とな
る。雑音検出を行なうためには、発明者の実験に
よればＮ個の相関関数の全てを知る必要はなく、
低次の５〜６項（ｊが０から５または６まで）求
めれば充分であることがわかつた。また、第(2)式
中の定数係数1/Nは予測係数の算出過程では実質
的に影響せず、無視することができる。 以上のことを踏まえると、必要な短区間自己相
関関数ｒj,iは次のようになる。 展開して書けば となる。 第(4)式の演算をハードウエアで行なうために逐
次演算形式に書き換える。第３図はこれを説明す
るためのもので、各時刻におけるデータを上下２
段に〇印で示し（着目している区間から外れるも
のはすべて０でありこれをＸ印で示す）、相関を
取るためにかけ合せる２個のデータの組合せを線
で結んだものである。第（ｉ−１）ステツプで自
己相関関数ｒj,i-1が得られていたとすると、第ｉ
ステツプの自己相関関数ｒj,iはｒj,i-1に新たに着
目している区間に入つてきた組合せ（太い実線で
示す）の積ｘi-j・ｘiを加え、その区間から出て
いつた組合せ（太い点線で示す）の積ｘi-N・ｘi-
Ｎ＋ｊを引くことにより求められる。すなわち、 ｒj,i＝ｒj,i-1＋ｘi-j ・ｘi−ｘi-N・ｘi-N+j (5) として求められる。 第４図は第(5)式の演算を行なうように構成した
自己相関関数算出回路１０の一例を示すものであ
る。入力信号ｘiはｐ個のレジスタ１９―１，１
９―２，…，１９―ｐで順次シフトされ、レジス
タ１９―１，１９―２，…，１９―ｐからは信号
ｘi-1，ｘi-2，…，ｘi-pがそれぞれ得られる。信
号ｘi-pは遅延回路１２でＮ−2p段遅延されてｘi
−Ｎ＋ｐとなり、更にｐ個のレジスタ２０―ｐ，…，
２０―２，２０―１で順次シフトされて信号ｘi-
Ｎ＋ｐ−１，…，ｘi-N+1，ｘi-Nがそれぞれ得られる。
最終の出力ｘi-Nは入力信号ｘiをＮ段遅延したも
のとなる。 第４図において符号１３―０，１３―１，…，
１３―ｐで示した回路はそれぞれｊ＝０，１，
…，Ｐにおける自己相関関数r0，r1，…ｒpを求
めるものである。例えばｊ＝０の自己相関関数r0
を求める回路１３―０について説明すれば、乗算
器１４で着目している区間に新たに入つてきた組
合せの積ｘi・ｘiを求め、乗算器１５で区間から
出ていつた組合せの積ｘi-N・ｘi-Nを求める。ア
キユームレータ１６は加算器１７とレジスタ１８
の組合せによりサンプリング周期ごとに乗算器１
４の出力を累算し、乗算器１５の出力を減算して
いく。これにより第ｉステツプではレジスタ１８
からはその時点における自己相関関数ｒ0,iが得ら
れる。次のステツプｉ＋１では前に得られた自己
相関関数ｒ0,iに、新たに入つてきた組合せの積ｘ
i+1・ｘi+1を加算し、出ていつた組合せの積Ｘi-N+
１・ｘi-N+1を減算してｒ0,i+1を求める。他の回路
１３―１，１３―２，…，１３―ｐでも同様にし
てｊ＝１，２，…，ｐにおける自己相関関数r1，
r2，…ｒpを各ステツプごとに求める。尚、第４
図において各レジスタおよび遅延回路１２は初期
状態ではすべてクリアされている。 第５図は自己相関関数算出回路１０の別の構成
例を示すものである。この回路はレジスタおよび
遅延回路による遅延を一方向に限るようにした
（すなわち第４図の回路のように折返さないよう
にした）ものである。第４図の場合は第６図ａに
示すように着目しているＮ個の区間から外れるデ
ータについてはすべて０と置き第（ｉ−１）ステ
ツプの自己相関関数ｒj,i-1に新たに区間に入つて
きた組合せの積ｘi-j・ｘiを加え、出ていつた組
合せの積ｘi-N・ｘi-N+jを引いて第ｉステツプの
自己相関関数ｒj,iを求めたが（第(5)式）、ここで
は第６図ｂに示すように区間外のデータを０と置
かずにそのまま利用して自己相関関数を求める。
すなわち、この方法では自己相関関数ｒj,iは となる。これを逐次演算形式を利用すれば、第６
図ｂから明らかなように、１つ前の第（ｉ−１）
ステツプにおける自己相関関数ｒj,i-1に新たに区
間に入つてきた組合せの積ｘi・ｘi-jを加え、出
ていつた組合せの積ｘi-N・ｘi-N-jを引くことに
より下記第(7)式のように求められる。 ｒj,i＝ｒj,i-1＋ｘi ・ｘi-j−ｘi-N・ｘi-N-j (7) 第５図においてＰ個のレジスタ２１―１，２１
―２，…，２１―ｐは入力信号ｘiをサンプリン
グ周期ごとにシフトして信号ｘi-1，ｘi-2，…，
ｘi-pをそれぞれ出力する。遅延回路２６は入力
信号ｘiをＮ段遅延して信号ｘi-Nを出力する。ま
た、ｐ個のレジスタ２２―１，２２―２，…，２
２―ｐは信号ｘi-Nをサンプリング周期ごとにシ
フトして信号ｘi-N-1，ｘi-N-2，…，ｘi-N-pをそ
れぞれ出力する。符号２３―０，２３―１，…，
２３―ｐで示した回路はそれぞれｊ＝０，１，
…，ｐにおける自己相関関数r0，r1，…，ｒpを
求める回路である。すなわち、符号２３―０で示
す回路についていえば、乗算器２４で新たに区間
に入つてくる組合せの積ｘi・ｘiを求め、乗算器
２５で区間から出ていく組合せの積ｘi-N・ｘi-N
を求め、アキユームレータ２６で前のステツプで
得られた自己相関関数にこれらを加算、減算して
ｊ＝０の自己相関関数r0を求める。他の回路２３
―１，…，２３―ｐについても同様にして自己相
関関数r1，…，ｒpをそれぞれ求めている。 尚、第５図の方法では第６図ｂにＡ○で示す組合
せの積が余分に加算されることになる。しかし、
Ｎ＞Ｐとなるように区間幅Ｎを予測項数ｐに比べ
て充分大きくすれば、ｐをある程度（３〜５個）
以上取れば誤差は小さいから実用上の問題はな
い。実際にもＮ＝2048、ｐ＝４程度に設定するの
でＮ＞Ｐを充分満足する。また逐次式に基づく上
記のような算出はＮが比較的大きいにもかかわら
ず演算数は少なくでき、かつ予測項数Ｐを合理的
に小さくすることが可能なため、リアルタイム処
理を容易とし、かつ装置としても極めて簡単な構
成とすることができる。 第７図は自己相関関数算出回路１０の更に別の
構成例を示すものである。これは第(5)式の第３項
ｘi-N・ｘi-N+j（区間の外に出ていつた組合せの
績）を第２項ｘi-j・ｘi（新たに区間に入つてき
た組合せの積）の遅延として扱い、乗算器を半減
させたものである。第７図においてｐ個のレジス
タ２５―１，２５―２，…，２５―ｐは入力信号
ｘiをサンプリング周期ごとに順次シフトしてい
く。符号２６―０で示す回路において乗算器２７
はｘi・ｘiを求め、遅延回路２８はこれをＮ段遅
延して信号Ｘi-N・ｘi-Nを出力する。加算器２９
はレジスタ３０の出力に信号ｘi・ｘiを加算、信
号ｘi-N・ｘi-Nを減算してｊ＝０における自己相
関関数r0を求める。他の回路２６―１，２６―
２，…，２６―ｐにおいても同様にして（ただし
遅延段数はＮ−ｊとする）ｊ＝１，２，…，ｐに
おける自己相関関数r1，r2，…，ｒpをそれぞれ
求める。尚、遅延段数はＮ−ｊとせずにすべてＮ
としてもＮ≫Ｐであるので実用上問題はない。こ
のようにした場合には自己相関関数ｒj,iは となり、第５図の場合と同じになる。 (B) 線型予測係数の算出 第２図において自己相関関数算出回路１０で算
出されたＰ個の自己相関関数ｒ0,i，ｒ1,i，…，ｒ
p,iは予測係数a1，a2，…，ａpを算出する線型予
測係数演算回路１１に送られる。ここではｒ0,i，
ｒ1,i，…，ｒp,iを係数とする次式の一次連立方
程式を解く演算が行なわれる。 この方程式によつて予測係数a1，a2，…，ａp
を得ることができる理由は次の通りである。 予測係数a1，a2，…ａpは予測誤差の二乗和を
最小にする係数の組として定義される。すなわ
ち、ｋ番目のサンプルをｘk、ｘkの直前のｐサン
プルによるｘkの予測値をｘk、予測誤差をΔｘk
とおけば、予測誤差Δｘkの二乗和は次のように
書ける。 ただし、 ｃj,lは第(12)式から明らかなようにｊ，ｌに対し
て対称であり、ｊ＞ｌ，ｍ＝ｋ−ｊと置き、着目
している区間ｋ＝ｉ−Ｎ＋１，ｉ−Ｎ＋２，…，
ｉ以外のサンプル値ｘkを０とみなしていること
に注意すれば、 を得る。 ところで、第(11)式のａj，ａlはＥを最小にする
からＥのａjに関する偏微分は０となり、 すなわち これは第(8)式にほかならない。 第(8)式の方程式はマイクロプロセツサ（第２図
の線型予測計数演算回路１１）による数値計算
で、行列のはき出しを利用した解法あるいは行列
の対称性を利用したLevinsonの方法
（Levinson，N.：The Wiener RMS Error
Criterion in Filter Design and Prediction.J.
Math.Phys.25，261―278（1947））によつて解く
ことができる。マイクロプロセツサとして
LSI11／23を用いた場合の演算時間はFORTRAN
プログラムで約17msec、アセンブラプログラム
で約6msecとなる。音楽信号においては10〜
40msecの時間内においては準定常的にみなすこ
とができ、予測係数はほぼ一定であり毎サンプル
ごとに算出する必要はない。したがつて、例えば
アセンブラプログラムを利用し、10msecごと
（50kHzのサンプリング周期では500サンプルごと
ということ）に１度予測計数a1，a2，…，ａpを
更新するようにすればよい。 〔２〕 雑音検出回路２ 第１図の雑音検出回路２は例えば第２図に示す
ように線型予測値演算回路３０、予測誤差検出回
路４０、しきい値設定回路５０、比較回路７０お
よび他の回路との同期を取るための若干の遅延回
路８０等で構成されている。それぞれの回路につ
いて説明する。 (A) 線型予測値演算回路３０ 線型予測値演算回路３０はｐ個のレジスタ３１
―１，３１―２，…，３１―ｐとｐ個の乗算器３
２―１，３２―２，…，３２―ｐと１個の加算器
３３によつて、ｘiの直前のｐ個のサンプルｘi-
１，ｘi-2，…，ｘi-pおよび前記求められた線型
予測係数a1，a2，…，ａpから、ｘiの予測値ｘi ｘi＝a1xi-1＋a2xi-2＋…＋ａpｘi-p (16) を算出する。 (B) 予測誤差検出回路４０ 予測誤差検出回路（加算器）４０は予測値ｘi
と実際の信号ｘiとの偏差すなわち予測誤差Δｘi Δｘi＝ｘi−ｘi を求める。 実際のデータｘiと予測値ｘiとは例えば第８図
ａ，ｂのような関係になる。すなわち、信号の定
常状態においては予測値ｘiはｘiとほぼ等しい波
形となり、予測誤差Δｘiは微少な値となる。し
かし、雑音が混入すると、信号の状態が部分的に
非定常となるため、予測誤差Δｘiは第８図ｃに
示すようにその部分で大きな変化が生ずる。 (C) 比較回路７０ 以上のようにして求められた予測誤差Δｘiは
遅延回路８０においてN/2段遅延されてΔｘh
（ｈ＝ｉ−Ｎ／２）となつて比較回路７０に入力され る。比較回路７０は絶対値回路７１で予測誤差の
絶対値｜Δｘh｜を求め、比較器７２で｜Δｘh｜
としきい値設定回路５０から来るしきい値ＬSと
を比較し、｜Δｘh｜≧ＬSとなつたとき雑音検出
フラグＦNを発生する。一般に雑音は10〜30サン
プルにわたることが多く、雑音検出フラグＦNは
例えば第８図ｃのt1―t2間の比較結果を拡大して
示した第８図ｄのようにしばらくの間何回もオ
ン，オフを繰返す。波形整形回路（エツジトリガ
単安定マルチバイブレータ）７３は第８図ｅに示
すように雑音検出フラグＦNの立上りにより短い
時間だけオフとなり、以後予め設定された再トリ
ガ禁止区間T0の間オン状態を保ち続ける。この
波形整形回路７３の出力ＴNは後述するクロスフ
エーダを制御するために用いられる。 (D) しきい値設定回路５０ しきい値設定回路５０は雑音検出能力を左右す
る重要な回路である。予測誤差Δｘiは入力信号
ｘiに雑音が混入していない場合でも入力信号ｘi
の振幅や波形の性質によつて多少変動する。すな
わち、定常的な信号でも振幅が大きくなれば予測
誤差Δｘiはそれに比例して大きくなる（入力の
平均レベルが大きければ、当然通常の変化でも予
測誤差は大きくなる。）また、信号ｘi自体が非定
常的で相関性が低ければ、予測誤差△ｘiの平均
レベルし増大する（例えば、サ、シ、ス、セ、ソ
などの撥音は、基本的に変化の激しい信号であ
り、概して予測誤差が大きくなる。）したがつ
て、常に同じしきい値で処理していては、不要な
修正をし、さらには新たな雑音を発生させること
になる。 このためにしきい値設定回路５０では入力ｘi
と予測誤差△ｘiのそれぞれの短区間積分値を求
め、これらに応じてしきい値ＬSを算出する。こ
こで短区間について積分値を求めるということ
は、雑音検出を行なう近辺の平均値を求めるとい
うことであり、これにより時々刻々変化する信号
ｘiに応じた適切なしきい値が求められる。すな
わち、しきい値設定回路５０では、短区間積分値
を求める一例として、入力ｘiの短区間二乗和Ｐx
および予測誤差Δｘiの短区間二乗和ＰΔｘを求
め、この２つの代数和から適当な関数によつてし
きい値ＬSを算出するという方法を取る。 すなわち、 ここに、G1，G2，G3は入力信号ｘiに応じて手動
で設定もしくは固定にしておく感度係数である。
一般的にはG3は0.01程度に固定しておけば充分で
ある。 しきい値設定回路５０において符号５１で示し
た回路は入力ｘiの短区間二乗和Ｐxを逐次演算形
式により求める回路である。乗算器５３は入力信
号ｘiの二乗値ｘi ２を求め遅延回路５４はこれを
Ｎ段遅延してｘi−N2を出力する。加算器５５は
サンプリングごとのｘi ２値をレジスタ５６に累
算していく。そして、遅延回路５４の出力ｘi−
N2すなわち着目している区間（ｉ−Ｎ＋１から
ｉ）から外れていつたものを減算することにより
第（17）式のＰxを求める。尚、Ｐx算出回路５１
はＰx＝ｒ0,iであることから自己相関関数算出回
路１０からの信号をそのまま用いることが可能で
ある。 しきい値設定回路５０において符号５７で示し
た回路は予測誤差Δｘiの短区間二乗和Ｐ〓xを逐
次演算形式により求める回路である。乗算器５８
は予測誤差Δｘiの二乗値Δｘi ２を求め、遅延回
路５９はこれをＮ段遅延してΔｘi-N２を出力す
る。加算器６０はサンプリングごとのΔｘi ２値
をレジスタ６１に累算していく。そして、遅延回
路５９の出力Δｘi-N２を減算することにより第
（17）式のＰ〓xを求める。 以上のようにして求められたＰx，Ｐ〓xは乗算
器６２，６３で感度係数G1，G2がそれぞれかけ
られた後加算器６４で足し合わされる。これによ
り加算器６４からはG1.Px＋G2・Ｐ〓xが出力され
る。しきい値出力回路６５はROM（リードオン
リメモリ）を用いた数値テーブルで、関数Ｆ(Z) Ｆ(Z)＝G3・√（Ｚ＝G1・Ｐx
＋G2・Ｐ〓x） (18) からしきい値ＬSを算出して前記比較回路７０に
出力する。 尚、しきい値設定回路５０は次のように構成す
ることもできる。 第２２図のしきい値設定回路１５０は、第２
図のしきい値設定回路５０のようにΔｘi ２と
ｘi ２をそれぞれ累算した後にそれらを加算す
るのではなく、Δｘi ２とｘi ２を加算した後に
累算することにより、累算手段を共通化し、構
成を簡略化するようにしたものである。 第２２図において、予測誤差Δｘiは乗算器
１５１で二乗され、乗算器１５２で感度係数Ｇ
１がかけられる。入力ｘiは乗算器１５３で二
乗され、乗算器１５４で感度係数Ｇ２がかけら
れる。加算器１５５はこれらを加算して、 Ｇ１・Δｘi ２＋Ｇ２・ｘi ２ を出力する。遅延回路１５６はこれをＮ段遅延
して、 Ｇ１・Δｘi-N２＋Ｇ２・ｘi-N２ を出力する。加算器１５７はサンプリングごと
の加算器１５５の出力をレジスタ１５８に累算
し、遅延回路１５６の出力を減算して、 を出力する。 しきい値出力回路（ROM）１５９はレジス
タ１５８の出力に対応したしきい値ＬS（第
（17）式参照）を読出す。 第２３図，第２４図，第２５図のしきい値設
定回路１６０，１７０，１８０は、第２図およ
び第２３図のしきい値設定回路５０，１５０が
二乗をするために高価な乗算器を必要とし、か
つ、各段のビツト数が大きくなつて回路規模が
大きくなることに鑑み、二乗なしにしきい値を
算出しようとするものである。 この方法では、データを半波整流して符号が
＋のデータのみを使つて算出するもの、あるい
はデータを全波整流して＋，−両方のデータを
使つて算出するものがある。また、使用するデ
ータは入力ｘiと予測誤差Δｘiの両方を使うも
の、あるいは一方のみを使うものがある。これ
らの組合せとしてはあらゆるものが考えられ
る。 イ 第２３図のしきい値設定回路１６０はΔｘ
iの半波整流したデータを使用したものであ
る。Δｘiは１ビツトの符号ビツトと、Ｎ−
１ビツトのデータビツトの計Ｎビツトで構成
されている。データビツトの信号はゲート１
６１に加わり、符号ビツトはその信号が
“０”のとき（データが＋のとき）ゲート１
６１をオンし、“１”のとき（データが−の
とき）ゲート１６１をオフして半波整流を行
なう。 遅延回路１６２はゲート１６１の出力を
2M段遅延する。加算器１６３はサンプリン
グごとのゲート１６１の出力をレジスタ１６
４に累算し、遅延回路１６２の出力を減算す
る。レジスタ１６４の出力によつてROM１
６５からしきい値が読出される。 ロ 第２４図のしきい値設定回路１７０はΔｘ
iの全波整流したデータを使用したものであ
る。これはデータの負数が2′s complement
（２に対する補数）で表わされている場合の
例である。Δｘiの符号ビツト（“０”が＋、
“１”が−）で排他的オア回路１７１を制御
することにより、＋のデータはそのまま出力
し、―のデータは絶対値化して出力して全波
整流される。 遅延回路１７２は排他的オア回路１７１の
出力を２M段遅延する。加算器１７３はレジ
スタ１７４に排他的オア回路１７１の出力を
累算し、遅延回路１７２の出力を減算する。
レジスタ１７４の出力によつてROM１７５
からしきい値が読出される。 尚、データがsign magnitude（符号絶対
値）で表わされている場合はデータビツトだ
けをそのまま取出せば全波整流されたことに
なる。 ハ 第２５図のしきい値設定回路１８０はｘi
を半波整流したものとΔｘiを半波整流した
ものの両方を使用したものである。 Δｘi，ｘiは第２３図と同様の方法でゲー
ト１８１，１８２によつてそれぞれ半波整流
される。半波整流されたデータは乗算器１８
３，１８４でそれぞれ感度係数Ｇ１，Ｇ２が
かけられた後加算器１８５で加算される。加
算器１８７は加算器１８５の出力をレジスタ
１８８に累算し、遅延回路１８６の出力（加
算器１８５の出力を２M段遅延したもの）を
減算する。レジスタ１８８の出力によつて
ROM１８９からはしきい値が出力される。 (E) 遅延回路８０ 比較回路７０の入力側に設けられたN/2段の遅
延回路８０は、第９図に示すように時刻ｉで算出
されるしきい値ＬSをそれを求めるためのＮサン
プルの区間の中央のサンプル（●印で示す）に適
用させるためのもの、いいかえれば各サンプルに
ついて適用するしきい値ＬSをそのサンプルの前
後各N/2サンプルの区間のサンプルにもとづいて
算出させるためのものである。この遅延により、
各サンプルに対してその両側の信号によつて決ま
る適切なしきい値が与えられるようになる。遅延
の長さをN/2以外に設定することにより、先行
部、後行部のどちらかにより重みを持たせること
もできる。例えば遅延をN/4に選べば後続する信
号の方により重みづけがなされることになる。
尚、第２図の遅延回路７４，７５は遅延回路８０
とあわせるために設けられたもので、その遅延段
数はともにN/2に設定されている。 〔３〕 信号補正回路 第２図の信号補正回路３は入力信号ｘhに雑音
が検出された場合に、それに代わる適当な代替信
号ｘh′を発生し、ｘhに置き換える動作を行な
う。代替信号ｘh′の作成方法および入力信号ｘh
と代替信号ｘh′の切換え方法には以下のようにい
くつかの種類がある。 第１０図に常用されている信号補正回路を示
す。第１０図ａの信号補正回路３―１は代替信
号ｘh′として雑音検出回路２で算出された予測
値ｘhを用いるものである（尚、第２図はこの
ように構成した場合について示したものであ
る）。セレクタ８１は前記雑音検出フラグＦNk
＝０のとき（雑音がないとき）入力信号ｘhを
そのまま出力し、ＦNk＝１のとき（雑音が発生
しているとき）代替信号ｘhを出力する。 第１０図ｂの信号補正回路３―２は前後のサ
ンプル値の線型結合 ｘh′＝１／６｛−ｘh-2＋4xh-1 ＋4xh+1−ｘh+2｝ (19) を代替信号として用いるものである。この回路に
おいてレジスタ８２〜８５はサンプリングごとに
入力信号ｘhを順次シフトしていき、信号ｘh-1、
ｘh-2、ｘh-3、ｘh-4をそれぞれ出力する。ここで
はｘh-2を基準としてそれより前のサンプル値ｘh
−３、ｘh-4と後のサンプル値ｘh-1、ｘhとから代替
信号ｘh-2′ ｘh-2′＝１／６｛−ｘh＋4xh+1 ＋4xh+3−ｘh+4｝ すなわち第（19）式のｘh′を２段遅延した信号を
作成している。尚、この場合、雑音検出フラグＦ
Nhはレジスタ８６，８７により２段遅延してＦNh
−２として利用する。 以上の２つの方法は、単一サンプルだけの雑音
の場合には相当効果をあげるが、第８図に示した
ような10〜30サンプルにわたる雑音に対しては効
果が余りない。 第１１図に新たに提案する信号補正回路を示
す。この回路は雑音が生じた近傍の信号を代替
信号として利用したものである。 第１１図ａの信号補正回路３―３は雑音を除
去する以前の雑音部分近傍の（ここでは雑音以
前の）信号を代替信号としたものである。すな
わち、入力信号ｘhを遅延回路９０（雑音部分
以前の時点から代替信号に切換えるためのもの
（第１２図参照））でＭ1段遅延してｘh-M1を作
成し、更に遅延回路９１でM2段遅延して代替
信号ｘh-M1-M2を作成する。入力信号ｘh-M1およ
び代替信号ｘh-M1-M2はクロスフエーダ９２
（信号切換回路。詳細は後述する）に加えられ
る。クロスフエーダ９２は雑音検出トリガＴNh
（第８図ｅ）により励起されてx1端子の入力を
徐々に減衰させ、x2端子の入力を徐々に増大さ
せて出力端ｙに導き、 信号ｘh-M1の雑音区間を代替信号ｘh-M1-M2で
なめらかに置き換えていく。そして、所定時間
後に逆にx1端子の入力を徐々に増大させ、x2端
子の入力を徐々に減少させてトリガから一定期
間ＴXFにはその出力ｙhを再びｘh-M1に戻す。
これにより信号ｘh-M1-M2の雑音は除去され
る。 第１２図は第１１図ａの回路の動作の一例を
示すものである。この図でｅはクロスフエーダ
９２におけるx1端子入力とx2端子入力の出力ｙ
に導く割合を示すものである。M1段の遅延回
路９０により、雑音が混入する少し前の時点か
ら切換えが開始され、雑音部分を含む前後の数
10サンプル全てが雑音を含まない信号ｘh-M1-M
２に置き換えられている。性質を同じくする近
傍の信号を代替に用いることにより、簡単な回
路できわめて良好な雑音抑圧を行なうことがで
きる。尚、代替を行なう期間ＦXFは目的とする
雑音の最も起りうる雑音時間幅に応じて設定す
ればよい。また、遅延回路９１の遅延時間M2
は、これと前記遅延回路９０の遅延時間M1と
の和である（M1＋M2）分が区間ＴXFより若干長
くなるように設定すればよい。なおここで入力
信号ｘhを遅延する両遅延回路９０，９１は連
続して動作するものであるから、全体遅延時間
が（M1＋M2）なる単一遅延回路を用い、M1分
のところにタツプを設けて使用することがで
き、構成的に簡単にできる。 第１１図ｂの信号補正回路３―４は入力信号
の遅延ではなく出力信号の遅延を用いるもので
ある。第１１図ａの信号補正回路３―３では信
号中に２つの雑音が近接して混入すると１番目
の雑音部分が２番目の雑音の代替として用いら
れ代替信号に雑音が混入してしまうことが起こ
るので、既に雑音が除去されている出力側の信
号を用いるようにしたものである。第１１図ｂ
においてM1段の遅延回路９３は第１１図ａの
遅延回路９０と同様に雑音区間以前の時点から
代替信号に切換えるためのものである。クロス
フエーダ９４も第１１図ａのクロスフエーダ９
２と同様のもので雑音検出トリガＴNhにより励
起されてx1端子入力とx2端子入力をなめらかに
切換える。クロスフエーダ９４の出力ｙhは遅
延回路９５でM2段遅延されてそのx2端子に戻
される。 第１３図ａ〜ｆは第１１図ｂの回路の動作の
一例を示すものである。クロスフエーダ回路９
４は雑音検出トリガＴNhが入力されるごとに励
起される。このときそのx1端子入力とx2端子入
力の出力ｙに導く割合は第１３図ｄのようにな
る。x1端子入力は出力ｙhをM2段遅延したもの
（ｙh-M1）である。すなわち、ノイズ区間にお
いては出力ｙhはそれ自身のM2段前の信号で代
替されたものになる。したがつて第１３図のよ
うに雑音が近接した場合は１番目の代替信号が
更に２番目の代替信号となつて、出力にはいず
れの雑音も除去された信号ｙh（第１３図ｆ）
が得られる。ちなみに、第１１図ａの回路にお
いては、このような場合は第１３図ｇに示すよ
うに２番目の代替区間においてx2端子入力（代
替信号）に１番目の雑音が現われるため、これ
が第１３図ｈに示すように出力ｙhに現われて
しまう。 ところで第１１図ａ，ｂのクロスフエーダ９
２，９４は信号切換にともなうノイズの発生を
防止するようにしたものである。すなわち、単
なるアナログスイツチで切換えた場合にはその
切換時に原信号と代替信号のレベル差により２
次的なノイズが発生してしまうため、これを
序々に切換える（一方を減衰させ、他方を増大
させる）ことによりこれらをなめらかにつなぐ
ようにしたものである。 クロスフエーダ９２，９４の構成例を第１４
図に示す。ここではクロスフエーダ９２，９４
はカウンタ１０１、アンドゲート１０２，
ROM１０３、２個の乗算器１０４，１０５お
よび１個の加算器１０６で構成している。雑音
検出トリガＴNhが入力されるとカウンタ１０１
はリセツトされ、その後固定のクロツクΦ０
（クロスフエード用の比較的おそいクロツク）
によつてカウントアツプを開始し、その最大値
M3に至るとキヤリー出力が出てゲート１０２
をオフすることによりカウントが停止される。
ROM１０３はカウンタ１０１のカウント値を
アドレスとして書込まれている係数α，βを順
次読出す。各カウント値に対する係数α，βの
値は例えば下記第１表のように定められてい
る。
【表】
すなわち、α＋β＝１なる関係を保ちつつ、そ
れぞれ１→０→１、０→１→０へと段階的に変
化する。ここではα，βは開始時の勾配と終了
時の勾配が等しいが、第１５図のように異なら
せることもできる。また非線型とすることもで
きる。カウンタ１０１の最大値M3にクロツク
Φ０の周期Ｔ〓０を乗じたものが前述のクロス
フエード期間ＴXFになる。 第１４図においてx1端子入力は乗算器１０４
で上記読出された係数αがかけられる。またx2
端子入力は乗算器１０５で係数βがかけられ
る。加算器１０６はこれらを足し合わせてαx1
＋βx2を出力端ｙに導く。これにより出力端ｙ
からはx1とx2を徐々に切換えた信号が得られ
る。 第１６図ａに信号補正回路３の別の構成例を
示す。この信号補正回路３―５は出力のいくつ
かのサンプル値を初期値とする回帰演算回路に
よつて代替信号を作成するようにしたものであ
る。セレクタ１１２の出力ｙhは回帰型関数発
生器１１３に加えられ、回帰型関数発生器１１
３はｐ個のレジスタ１１０―１，１１０―２，
…，１１０―ｐによりｙhを順次シフトしてｙh
−１，ｙh-2，…，ｙh-pをそれぞれ出力する。こ
れらの信号は乗算器１１１―１，１１１―２，
…，１１１―ｐで回帰係数a1′，a2′，…，ａp′
がそれぞれかけられた後、加算器１１４で加算
される。これにより加算器１１４からは出力ｙ
hの過去のｐサンプルの線型結合ｙh が代替信号として得られる。 雑音検出フラグＦNhが“１”になるとセレク
タ１１２により上記の信号ｙhが選択される。
以後雑音検出フラグＦNhが“１”である限り上
記の演算を繰返す。このとき出力ｙhの波形が
どのようになるかは第（20）式の差分表現 を調べればよい。第（21）式の特性方程式は であり、この方程式の根を複素角周波数とする
自励発振を行なうことがわかる。 実際、代替信号ｙhとして２種類の減衰正弦
波の和 ｙh＝A1・ｅ-a１h・sinω1h＋A2・ ｅ-a２h・sinω2h (23) を発生させる場合を考えれば、発振角周波数は であり、特性方程式は次のようになる。 （λ２＋2a1λ＋a2＋ω1 2）（λ２＋2a2λ
＋a2 2＋ω2 2）＝０ 第（22）式と対比すれば回帰係数a1′，a2′，
…として次の値を与えればよいことがわかる。 この係数a1′，a2′，…を与えれば雑音検出フラ
グＦNhが“１”になつた時点からそれまでの過
去４項の出力ｙiを初期値として第（23）式の
関数発生が行なわれる。一般に、ｐ個の係数
a1′，a2′，…，ａp′を与えればp/2個の減衰振動
を発生させることが可能である。 入力ｘhに対して短区間において最も良い近
似を与えるには雑音検出のところで用いた予測
係数a1，a2，…，ａpをそのまま回帰係数a1′，
a2′，…，ａp′として用いるのが自然である
が、30〜50サンプル程度回帰演算を繰返す場合
には、初期値によつては演算結果が異常に増大
することがあり、切換の後縁でのつながりが不
自然となり必ずしも最良とは言えない。 この現象を避ける１つの方法は予測係数a1，
a2，…，ａpにそれぞれ重みb1，b2，…，ｂpを
乗じた値： を用いることである。重みb1，b2，…，ｂpは
入力信号の性質によつて適当に選ぶ。実際的に
はb1＝0.99、b2＝0.98、b3＝0.95、…程度に固
定しておいても充分である。 上記の現象を避けるもう１つの方法は、回帰
係数a1′，a2′，…，ａp′をあらかじめ数種類
ROMあるいはCPU（central processing
unit）内の数値テーブルとして用意しておき、
手動選択あるいは信号に応じて自動選択して用
いることである。最も簡単化させた場合、常に
固定とし、a1′＝0.99、a2′＝a3′＝…＝ａp′＝０
としておけば雑音が検知された直前のサンプル
値から、指定的に減衰する波形が得られ、不充
分ではあるが、従来の方法よりは良い結果が得
られる。 第１６図ｂの信号補正回路３―６は第１６図
ａの回帰型関数発生器１１３と前記第１４図の
ように構成されたクロスフエーダ１１５とを組
合せて構成したものである。第１６図ａのもの
に比べて切換え前後での信号のつながりが滑ら
かになり、雑音抑圧効果が大幅に増大する。 第１７図に信号補正回路３の更に別の構成例
を示す。この信号補正回路３―７は代替信号の
波形をいく種類か予め記憶しておき、雑音が生
じたら入力信号に合う適当な波形を選択し、振
幅を調節して代替を行なうようにしたものであ
る。この回路において、ROM１２０は入力信
号ｘhに現われ得る種々の（波の形状、周期等
が相違する）波形のうち代表的なものを例えば
16通り程度記憶している。各波形はクロスフエ
ード期間ＴXFに相当する区間を例えば64箇所サ
ンプリングしたデータとして記憶する（この場
合ROMの容量はたかだか64×16＝1kワードで
すむ）。 カウンタ１２１は雑音検出トリガＴNhが入力
されるとリセツトされ、その後固定のクロツク
Φ０によつてカウントアツプを開始する。
ROM１２０はこのカウント値をアドレスとし
て１つの波形を読出していく。カウンタ１２１
は予め決められた波形のサンプル数（例えば
64）をカウントし終えると停止する。尚、カウ
ンタ１２１はクロスフエーダ１２２の内部のも
の（第１４図におけるカウンタ１０１）と共用
することができる。 ところで波形の選択は、入力信号ｘhの波形
に対応する波形コードＣWにより、入力信号ｘh
に最も近似したものを選ぶようにする。ROM
１２０から読出された波形は乗算器１２３にお
いて入力信号ｘhの振幅に対応するゲインG4が
かけられて、入力信号ｘhと同じ振幅に調整さ
れる。これにより、入力信号ｘhにうまくつな
がる代替信号が得られる。 第１８図は第１７図の動作の一例を示すもの
である。Ｍ段の遅延回路１２０により、雑音が
混入する少し前の時点から切換えが開始され、
信号ｘh-Mにおける雑音部分を含む前後の数10
サンプル全てがROM１２０から読出された波
形（入力信号ｘjとほぼ同じ波の形状および周
期を持つ波形）に置き換えられる。クロスフエ
ーダ１２２により切換部分もなめらかにつなげ
られる。この方法によれば簡単な構成により近
接した２個以上の雑音に対しても良好な除去効
果を持ち、かつ安定な動作が保障される。 ところで、第１７図の波形コードＣWおよび
振幅ゲインG4は例えば第２図の線型予測係数
演算回路１１で算出される線型予測係数a1，
a2，…，ａpおよび自己相関関数算出回路１０
で算出される自己相関関数ｒp,jにもとづいて
それぞれ作成することができる。そのように構
成した場合の全体の構成を第９図に示す。ここ
では第２図と共通する部分には同一の符号を付
してある。 第１９図においてROM１２７はROM１２０
に記憶した各波形の線形予測計数を第２表のよ
うに数値テーブルとして登録しておく（第２表
は16種類の波形を登録している場合のものであ
る）。
れぞれ１→０→１、０→１→０へと段階的に変
化する。ここではα，βは開始時の勾配と終了
時の勾配が等しいが、第１５図のように異なら
せることもできる。また非線型とすることもで
きる。カウンタ１０１の最大値M3にクロツク
Φ０の周期Ｔ〓０を乗じたものが前述のクロス
フエード期間ＴXFになる。 第１４図においてx1端子入力は乗算器１０４
で上記読出された係数αがかけられる。またx2
端子入力は乗算器１０５で係数βがかけられ
る。加算器１０６はこれらを足し合わせてαx1
＋βx2を出力端ｙに導く。これにより出力端ｙ
からはx1とx2を徐々に切換えた信号が得られ
る。 第１６図ａに信号補正回路３の別の構成例を
示す。この信号補正回路３―５は出力のいくつ
かのサンプル値を初期値とする回帰演算回路に
よつて代替信号を作成するようにしたものであ
る。セレクタ１１２の出力ｙhは回帰型関数発
生器１１３に加えられ、回帰型関数発生器１１
３はｐ個のレジスタ１１０―１，１１０―２，
…，１１０―ｐによりｙhを順次シフトしてｙh
−１，ｙh-2，…，ｙh-pをそれぞれ出力する。こ
れらの信号は乗算器１１１―１，１１１―２，
…，１１１―ｐで回帰係数a1′，a2′，…，ａp′
がそれぞれかけられた後、加算器１１４で加算
される。これにより加算器１１４からは出力ｙ
hの過去のｐサンプルの線型結合ｙh が代替信号として得られる。 雑音検出フラグＦNhが“１”になるとセレク
タ１１２により上記の信号ｙhが選択される。
以後雑音検出フラグＦNhが“１”である限り上
記の演算を繰返す。このとき出力ｙhの波形が
どのようになるかは第（20）式の差分表現 を調べればよい。第（21）式の特性方程式は であり、この方程式の根を複素角周波数とする
自励発振を行なうことがわかる。 実際、代替信号ｙhとして２種類の減衰正弦
波の和 ｙh＝A1・ｅ-a１h・sinω1h＋A2・ ｅ-a２h・sinω2h (23) を発生させる場合を考えれば、発振角周波数は であり、特性方程式は次のようになる。 （λ２＋2a1λ＋a2＋ω1 2）（λ２＋2a2λ
＋a2 2＋ω2 2）＝０ 第（22）式と対比すれば回帰係数a1′，a2′，
…として次の値を与えればよいことがわかる。 この係数a1′，a2′，…を与えれば雑音検出フラ
グＦNhが“１”になつた時点からそれまでの過
去４項の出力ｙiを初期値として第（23）式の
関数発生が行なわれる。一般に、ｐ個の係数
a1′，a2′，…，ａp′を与えればp/2個の減衰振動
を発生させることが可能である。 入力ｘhに対して短区間において最も良い近
似を与えるには雑音検出のところで用いた予測
係数a1，a2，…，ａpをそのまま回帰係数a1′，
a2′，…，ａp′として用いるのが自然である
が、30〜50サンプル程度回帰演算を繰返す場合
には、初期値によつては演算結果が異常に増大
することがあり、切換の後縁でのつながりが不
自然となり必ずしも最良とは言えない。 この現象を避ける１つの方法は予測係数a1，
a2，…，ａpにそれぞれ重みb1，b2，…，ｂpを
乗じた値： を用いることである。重みb1，b2，…，ｂpは
入力信号の性質によつて適当に選ぶ。実際的に
はb1＝0.99、b2＝0.98、b3＝0.95、…程度に固
定しておいても充分である。 上記の現象を避けるもう１つの方法は、回帰
係数a1′，a2′，…，ａp′をあらかじめ数種類
ROMあるいはCPU（central processing
unit）内の数値テーブルとして用意しておき、
手動選択あるいは信号に応じて自動選択して用
いることである。最も簡単化させた場合、常に
固定とし、a1′＝0.99、a2′＝a3′＝…＝ａp′＝０
としておけば雑音が検知された直前のサンプル
値から、指定的に減衰する波形が得られ、不充
分ではあるが、従来の方法よりは良い結果が得
られる。 第１６図ｂの信号補正回路３―６は第１６図
ａの回帰型関数発生器１１３と前記第１４図の
ように構成されたクロスフエーダ１１５とを組
合せて構成したものである。第１６図ａのもの
に比べて切換え前後での信号のつながりが滑ら
かになり、雑音抑圧効果が大幅に増大する。 第１７図に信号補正回路３の更に別の構成例
を示す。この信号補正回路３―７は代替信号の
波形をいく種類か予め記憶しておき、雑音が生
じたら入力信号に合う適当な波形を選択し、振
幅を調節して代替を行なうようにしたものであ
る。この回路において、ROM１２０は入力信
号ｘhに現われ得る種々の（波の形状、周期等
が相違する）波形のうち代表的なものを例えば
16通り程度記憶している。各波形はクロスフエ
ード期間ＴXFに相当する区間を例えば64箇所サ
ンプリングしたデータとして記憶する（この場
合ROMの容量はたかだか64×16＝1kワードで
すむ）。 カウンタ１２１は雑音検出トリガＴNhが入力
されるとリセツトされ、その後固定のクロツク
Φ０によつてカウントアツプを開始する。
ROM１２０はこのカウント値をアドレスとし
て１つの波形を読出していく。カウンタ１２１
は予め決められた波形のサンプル数（例えば
64）をカウントし終えると停止する。尚、カウ
ンタ１２１はクロスフエーダ１２２の内部のも
の（第１４図におけるカウンタ１０１）と共用
することができる。 ところで波形の選択は、入力信号ｘhの波形
に対応する波形コードＣWにより、入力信号ｘh
に最も近似したものを選ぶようにする。ROM
１２０から読出された波形は乗算器１２３にお
いて入力信号ｘhの振幅に対応するゲインG4が
かけられて、入力信号ｘhと同じ振幅に調整さ
れる。これにより、入力信号ｘhにうまくつな
がる代替信号が得られる。 第１８図は第１７図の動作の一例を示すもの
である。Ｍ段の遅延回路１２０により、雑音が
混入する少し前の時点から切換えが開始され、
信号ｘh-Mにおける雑音部分を含む前後の数10
サンプル全てがROM１２０から読出された波
形（入力信号ｘjとほぼ同じ波の形状および周
期を持つ波形）に置き換えられる。クロスフエ
ーダ１２２により切換部分もなめらかにつなげ
られる。この方法によれば簡単な構成により近
接した２個以上の雑音に対しても良好な除去効
果を持ち、かつ安定な動作が保障される。 ところで、第１７図の波形コードＣWおよび
振幅ゲインG4は例えば第２図の線型予測係数
演算回路１１で算出される線型予測係数a1，
a2，…，ａpおよび自己相関関数算出回路１０
で算出される自己相関関数ｒp,jにもとづいて
それぞれ作成することができる。そのように構
成した場合の全体の構成を第９図に示す。ここ
では第２図と共通する部分には同一の符号を付
してある。 第１９図においてROM１２７はROM１２０
に記憶した各波形の線形予測計数を第２表のよ
うに数値テーブルとして登録しておく（第２表
は16種類の波形を登録している場合のものであ
る）。
【表】
線型予測係数比較回路１２５は実際に入力さ
れた信号の予測計数a1，a2，…，ａpと上記の
テーブルに登録されている予測係数を順次比較
し、最も近いものを選ぶ。これにより波形コー
ドＣWが決まる。 振幅ゲイン演算回路１２６は、第０次の自己
相関関数 から信号の平均二乗振幅がわかるので、ROM
１２０の出力の振幅ゲインG4として を算出する。 以上のようにして波形コードＣW、振幅ゲイ
ンG4を求めることにより乗算器１２３からは
入力信号ｘiに近似した代替信号が得られる。 尚、第１９図においてはROM１２７および
予測係数比較回路１２５をそれぞれ独立して設
けているが、マイクロプロセツサ内でこの処理
を含め振幅ゲインG4の算出をすることができ
る。 第２０図は信号補正回路３の更に別の構成例
を示すものである。この信号補正回路３―８は
雑音部分を挾んで互いにM3（例えば後述する
カウンタ１３５からｍビツトのアドレスで後述
するROM１３４のデータが選択されるとすれ
ば、最大２mサンプルの区間内を補間すること
になりこの場合M3＝２mとなる。）分だけ離れ
たサンプルを抽出し、その２点間の近傍の入力
信号ｘhの性質によつて選択された適当な補間
カーブで補間することにより雑音抑圧を行なう
ようにしたものである。 第２０図において遅延回路１３０は入力信号
ｘhをM3分遅延してｘh-M3を出力する。加算器
１３１は入力ｘjと遅延入力ｘh-M3の差ｘh−ｘh
−Ｍ３すなわちM3離れた２つのサンプルのレベル
差を求める。このレベル差ｘh−ｘh-M3はレジ
スタ１３２に加えられる。またレジスタ１３３
には遅延入力ｘh-M3が加えられる。 一方、雑音検出トリガＴNhは遅延回路１３４
でM3遅延された後レジスタ１３２，１３３に
加わる。これによりレジスタ１３３には雑音の
発生が開始されたときの遅延入力ｘh-M3のレベ
ルx1がラツチされる。また、レジスタ１３２に
はそのレベルx1とそれからM3後の遅延入力ｘh
−Ｍ３のレベルx2との差x2−x1がラツチされる。
したがつて、このレベル差x2‐x1に０を起点と
してM3後に１で終わる特性の係数αをかけ
て、それにx1を加えた曲線ｘh′ ｘh′＝x1＋α（x2−x1）＝（１−α）x1＋αx2 を作成すれば、これが遅延入力ｘj-M3のx1，x2
間をなめらかにつなぐ代替信号となる。 ROM１３４は０を起点としてM3後に１で終
わる特性を持つ様々な形状の補間カーブαを記
憶するものである。補間カーブαの選択は、入
力信号ｘhの波形に対応するカーブ選択コード
Ｃcにより、入力信号ｘhに最も近似したものを
選ぶようにして行なう。具体的には前記第１９
図における波形選択と同様に入力信号ｘjの第
０次の自己相関関数
れた信号の予測計数a1，a2，…，ａpと上記の
テーブルに登録されている予測係数を順次比較
し、最も近いものを選ぶ。これにより波形コー
ドＣWが決まる。 振幅ゲイン演算回路１２６は、第０次の自己
相関関数 から信号の平均二乗振幅がわかるので、ROM
１２０の出力の振幅ゲインG4として を算出する。 以上のようにして波形コードＣW、振幅ゲイ
ンG4を求めることにより乗算器１２３からは
入力信号ｘiに近似した代替信号が得られる。 尚、第１９図においてはROM１２７および
予測係数比較回路１２５をそれぞれ独立して設
けているが、マイクロプロセツサ内でこの処理
を含め振幅ゲインG4の算出をすることができ
る。 第２０図は信号補正回路３の更に別の構成例
を示すものである。この信号補正回路３―８は
雑音部分を挾んで互いにM3（例えば後述する
カウンタ１３５からｍビツトのアドレスで後述
するROM１３４のデータが選択されるとすれ
ば、最大２mサンプルの区間内を補間すること
になりこの場合M3＝２mとなる。）分だけ離れ
たサンプルを抽出し、その２点間の近傍の入力
信号ｘhの性質によつて選択された適当な補間
カーブで補間することにより雑音抑圧を行なう
ようにしたものである。 第２０図において遅延回路１３０は入力信号
ｘhをM3分遅延してｘh-M3を出力する。加算器
１３１は入力ｘjと遅延入力ｘh-M3の差ｘh−ｘh
−Ｍ３すなわちM3離れた２つのサンプルのレベル
差を求める。このレベル差ｘh−ｘh-M3はレジ
スタ１３２に加えられる。またレジスタ１３３
には遅延入力ｘh-M3が加えられる。 一方、雑音検出トリガＴNhは遅延回路１３４
でM3遅延された後レジスタ１３２，１３３に
加わる。これによりレジスタ１３３には雑音の
発生が開始されたときの遅延入力ｘh-M3のレベ
ルx1がラツチされる。また、レジスタ１３２に
はそのレベルx1とそれからM3後の遅延入力ｘh
−Ｍ３のレベルx2との差x2−x1がラツチされる。
したがつて、このレベル差x2‐x1に０を起点と
してM3後に１で終わる特性の係数αをかけ
て、それにx1を加えた曲線ｘh′ ｘh′＝x1＋α（x2−x1）＝（１−α）x1＋αx2 を作成すれば、これが遅延入力ｘj-M3のx1，x2
間をなめらかにつなぐ代替信号となる。 ROM１３４は０を起点としてM3後に１で終
わる特性を持つ様々な形状の補間カーブαを記
憶するものである。補間カーブαの選択は、入
力信号ｘhの波形に対応するカーブ選択コード
Ｃcにより、入力信号ｘhに最も近似したものを
選ぶようにして行なう。具体的には前記第１９
図における波形選択と同様に入力信号ｘjの第
０次の自己相関関数
【式】にもと
づいて行なうことができる。
カウンタ１３５は雑音検出トリガＴMj-M3が入
力されるとリセツトされ、その後固定のクロツク
Φ０によつてカウントアツプを開始する。ROM
１３４はこのカウント値をアドレスとしてカーブ
選択コードＣcで選択されたカーブを順次読出し
ていく。カウンタ１３５はその最大値M3に至る
とキヤリー出力が出てゲートをオフしてカウント
を停止する。以上の動作によりROM１３４から
は０を起点としM3後に１で終わる入力信号ｘhに
近似した補間カーブαが得られる。 乗算器１３６は前記レベル差x2−x1に上記の補
間カーブαをかけてα（x2−x1）を求める。加算
器１３７はこれにx1を加えてx1＋α（x2−x1）を
求め、これを代替信号ｘh′とする。セレクタ１３
８は前記カウンタ１３５のキヤリー出力により代
替信号ｘh′が発生しているM3の間これを出力す
る。これによりセレクタ１３８からは雑音区間を
なめらかに補間した出力ｙhがクロスフエードな
しに得られる。 第２１図は以上説明した第２０図の回路の動作
の一例を示すものである。遅延入力ｘh-M3におけ
るx1で始まりx2で終わる区間M3がROM１３２か
ら出力される補間カーブα（第２１図ｅ）で補間
されてｙh（第２１図ｃ）として出力されている
ことがわかる。 以上説明したようにこの発明によれば線型予測
の手法を用いて雑音検出を行なうようにしたの
で、誤り検出符号をデータの一部に持つことなし
に（すなわち本来の情報を表わすデータの符号を
制限することなしに）雑音検出を行なうことがで
きる。また、データの転送の過程において混入し
た雑音だけでなく原信号自体に含まれる雑音の検
出を行なうこともできる。また、雑音検出のしき
い値を入力信号の複数のサンプルおよびこれら複
数のサンプルに対応する予測誤差のそれぞれの短
区間積分値に応じて自動的に変動させるようにし
たので相関性の低い信号に対しても誤判定なく正
確に雑音検出を行なうことができる。更に、この
発明によれば代替信号を雑音区間近傍の雑音を含
まない信号にもとづいて作成するようにしたの
で、バーストエラーあるいは1msec程度の長い雑
音に対しても抑圧効果をあげることができる。
力されるとリセツトされ、その後固定のクロツク
Φ０によつてカウントアツプを開始する。ROM
１３４はこのカウント値をアドレスとしてカーブ
選択コードＣcで選択されたカーブを順次読出し
ていく。カウンタ１３５はその最大値M3に至る
とキヤリー出力が出てゲートをオフしてカウント
を停止する。以上の動作によりROM１３４から
は０を起点としM3後に１で終わる入力信号ｘhに
近似した補間カーブαが得られる。 乗算器１３６は前記レベル差x2−x1に上記の補
間カーブαをかけてα（x2−x1）を求める。加算
器１３７はこれにx1を加えてx1＋α（x2−x1）を
求め、これを代替信号ｘh′とする。セレクタ１３
８は前記カウンタ１３５のキヤリー出力により代
替信号ｘh′が発生しているM3の間これを出力す
る。これによりセレクタ１３８からは雑音区間を
なめらかに補間した出力ｙhがクロスフエードな
しに得られる。 第２１図は以上説明した第２０図の回路の動作
の一例を示すものである。遅延入力ｘh-M3におけ
るx1で始まりx2で終わる区間M3がROM１３２か
ら出力される補間カーブα（第２１図ｅ）で補間
されてｙh（第２１図ｃ）として出力されている
ことがわかる。 以上説明したようにこの発明によれば線型予測
の手法を用いて雑音検出を行なうようにしたの
で、誤り検出符号をデータの一部に持つことなし
に（すなわち本来の情報を表わすデータの符号を
制限することなしに）雑音検出を行なうことがで
きる。また、データの転送の過程において混入し
た雑音だけでなく原信号自体に含まれる雑音の検
出を行なうこともできる。また、雑音検出のしき
い値を入力信号の複数のサンプルおよびこれら複
数のサンプルに対応する予測誤差のそれぞれの短
区間積分値に応じて自動的に変動させるようにし
たので相関性の低い信号に対しても誤判定なく正
確に雑音検出を行なうことができる。更に、この
発明によれば代替信号を雑音区間近傍の雑音を含
まない信号にもとづいて作成するようにしたの
で、バーストエラーあるいは1msec程度の長い雑
音に対しても抑圧効果をあげることができる。
第１図は第２図以下の実施例の概略を示すブロ
ツク図、第２図はこの発明の一実施例を示すブロ
ツク図、第３図は自己相関関数の算出を逐次演算
形式により行なう方法を説明するための図、第４
図は第３図の方法を実施する回路の一例を示すブ
ロツク図、第５図は自己相関関数算出回路の別の
構成例を示すブロツク図、第６図は第５図の回路
による自己相関関数算出の方法を説明するための
図、第７図は第３図の方法を実施する回路の別の
構成例を示すブロツク図、第８図は入力ｘiと入
力の線型予測値ｘiとの差Δｘiから雑音検出を行
なう状態を示す動作波形図、第９図は算出したし
きい値をサンプルに適用させるタイミングを説明
するための図、第１０図ａ，ｂは常用されている
信号補正回路の一例を示すブロツク図、第１１図
ａは雑音を除去する以前の信号を代替信号として
用いる信号補正回路の一例を示すブロツク図、第
１１図ｂは雑音除去を行なつた後の信号を代替信
号として用いる信号補正回路の一例を示すブロツ
ク図、第１２図は第１１図ａの動作波形図、第１
３図は第１１図ｂの動作波形図、第１４図はクロ
スフエーダの一例を示すブロツク図、第１５図は
第１４図の動作波形図、第１６図ａは出力の回帰
演算により代替信号を作成する信号補正回路の一
例を示すブロツク図、第１６図ｂは第１６図ａの
回路にクロスフエーダを組合せた回路を示すブロ
ツク図、第１７図は波形メモリから代替信号を得
るようにした信号補正回路の一例を示すブロツク
図、第１８図は第１７図の動作波形図、第１９図
は第１７図における波形コードＣWおよび振幅ゲ
インG4のデータを線型予測係数および第０次の
自己相関関数にもとづいて得るように構成した雑
音除去装置の一例を示すブロツク図、第２０図は
雑音部分を挾む２点間を入力信号の性質によつて
選択された補間カーブで補間するようにした信号
補正回路の一例を示すブロツク図、第２１図は第
２０図の動作波形図、第２２図から第２５図はそ
れぞれしきい値設定回路の他の実施例を示すブロ
ツク図である。 １…線型予測係数算出回路、２…雑音検出回
路、３…信号補正回路、１０…自己相関関数算出
回路、１１…線型予測計数演算回路、１６，２６
…アキユームレータ、３０…線型予測値演算回
路、４０…予測誤差検出回路、５０，１５０，１
６０，１７０，１８０…しきい値設定回路、６５
…しきい値出力回路、７０…比較回路、９２，９
４，１５５，１２２…クロスフエーダ、１１３…
回帰型関数発生器、８１，１１２，１３８…セレ
クタ、１２５…予測係数比較回路、１２６…振幅
ゲイン演算回路、１２０…波形メモリ、１３４…
波形カーブを記憶するメモリ。
ツク図、第２図はこの発明の一実施例を示すブロ
ツク図、第３図は自己相関関数の算出を逐次演算
形式により行なう方法を説明するための図、第４
図は第３図の方法を実施する回路の一例を示すブ
ロツク図、第５図は自己相関関数算出回路の別の
構成例を示すブロツク図、第６図は第５図の回路
による自己相関関数算出の方法を説明するための
図、第７図は第３図の方法を実施する回路の別の
構成例を示すブロツク図、第８図は入力ｘiと入
力の線型予測値ｘiとの差Δｘiから雑音検出を行
なう状態を示す動作波形図、第９図は算出したし
きい値をサンプルに適用させるタイミングを説明
するための図、第１０図ａ，ｂは常用されている
信号補正回路の一例を示すブロツク図、第１１図
ａは雑音を除去する以前の信号を代替信号として
用いる信号補正回路の一例を示すブロツク図、第
１１図ｂは雑音除去を行なつた後の信号を代替信
号として用いる信号補正回路の一例を示すブロツ
ク図、第１２図は第１１図ａの動作波形図、第１
３図は第１１図ｂの動作波形図、第１４図はクロ
スフエーダの一例を示すブロツク図、第１５図は
第１４図の動作波形図、第１６図ａは出力の回帰
演算により代替信号を作成する信号補正回路の一
例を示すブロツク図、第１６図ｂは第１６図ａの
回路にクロスフエーダを組合せた回路を示すブロ
ツク図、第１７図は波形メモリから代替信号を得
るようにした信号補正回路の一例を示すブロツク
図、第１８図は第１７図の動作波形図、第１９図
は第１７図における波形コードＣWおよび振幅ゲ
インG4のデータを線型予測係数および第０次の
自己相関関数にもとづいて得るように構成した雑
音除去装置の一例を示すブロツク図、第２０図は
雑音部分を挾む２点間を入力信号の性質によつて
選択された補間カーブで補間するようにした信号
補正回路の一例を示すブロツク図、第２１図は第
２０図の動作波形図、第２２図から第２５図はそ
れぞれしきい値設定回路の他の実施例を示すブロ
ツク図である。 １…線型予測係数算出回路、２…雑音検出回
路、３…信号補正回路、１０…自己相関関数算出
回路、１１…線型予測計数演算回路、１６，２６
…アキユームレータ、３０…線型予測値演算回
路、４０…予測誤差検出回路、５０，１５０，１
６０，１７０，１８０…しきい値設定回路、６５
…しきい値出力回路、７０…比較回路、９２，９
４，１５５，１２２…クロスフエーダ、１１３…
回帰型関数発生器、８１，１１２，１３８…セレ
クタ、１２５…予測係数比較回路、１２６…振幅
ゲイン演算回路、１２０…波形メモリ、１３４…
波形カーブを記憶するメモリ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ デイジタル化された連続した入力信号の各時
点における線型予測係数を算出する線型予測係数
算出手段と、前記線型予測係数から演算される各
時点における線型予測値とこれに対応する時点に
おける前記入力信号との誤差を算出する予測誤差
検出手段と、各時点における前記入力信号の複数
のサンプルおよびこれら複数のサンプルに対応す
る前記予測誤差のそれぞれの短区間積分値に応じ
て各時点の前記入力信号に対する雑音検出しきい
値を自動的に設定するしきい値設定手段と、前記
予測誤差が前記しきい値を超えたかどうかを各時
点で判定し、超えた場合は少なくともそのサンプ
ルを雑音とみなす比較手段と、前記比較手段で雑
音とみなされたサンプルの近傍のサンプルにもと
づいて代替信号を作成する代替信号作成手段と、
前記比較手段の比較結果にもとづき雑音が検出さ
れていないとき前記入力信号を出力し、雑音が検
出されたとき前記代替信号を出力する切換手段と
を具えた雑音除去装置。 ２ 特許請求の範囲第１項において、前記線型予
測係数算出手段が前記入力信号の自己相関関数を
算出する手段と、該算出された自己相関関数から
線型予測係数を演算する手段とを具えた雑音除去
装置。 ３ 特許請求の範囲第１項において、前記代替信
号作成手段が雑音が検出された近傍のサンプル自
体を代替信号として出力することを特徴とする雑
音除去装置。 ４ 特許請求の範囲第１項において、前記代替信
号作成手段が雑音とみなされたサンプルの前後の
線型結合で表わされる信号を代替信号として出力
することを特徴とする雑音除去装置。 ５ 特許請求の範囲第１項において、前記代替信
号作成手段が前記切換手段の出力信号から代替信
号を作成することを特徴とする雑音除去装置。 ６ 特許請求の範囲第５項において、前記代替信
号作成手段が前記切換手段の出力信号から線型予
測値を導出して代替信号とすることを特徴とする
雑音除去装置。 ７ 特許請求の範囲第１項において、前記代替信
号作成手段が予め波形情報が記録されている波形
メモリから出力される前記入力信号の疑似信号を
利用して代替信号を作成することを特徴とする雑
音除去装置。 ８ 特許請求の範囲第１項において、前記代替信
号作成手段が前記線型予測値を代替信号として出
力することを特徴とする雑音除去装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56069814A JPS57184331A (en) | 1981-05-09 | 1981-05-09 | Noise eliminating device |
| US06/373,437 US4587620A (en) | 1981-05-09 | 1982-04-30 | Noise elimination device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56069814A JPS57184331A (en) | 1981-05-09 | 1981-05-09 | Noise eliminating device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57184331A JPS57184331A (en) | 1982-11-13 |
| JPS627741B2 true JPS627741B2 (ja) | 1987-02-19 |
Family
ID=13413599
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56069814A Granted JPS57184331A (en) | 1981-05-09 | 1981-05-09 | Noise eliminating device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57184331A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0393430A (ja) * | 1989-09-04 | 1991-04-18 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 蓄電池の充電制御装置 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6420731A (en) * | 1987-07-16 | 1989-01-24 | Fujitsu Ten Ltd | Mobile radio receiver |
| JPH04113723A (ja) * | 1990-09-04 | 1992-04-15 | Nec Corp | 誤り補正方式 |
-
1981
- 1981-05-09 JP JP56069814A patent/JPS57184331A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0393430A (ja) * | 1989-09-04 | 1991-04-18 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 蓄電池の充電制御装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57184331A (en) | 1982-11-13 |
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