JPS6285689A

JPS6285689A - モ−タのドライブ回路

Info

Publication number: JPS6285689A
Application number: JP60223183A
Authority: JP
Inventors: Tetsuji Nakazawa; 中沢　徹二; Masatoshi Hasuo; 蓮尾　正俊
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1985-10-07
Filing date: 1985-10-07
Publication date: 1987-04-20
Anticipated expiration: 2010-05-24
Also published as: JPH0748958B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明はＰＷＭ駆動方式によるブラシレスモーフに用い
て最適なモータドライブ回路に関する。

〔発明の概要〕

本発明は、４つのスイッチとモータコイルとにより、ブ
リッジ型に構成されたモータのドライブ回路において、
基準レベルに対して正負に変化する入力信号の絶対値を
検出し、この絶対値と三角波信号とを比較すると共に、
上記入力信号の極性を判別し、上記比較出力と上記極性
とに基づいて上記第１〜第４のスイッチの制御信号を形
成するようにしたことにより、三角波信号や比較手段の
オフセットのばらつきの影響を除去することのできるモ
ータのドライブ回路を提供するものである。

〔従来の技術〕

第４図はＰＷＭ駆動方式によるブラシレスモータのフル
ブリッジ型ドライブ回路の従来例を示し、第５図は第４
図の各部の信号波形を示す。

第４図において、ホール素子等の感磁性素子から成る位
置検出素子１はモータの回転子マグネットの位置を検出
する。この検出素子１は４端子を有し、端子２には制御
電圧Ｖ、が加えられ、端子３．４間に第５図に示す例え
ば１００Ｈｚの正弦波状の位置検出電圧Ｖ、が得られる
。また端子５は接地されている。上記検出電圧ｖＰはコ
ンパレータ６．７に加えられる。

一方、端子８には、例えば４４．１ＫＨｚの三角波（の
こぎり波を含む）基準信号Ｖ、が加えられる。

この信号Ｖ、を抵抗分割して得られる第５図に示す信号
Ｖｔ１ｓＶｔＺが上記コンパレータ６．７に加えられて
、上記検出電圧ｖＰと比較されることによって、ＰＷＭ
変調が行われる。検出電圧ｖＰが正の期間には、コンパ
レータ６より第５図に示すドライブ電圧Ｖ。が得られ、
検出電圧ｖ２が負の期間には、コンパレータ７より第５
図に示すドライブ電圧■。ｂが得られる。これらのドラ
イブ電圧ＶＤいｖＤｂは、検出電圧■、のレベルに応じ
て、そのパルス巾が変化したものとなっている。

ドライブ電圧ＶＤａはトランジスタＱ２、Ｑ３をスイッ
チングし、ドライブ電圧ＶＤｂはトランジスタＱｌ　、
Ｑ４をスイッチングする。この結果、モータの駆動コイ
ル９に第５図に示す駆動電流ｉｃが流れる。この電流ｉ
ｃはトランジスタＱ、→コイル９→トランジスタＱ４の
通路と、トランジスタＱ、→コイル９−トランジスタＱ
３の通路とを交互に流れる。これによってコイル９の両
端には第５図に示す電圧ｅｃが発生する。このコイル電
圧ｅｅは図示のように、上記ドライブ電圧■、い■。、
のパルス巾に応じた期間１．と、コイル９の逆起電圧の
期間ｔ２とを有している。この逆起電圧はダイオードＤ
３、Ｄ！、Ｄ３、Ｄ４により一部が吸収されるため、そ
のピーク電圧がｔ２の期間によりクランプされる。電流
ｉｃは上記期間１゜においてコイル９自身のインダクタ
ンスにより整流されながら流れ、上記期間ｔ２において
逆方向に流れる。

上記電圧ｅｃは抵抗Ｒ，とコンデンサー及び抵抗Ｒ，と
コンデンサＣ２により積分されることによりアナログ電
圧に変換され、これらのアナログ電圧は差動的にコンパ
レータ６．７にフィードバックされる。このフィードバ
ックによって電源電圧の変動や回路の歪等に基づくトル
クむらを除去するようにしている。尚、第４図の回路は
１相のコイル９に対して設けられるものであり、実際の
モータでは第４図と同じ回路が相数に応じて設けられる
。

尚、本発明に関連するものとして、実願昭６０−２８８
２３号によるドライブ回路が提案されている。

〔考案が解決しようとする問題点〕

上述した第４図のドライブ回路においては、コイル９の
インダクタンスによる逆起電圧が発生し、この逆起電圧
をダイオードＤ　Ｉ”’　Ｄ　＜によりクランプするよ
うにしている。このクランプ電圧は電源電圧にダイオー
ドのスレッショルド電圧の２倍を加えた大きさとなる。

逆起電圧が上記電源電圧より下まわると、ダイオードで
は有効に吸収されず、このため次のような問題が生じて
いた。

（１）、逆起電圧が電源に戻されるため、電源電圧が変
動する。

（２）、第５図のように電流ｉ、がゼロに戻るので、駆
動に必要な大きさの電流ｉｅを流すと、この電流ｉｃの
ピーク値が高くなる。このためコイル９の銅損が大きく
なり、またトランジスタＱ１〜Ｑ４におけるコレクタ損
失も大きくなる。

（３）、コイル９に蓄積されたエネルギーが全く無駄に
消散されてしまう。

（４）、コンパレータ６．７間のオフセットや三角波信
号■１いＶｔ２のレベルのばらつき等の影響を受は易い
。例えば信号■、い■１□の振幅が第５図の点線及び仮
想線で示すように変化すると、不感帯が生じたり誤動作
が生じる。

（５）、コンパレータ６．７のオフセットや信号ｖｔ８
、ＶｔＺを調整する回路を必要とし、このため回路素子
数が多くなり、ｒｃ化が困難となる。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明においては、基準レベルに対して正負に変化する
入力信号■、の絶対値を検出する手段１０と、上記検出
された絶対値１■、１と三角波信号Ｖｔとを比較する手
段１２と、上記入力信号の極性を判別する手段１１と、
上記比較出力及び極性判別に基づいて第１〜第４のスイ
ッチＱ、−Ｑ４の制御信号ＶＩｌ１％　ＶＤ４％　Ｖｌ
ｌｌｌ　−、Ｖｏ＋ｚを形成する手段とを設けている。

〔作用〕

上述のように２つの三角波信号Ｖｔｔ、ＶｔＺを用いず
、また上記信号■、い■、が加えられる２つのコンパレ
ータ６．７を用いないので、前述した三角波信号、コン
パレータのオフセットのばらつきによる問題を解決する
ことができる。

〔実施例〕

第１図は本考案の第１の実施例を示すもので、第４図と
対応する部分には同一符号を付しである。

尚、第４図のトランジスタＱ１〜Ｑ４は、スイッチＱ１
〜Ｑ４として図示されている。また第２図は第１図のタ
イミングチャートである。

第１図において、入力端子１に加えられた前記検出電圧
ＶＰ　　（第２図）は、絶対値アンプ１０及び極性判定
用コンパレータ１１に加えられる。上記絶対値アンプ１
０は第２図に示すような電圧Ｖ。

の絶対値電圧１ｖｐｌを検出してＰＷＭ用コンパレータ
１２に加えられる。このコンパレータ１２には、端子８
より第２図に示す三角波信号■、が加えられており、こ
の信号ｖｔと上記電圧ＩＶ、１とが比較される結果、第
２図に示すドライブ電圧■。、が得られる。この電圧Ｖ
ｌｌ＋はナントゲート１３．１４に加えられる。

一方、上記コンパレータ１１においては、上記電圧ｖＰ
と所定の基準電圧とが比較される結果、このコンパレー
タ１１より、電圧■２が正のとき第２図に示すドライブ
電圧■。、が得られる。この電圧■、は上記ナントゲー
ト１４に加えられると共に、スイッチＱ、を制御する。

さらに上記電圧ｖＩｌ、はインバータ１５で反転されて
第２図に示すドライブ電圧ＶＤ４となり、この電圧Ｖ、
４は上記ナントゲート１４に加えられると共に、スイッ
チＱ４を制御する。

従って、上記ナントゲート１３からは、第２図に示すド
ライブ電圧Ｖ５１１が得られ、この電圧ＶＤ、はスイッ
チＱ１を制御する。また上記ナントゲート１４がらは、
第２図に示すドライブ電圧Ｖ。、が得られ、この電圧■
。、２はスイッチＱｔを制御する。

上記スイッチＱ３　、Ｑａの一端には、抵抗Ｒ８、Ｑ４
及びコンデンサＣ１で構成されるコイル電流検出回路Ｉ
６が接続されており、この回路１６の検出信号は、上記
三角波信号■、と電流加算されてコンパレータ１２に加
えられている。またコイル９の両端にはダイオードＤ３
、Ｄ４がアースとの間に接続されている。

次に上記構成による動作について説明する。上記ドライ
ブ電圧ＶＤＩ、Ｖａｔ、ＶＤＩＩ　、ＶＤＩ２によりス
イッチＱ　Ｉ”　Ｑ　ａが制御されることにより、次の
ように電流ｉｃが流れる。

第１図において、スイッチＱｌを前記ドライブ電圧ＶＤ
、により、第２図に示すタイミングでスイッチングする
と共に、このスイッチング期間にドライブ電圧Ｖ１１４
によりスイッチＱ４を第２図に示すようにＯＮと成す。

これによって、ＱｌがＯＮの期間では電流ｉｃが電源（
Ｖｃｃ）−ＱＩ→コイル９→Ｑ４→Ｒ３→アースに流れ
る。Ｑ、がＯＦＦになるとコイル９に逆起電圧が発生し
、この逆起電圧による電流がＤ４→Ｑ４−Ｒ３−アース
−ｅ　ｐ　、−コイル９−Ｑ４に流れる。

次に前記ドライブ電圧ＶＤＩ２によりスイッチＱ２を第
２図のようにスイッチングすると共に、スイッチＱ３を
ドライブ電圧ＶＤ３によりＯＮと成す。

これによってＱ２がＯＮの期間では電流ｉｃが電源→Ｑ
２−４コイル９→Ｑ３→Ｒ３→アースに流れる。Ｑ２が
ＯＦＦになるとコイル９に逆起電圧が発生し、この逆起
電圧による電流がコイル９→Ｑ３→Ｒ３→アース→Ｄ４
に流れる。

以上の動作においては、コイル電流ｉ、はスイッチング
の全期間において上記抵抗Ｒ３を常に同一方向に流れる
。従って、この抵抗Ｒ３には電流ｉｃの絶対値を示す電
流１ｆｃ　ｌが流れる。この抵抗Ｒ，で検出された電流
Ｉｔｃ　ｌに応じた電圧は抵抗Ｒ４及びコンデンサＣ１
により積分されて三角波信号ｖｔのキャリア成分が除去
された後、三角波信号Ｖ、と電流加算されてコンパレー
タ１２に加えられる。尚、抵抗Ｒ１は小抵抗に選ばれ、
ＩＣ回路に外付けされる。

本実施例によれば、コイル電圧ｅｃは第２図のように、
ダイオードＤ３、Ｄ４のスレッショルドレベルＶＴＨと
トランジスタＱ、−Ｃｈのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ
ＣＥとを加えた大きさだけゼロより低いレベルに下がる
だけになる。これにより電流ｉｃは、図示のようにゼロ
まで下がることがなく連続的に流れるようになり、従っ
て、ピークが高くなることがなく、銅損及びコレクタ損
失が軽減される。これと共に逆起電圧による電流が存効
に利用される。

また抵抗Ｒ１による簡単な構成で電流帰還をかけること
ができるので、回路のダイナミックレンジを実質的に高
め、出力段の過渡的な飽和による過大電流を防止して、
トランジスタＱ、−Ｑ４を保護することができると共に
、線形性能を確保することができる。

さらに絶対値アンプ１０を設けて、入力電圧Ｖ。

の絶対値１■、１を求め、この絶対値ＩＶＰＩと三角波
信号■、に電流帰還値を加えた電圧とをコンパレータ１
２で比較しているので、第４図及び第５図の従来のよう
な２つの信号ｖｔいＶｔＺの振幅変化や２つのコンパレ
ータ６．７のオフセットのばらつき等の問題を除去する
ことができる。

また上記のばらつきを調整する回路が不要となるので、
従来に比べて回路素子数を３０〜４０％程度に削減する
ことができ、ＩＣ化が容易となる。

第３図は本発明の第２の実施例を原理的に示すものであ
る。

本実施例においては、コイル９の両端と電源ｖｃｃとの
間にダイオードＤＩ−Ｄｔを接続している。

これと共に、スイッチＱ１、Ｑ４をＰＷＭによるスイッ
チングに用い、スイッチＱ１．．Ｑ２を電流ｉ、の極性
選択に用いるようにしている。また第１の実施例と同じ
ように、Ｑ、とＱ４とが組み合わされて動作され、Ｑ２
とＱ３とが組み合わされて動作される。

以上述べた各実施例においては、各組を成す一対のトラ
ンジスタのうちの一方で電流ｉｃの極性を決定し、他方
でＰＷＭによるスイッチングを行うようにしているが、
第４図のように、両方のトランジスタを同時にＰＷＭに
よりスイッチングするようにしてもよい。例えば第１図
においては、電圧Ｖ。１、■。４を省略して、電圧ＶＤ
１１でスイッチＱ、、Ｑ、を制御すると共に、電圧■Ｄ
１２でスイッチＱｆｆ　、Ｑ４を制御するようにしても
よい。

〔発明の効果〕

第４図及び第５図の従来のような２つの信号Ｖ　ｔ　ｌ
　％Ｖｔ２の振幅変化や２つのコンパレータ６．７のオ
フセットのばらつき等の問題を除去することができる。

また上記のばらつきを調整する回路が不要となるので、
従来に比べて回路素子数を大幅に削減することができ、
ＩＣ化が容易となる。

さらに、抵抗Ｒ３による簡単な構成で電流帰還をかける
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案の第１の実施例を示す回路図、第２図は
第１図のタイミングチャート、第３図は第２の実施例を
原理的に示す回路図、第４図は従来例を示す回路図、第
５図は第４図のタイミングチャートである。なお図面に用いた符号において、Ｑ、−Ｑｔ・・−・−−一−−−−スイッチングトラン
ジスタ９−−−−−・−・−・・・−・・・−コイル１
０−一−−−・−・・・・・−絶対値アンプ１１−・・
・・−・・−・−・・−コンパレータ１３．１４−・・
ナントゲート１５−・−・・・・−・−インバータである。

Claims

【特許請求の範囲】第１及び第２のスイッチを制御することによりモータの
コイルに所定方向の電流を流し、第３及び第４のスイッ
チを制御することにより上記コイルに上記所定方向とは
逆方向の電流を流すようにしたモータのドライブ回路に
おいて、基準レベルに対して正負に変化する入力信号の絶対値を
検出する手段、上記検出された絶対値と三角波信号とを比較する手段、上記入力信号の極性を判別する手段、上記比較手段及び極性判別手段の出力に基づいて上記第
１〜第４のスイッチの制御信号を形成する手段、を設けたことを特徴とするモータのドライブ回路。