JPS63128269A - デジタル測定器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 この発明は、非対称高調波の影響を受けている配電網の
少なくとも一個の測定検出器から供給されるアナログ出
力信号を （ａ）　　所定のサンプリング周波数で前記アナログ出
力信号をサンプリングし、この出力信号のサンプリング
値を中間記憶するサンプル・ホールド回路と、 （ｂ）　　サンプリングし、中間記憶した出力信号の値
をデジタル化する、前記サンプル・ホールド回路に後続
するアナログ・デジタル変換器と、 （ｃ）　　アナログ・デジタル変換器の出力端に接続し
、導入された出力信号のデジタル値である＝１０＝ 回路網に固有な少なくとも一つの量を調べるデジタル演
算ユニットと、 によって演算処理するデジタル測定器を出発点としてい
る。

従来の技術 上記の様式に従うデジタル測定器は、例えばワイラー著
「信号の記述と信号処理の概念及びその一方法Ｊ　（Ｊ
、　Ｗｅｉｌｅｒ：　Ｂｅｇｒｉｆｆｅ　ｕｎｄ　Ｍｅ
ｔｈｏｄｅｎ　ｄｅｒＳｉｇｎａｌｂｅｓｃｈｒｅｉｂ
ｕｎｇ　ｕｎｄ　Ｓｉｇｎａｌｖｅｒａｒｂｅｉｔｕｎ
ｇ。

Ｂｕｌｌ、　ＳＥＶ／　ＶＳＥ　７２（１９８１）９．
　Ｐ、４３３〜４３８）　　により公知である。この公
知の測定器では、配電網のアナログ出力信号、例えば回
路網の位相電流又は位相電圧を断続的な時点でサンプリ
ングし、サンプリングした信号をデジタル化し、次いで
、例えば実効値又は効率のような回路網に固有な量に演
算処理する。この種の測定器は、通常価々の測定値の演
算処理に対する、例えば実効値又は効率を定めることの
ような課題の解決を最適にするため設計されていて、配
電網の三相特性を利用していない。そのため、この種の
測定器によって解決できる測定値演算処理の目的の数は
かなりな制限される。加えて、この測定器は比較的少な
い高調波成分を有する信号の演算処理に適しているので
、相当大きな高調波成分を有する回路網に対しては、特
別な測定器を導入する必要がある。更に、公知の測定器
には望ましくない、出力信号をサンプリングする時に生
じるエイリアス（Δ１ｉａｓ）周波数を低減する低域濾
波器が必要である。その様なアナログ低域濾波器は、経
費が嵩むだけでなく、通過領域の精度を低下させるか、
阻止領域の望ましくない通過特性を増している。

発明の表出 この発明は、特許請求の範囲で特徴付けているように、
簡単な構造で、しかも設計性のある測定精度で、配電網
の重要な測定値演算処理の全ての課題を解決するのに適
切である、前記の様式に属するデジタル測定器を提供す
る課題を解決している。

この発明によるデジタル測定器は、次の特徴がある。即
ち、エイリアス周波数を回避するアナ口グ濾波器を省略
でき、測定値゛の演算処理に大切な全ての課題を統合し
た構造を基礎にして解決でき、電気回路網の三相特性が
一貫して利用でき、対称及び非対称的に印加されている
か、あるいは高調波のある回路網に導入できることであ
る。

発明の具体化方法 第１図の中で、商用周波数ωｓの三相電流が流れる配電
網の三相導線の一本を引用数字１で表す。

配電網の導線１の位相電流及び／又は位相電圧の値は、
電流変換器と電圧変換器、また場合によっては中間変換
器３を介してこの発明によるデジタル測定器のサンプル
・ホールド回路４の入力端に導入される。このサンプル
・ホールド回路４では、位相電流及び／又は位相電圧が
所定のサンプリング周波数ωＳでサンプリングされ、中
間記憶される。前記サンプル・ホールド回路４の後に設
置したアナログ・デジタル変換器５の中では、位相電流
及び／又は位相電圧がサンプリングされ、中間記憶され
た値がデジタル化され、次いでデジタル演算処理ユニッ
ト６に導入される。このユニット６中では、上記の電流
値及び／又は電圧値が、例えば一つの相の実効値、電流
及び／又は電圧のｎ次高調波の実効値及び歪み係数、配
電網の実効及び無効出力、周波数、同相及び／又は逆相
成分、非対称の比率及び零成分のような、配電網に生じ
る測定値演算処理の課題を解決するために演算処理され
る。

デジタル演算処理ユニット６には、周波数変換ブロック
７があり、このブロックで配電網の電流又は電圧の周期
Ｔ１の間、サンプル・ホールド回路４によってサンプリ
ングされ、アナログ・デジタル変換器５によって出力さ
れた周波数変換値が生じる。周波数を変換する場合、配
電網の高調波の周波数ω０．１＝ｌ１．、、ｎが直流信
号ＤＣに変換される。この直流信号は、付属する測定値
演算処理の課題を解決するために固有なものである。

周波数変換ブロック７に後続する濾波器配列８には、直
流信号ＤＣからずれた乱れのある周波数が抑制され、デ
ジタル低域濾波器１００では高調波が、またこの低域濾
波器１００に後続する帯域阻止濾波器１１０ではサンプ
リング時、サンプル・ホールド回路４で形成されたエイ
リアス周波数が抑圧される。最後に、濾波器配列８に後
続する演算処理装置９には、周波数変換し、濾波した直
流信号ＤＣが解決しようとする測定値演算処理の課題に
応じて演算処理され、次いで決定しようとする回路網に
固有な量として出力される。

このように構成された測定器は、配電網で解決しようと
する測定値演算処理の全ての課題を周波数変換ブロック
７、濾波器配列８及び演算処理装置９から成り、一体に
構成したデジタル演算処理ユニット６に基すき解決する
点で優れている。後で説明されるように、上記のデジタ
ル演算処理ユニット６の一つは、プログラムライフ゛ラ
リ中で自由にできるよく知られた機能ブロックである基
本統合回路から主に形成できる。高価なアナログの反エ
イリアス濾波器は、配電網の測定値演算処理の課題を正
しく解決するための基本的な条件であるが、この濾波器
を省略できる。それどころか、上記の測定器は配電網の
三相特性を一貫して利用−１ζ　− することにより、対称的にも、非対称的にも負荷を加え
ている回路網に導入できる。この場合、利用できる最大
の高調波は実質上サンプル・ホールド回路４、演算処理
される信号の帯域幅とアナログ・デジタル変換器５の分
解能によってのみ制限される。

機能ブロックである基本統合回路は、ここでは少なくと
も加算器、一定の乗算係数を有する加算器、乗算器、割
り算器、開平器、平均値算出器、ＰＩ制御器、座標変換
器、信号発生器及び二次の微分方程式を解く機能ブロッ
クを有する。

第２〜６図には、簡単な方法で配電網の測定値演算処理
の全ての課題を解決させる、その種の機能ブロックから
成るデジタル演算処理ユニット６の回路が示しである。

第２図に示した回路を使用して、配電網の位相電圧Ｕ、
の実効値Ｕｍ＋ｔｍＳを測定でき、それに応じてｎ次の
高調波の実効値Ｕ７と歪み係数ＤＣが測定できる。同じ
ことが、他の相ＳとＴ及び位相電流に対しても当てはま
る。

図示した回路は、周波数変換ブロック７の中に自乗器と
して形成された乗算器１２２とこの乗算器１２２に後続
する平均値算出器１３２を有し、前記乗算器１２２の出
力端に配電網の相Ｒの電圧Ｕ３のデジタル値が現れ、前
記平均値算出器１３２の出力端は濾波器配列８の低域濾
波器１０２及び帯域阻止濾波器１１２を介して演算処理
装置９の開平器１４２の入力端に作用する。開平器１４
２の出力端には、相Ｒの電圧の実効値に比例する信号が
現れる。

更に、第２図に示した回路には周波数変換ブロック７の
中にＲ３Ｔ−ｄｑ−座標変換器１５２もある。この変換
器の入力端には、配電網の三相Ｒ，Ｓ、Ｔに付属する電
圧Ｕ、、Ｕｂ、Ｕｃのデジタル信号と、Ｒ３Ｔ−座標系
とｄｑ−座標系の間で時間変化する角度εを表す基準信
号ｓｉｎωｓｌｔとｃｏｓωＲｔ（ωｓ＝ｎωｓ、ｎ＝
１．２．・・・）が現れる。Ｒ３Ｔ−ｄｑ−座標変換器
１５２の直接座標に対する出力端に現れる信号Ｕｎｄは
低域濾波器１０２′と帯域阻止濾波器１１２′を介して
自乗器として形成した乗算器１２２′に作用する。Ｒ３
Ｔ−ｄｑ−座標変換器１５２の自乗出力１６一 端に生じる信号Ｕｆｉ、、は、低域濾波器１０２″と帯
域阻止濾波器１１２“を介して自乗器として同じ様に形
成された乗算器１２２“に作用する。画集算器１２２′
と１２２＃の出力は、それぞれ加算器１６２に接続して
いて、この加算器の出力は開平器１４２′の入力端に接
続している。この開平器の出力端には、相電圧の実効値
に比例する信号が現れる。

Ｒ３Ｔ＝座標系とｄｑ−座標系の間の角度がω己に等し
い場合、加算器１６２の出力は割り算器１７２の第一入
力端にも作用する。この割り算器の第二入力端には、開
平器１４２の入力信号が導入される。割り算器１７２の
出力は一定乗算係数１８２を有する加算器の第一入力端
に作用する。この加算器の第二入力端に信号−１が導入
され、その出力には歪み係数ＤＣの自乗に比例する信号
が出力される。

第３図に示す回路を用いると、零成分の無い場合配電網
の有効出力Ｐ及び無効出力Ｑが決定できる。図示した回
路は、周波数変換ブロック７の中にＲ５Ｔ−ｄｑ−座標
変換器１５３を有する。この変換器１５３の出力端には
、配電網の三相Ｒ，Ｓ、Ｔに属する＝１８＝ デジタル電流値ｒａ、ｒｂ、１ｃ基準信号として使用さ
れるＲ５Ｔ−αβ−座標変換器１５３′の出力信号Ｕ・
５ｉｎ６Ｊ、ＩｔとＵ−ｃｏｓωｓｌｔとが現れ、この
変換器１５３′の出力端には、配電網の三相Ｒ，Ｓ、　
Ｔに属する電圧Ｕ、、Ｕｂ、ＵＣが現れる。直接座標に
対するＲ５Ｔ−ｄｑ−座標変換器１５３の出力端は、濾
波器配列８の低域濾波器１０３及び帯域阻止濾波器１１
３を介して有効出力Ｐを表す出力信号を供給する。自乗
座標に対するＲ３Ｔ−ｄｑ−変換器１５３の出力端は、
低域濾波器１０３′と帯域阻止濾波器１１３′を介して
無効出力Ｑを表す出力信号を供給する。

第４図に示す回路を用いると、配電網の公称周波数ωが
測定できる。図示した回路は、周波数変換ブロック７の
中にＲ３Ｔ−ｄｑ−座標変換器１５４を有する。この変
換器１５４の入力端には、配電網の三相に属するデジタ
ル電圧値Ｕ　ｌｌ＋　Ｕ　ｂ、　Ｕ　ｃとｖＣｏとして
働く信号発生器１９４の基準信号として使用される出力
信号ｓｉｎωＲ１及びｃｏｓωＲｔとが印加される。自
乗座標用に設置されたＲ５Ｔ−ｄｑ−変換器１５４の出
力ｑは、平滑化濾波器として働＜ＰＩ制御器２０４の入
力端に導入される。ＰＩ制御器２０４の出力端に現れる
信号Δωは、一方で濾波器配列８の低域濾波器１０４と
帯域阻止濾波器１１４を介して、配電網の公称周波数ω
に比例する信号を供給するデジタル測定器の出力端に導
入され、他方で加算器１６４の第一入力端に導入される
。この加算器の第二入力端に配電網の公称周波数ωｓに
比例する信号が導入され、前記加算器の出力信号ω８−
ω１＋Δωは、信号発生器１９４の入力端に作用する。

第５図に示した回路を用いて配電網の同相Ｉ＋、逆相■
−と非対称比率Ｉ　−／　Ｉ十を測定できる。

図示した回路は、周波数変換ブロック７中に第一Ｒ５Ｔ
−ｄｑ−座標変換器１５５を有する。この変換器の入力
端には、配電網の三相に付属するデジタル電流値１．．
１．と■。及びＲ３Ｔ座標系とｄｑ座標系の間の時間変
化角度ω１ｔを表す基準信号ｓｉｎωＲｔとｃｏｓωｓ
ｌｔ　　（ω８＝ω１）が現れる。直接座標に対するＲ
３Ｔ−ｄｑ−座標変換器１５５の出力端に現れ、直接電
流成分Ｉ、に比例する信号が、濾波器配列８の低域濾波
器１０５及び帯域阻止濾波器１１５を介して開平器とし
て形成された演算処理装置９の乗算器１２５に作用する
。乗算器１２５の出力端は、加算器１６５の第一入力端
に接続している。自乗座標に対するＲ５Ｔ−ｄｑ−座標
変換器１５５の出力端に生じ、二次電流成分■９に比例
する信号は、濾波器配列８の低域濾波器１０５′と帯域
阻止濾波器１１５を介して開平器として形成した演算処
理装置９の乗算器１２５′に作用する。乗算器１２５′
の出力端は、加算器１６５の第二入力端に接続している
。加算器１６５の出力端には、同相成分Ｉｔの自乗に比
例しする信号が現れる。この信号は１、演算処理装置９
の後続する開平器１４５中で開平される。

更に、周波数変換ブロック７には、Ｒ５Ｔ−ｄｑ−座標
変換器１５５′が設置されている。この変換器の入力端
には、Ｒ５Ｔ−ｄｑ−座標変換器１５５と同じように信
号Ｔ、、Ｉｂ、１．、及び基準信号ｓｉｎωｓ１とｃｏ
ｓ　ωｓｌｔが印加される。自乗座標に対するＲ５Ｔ−
ｄｑ−変換器１５５′の出力端に現れ、自乗電流成分Ｉ
Ｑに比例する信号は、濾波器配列８の低域濾波器１０５
“と帯域阻止濾波器１１５　″を介して自乗器一　Ｚ　
Ｏ− として形成された演算処理装置９の乗算器１２５″に作
用する。乗算器１２５″の出力端は、加算器１６５′の
第一入力端に接続している。直接座標に対するＲ５Ｔ−
ｄｑ−座標変換器１５５′の出力端に生じ、直接電流成
分■４に比例する信号は、濾波器配列８の低域濾波器１
０５”と帯域阻止濾波器１１５″′を介して自乗器とし
て形成された加算器１６５　″′に作用する。乗算器１
６５″′の出力端は、加算器１６５′の第二入力端に接
続している。加算器１６５′の出力端には、逆相成分■
−の自乗に比例する信号が生じる。この信号は、演算処
理ユニット９の後続する開平器１４５′で開平される。

非対称比率Ｉ　　／Ｉ＋を測定するため、第５図の回路
は入力端側で開平器１４５と１４５′の出力端に接続し
ている割り算器１７５を有する。

第６図に示した回路は、周波数変換ブロック７の中に、
一定乗算係数を有する加算器１８６、開平器として形成
された二つの乗算器１２６と１２６′、配電網の周期Ｔ
、の１／４の遅延を有する遅延回路２１６及び加算器１
６６から形成されている回路配置−２２＝ を有する。この回路の場合には、一定乗算係数を有する
加算器１８６の入力端に相電流１ａ＋Ｉｂ、及びＩＣに
比例するデジタル信号が現れる。一定乗算係数を有する
加算器１８６の出力端は、一方で乗算器１２６′を介し
て加算器１６６の第一入力端に、また他方で遅延回路２
１６とこの遅延回路２１６に後続する乗算器１２６を介
して加算器１６６の第二入力端に接続している。加算器
１６６の出力は、濾波器配列８の低域濾波器１０６と帯
域阻止濾波器１１６を介して演算処理袋Ｗ９中に配設し
である開平器１４６に作用し、この開平器の出力端には
、零成分Ｉ。

に比例する信号が現れる。

前記した回路に使用された低域濾波器１００，１０２゜
１０２　’　、１０２　＃、１０３，１０３　’　、１
０４，１０５，１０５　”　、１０５”。

１０５　＃′と１０６、帯域阻止濾波器１１０．１１２
．１１２　′。

１１２　”　、１１３，１１３　’　、１１４．１１５
，１１５　　′、１１５，１１５　＃′と１１６及び遅
延回路２１６は、それぞれ微分方程式、 を算出する機能ブロックを有する。

上記の機能ブロックは、係数ａ。＋　ａＩ＋　ａ２＋　
ｂｌとｂ２及びと離散的時点１，２．・・・で測定した
入力値１（ｋ）、　ｋ　＝Ｌ２．・・・を入力する入力
端を有する。この機能ブロックは、　時点にで以下の式
に従う出力値ｏ　（ｋ）を算出する。即ち、ｏ（ｋ）　
−−ｂｌｏ（ｋ−１）　−ｂｚｏ（ｋ−２）　＋ａｏｉ
（ｋ）＋ａ＋１（ｋ−１）　＋ａｚｉ（ｋ−２）、ここ
で、ｏ（ｋ−１）又はｉ　（ｋ−１）は、時点に−１で
、またｏ（ｋ−２）又はｉ　（ｋ−２）は、時点に−２
で突き止めた０又はｉの値である。

入力値の選択に従って、上記の機能ブロックによりこの
ブロックの要求がプログラムされる。

低域濾波器に対して、２変換が使用され、ｚ　−１＝　
ｅｘｐ（−ｓＴｓ　）が挿入される。

係数に対して、次の値が入力される。

ａＯ＝０ ｘｓｉｎ（ω山／函 ａ２＝　Ｏ ｂｌ−２ｅｘｐ（−ωａＴｓ　）　・ｃｏｓ（ωｏＴｓ
　／ｆ）＋ここで、Ｔｓはサンプル・ホールド回路４の
サンプリング周期、Ｓは減衰係数ξ−１７２と限界周波
数ω。を有する下記の伝送関数の変数である。

■ とのような低域濾波器は、高調波ω＝　（ｉ＝Ｌ２゜・
・・）のような直流信号ＤＣからずれた周波数を低減す
る。

帯域阻止濾波器に対しては、双線型Ｚ−変換、＝２４− ２　　　１−２−＋ が使用される。

係数に対しては、次の値が入力される。即ち、１　＋　
４（Ｔｂｒ”　Ｔｓ　）２ ここで、Ｔ、はサンプリング周波数ωｓを有するサンプ
ル・ホールド回路の周期で、 ’ｒ、、＝２π／Δω−２π（ｋωｓ−ωｓ）＋　　ｋ
＝±１．±２．・・・、及びＳは、減衰係数ξを有する
二次濾波器の伝送関数、 ２６一 の変数である。このような低域阻止濾波器は、一般に振
幅の大きいエイリアス低周波を低減する。

同じように、乗算器１２２．１２２　’　、　１２２“
、１２６及び１２６′もそれぞれ周知の様式の機能ブロ
ックから形成される。同じことは、平均値算出器１３２
、開平器１４２．１４２　′、　１４５．１４５　′と
１４６、加算器１６２．１６４、１６５．１６５　’と
１６６、割り算器１７５と１８６、信号発生器１９４、
及びＰＩ制御器２０４に対しても当てはまる。

Ｒ３Ｔ−ｄｑ−又は−αβ座標変換器１５２．１５３，
１５３′、１５４と１５５及びＲ３Ｔ−ｑｄ−座標変換
器１５５′は、三相系のＲ，Ｓ、Ｔ値を直交ｄ＋Ｑ又は
α、β座標系の対応する値に変換する機能ブロックによ
って形成されている。この場合、両座種糸の間の角度ε
は、Ｒ，Ｓ、Ｔの値が直交α、β座標系の対応する値に
変換されるように、同時に設定される。この場合、α座
標がＲ座標に一致し、同じ系は以下の変換が当てはまる
。即ち、 α＝Ｒ β＝　（１／　ｆ　）Ｓ−（１／　ｆ　）Ｔｄ−αｃｏ
ｓε＋βｓｉｎε ｑ＝−αｓｉｎε＋βｃｏｓε 機能ブロックには、座標Ｒ（従って、α、Ｓ、Ｔも）の
値及びｓｉｎεとｃｏｓεの値が入力される。機能ブロ
ックは、この時α、β座標又はｄｑ座標の対応する値を
決める。回転するＲ、Ｓ、Ｔ座標系の場合、α、β座標
系も回転する。これに反して、角度εを適切に入力する
と（つまり、正弦及び余弦として）ｄｑ−座標系は静止
し、直流信号を供給する。

Ｒ，Ｓ、Ｔ座標をｄｑ−座標に変換することは、電子技
術では周知のことで、例えば、フィリソポウ著、「電子
技術ハンドブック」、第２巻、強電技術（Ｔａ５ｃｈｅ
ｎｂｕｃｈ　ｄｅｒ　Ｅｌｅｋｔｒｏｔｅｃｈｎｉｋ、
　Ｂａｎｄ　２＋Ｓｔａｒｋｓｔｒｏｍｔｅｃｈｎｉｋ
、　ＶＯｎ　Ｅ、　Ｐｈｉｌｉｐｐｏｗ、　ＶＥＢ−Ｖ
ｅｒｌａｇ、　Ｂｅｒｌｉｎ＋　１９６６の特に５４〜
６０頁により公知で−ｚ　’／　　− ある。

この発明による測定器の動作は次のようになる。

例えば配電網の周期Ｔ１の間にサンプル・ホールド回路
４によって検出され、中間記憶されている配電網の導体
１の一つ又はそれ以上の相の電流及び／又はのデジタル
値は、周波数変換ブロック７の中で周波数ωｉ＋　１　
＝Ｌ　２＋・・・の調和振動から所望の回路網特有な量
に比例する直流信号ＤＣに移行される。第２〜６図の回
路から分かるように、測定値演算処理の各課題に対する
周波数変換ブロック７は、固有な構造を有する。０とは
異なる高調波周波数は、濾波器配列８の低域濾波器１０
０によって抑圧され、サンプル・ホールド回路４でサン
プリングして生じた乱れたエイリアス周波数は、濾波器
配列８の帯域阻止濾波器１１０によって抑圧される。濾
波された直流信号ＤＣは、次いで演算処理装置９中で解
決しようとする測定値演算処理の課題に応じて四つの基
本計算様式と開平器の助けの下に回路網に固有な所望の
量に更に処理される。

第２図による回路では、相電流又は相電圧の実効値を定
める場合、周波数変換ブロックの中で演算処理した信号
を直流信号に次のようにして変換する。即ち、配電網の
基本周波数　ω１の高調波ｃｏｓ（ｋω＋　　＋φ、）
、ｋ＝Ｌ２．　　・・−に対して、恒等式、 ｃｏｓ”（ωｓｔ＋φｈ）　＝　１／２　　ｃｏｓ２（
ｋωｓｔ＋φｋ）＝ＤＣ＝ｃｏｓ２（ｋω＋ｔ＋φｋ） ここで、φ６は位相角であり、ｋ　＝　Ｌ　２　　・・
・であることを使用する。

各高調波は、直流信号ＤＣと二倍の周波数の信号に分割
される。例えば、Ｒ相の電圧の実効値は、次のように定
義される、 周期的な項２にωｓ及び異なる次数の高調波間の積の項
は消失する。それ故、直流信号への変換は、簡単に自乗
することにより配電網の周期Ｔ１の間で検出し、周波数
変換ブロック７に導入される入力信号の値、及び後続す
る平均値処理によって自乗した値を得られるようにして
くれる。

ｎ次の高調波の実効値を算出するには、Ｒ，Ｓ、　Ｔ座
標系をｄｑ座標系に変換して、０次高調波の直接成分及
び自乗成分に対する直流信号が得られる。

従って、相電圧Ｕ、に対してＲ，Ｓ、Ｔ−ｄｑ座標変換
器１５２の出力端に直流電圧信号Ｕｆｉｄ及びＵ□を得
る。

この変換器は、濾波、自乗、加算及び開平した後、所望
の実効値を以下の簡単な方法で供給する。即ち、 ここで、 第３図の回路において、周波数変換ブロック７で処理さ
れる信号を直流信号に変換することが、配電網の有効出
力Ｐ及び無効出力Ｑを決定する場合、Ｒ，Ｓ、Ｔ−ｄｑ
変換によって同じように生じる。この変換では、配電網
の公称回路周波数ω１で回転する基準座標系で位相Ｒ，
Ｓ、　Ｔの公称周波数ωの場合に測定された電流及び電
圧値が計算される。この場合、ω成分は（ω−ω１）及
び（ω＋ωｓ）成分に分解される。従って、ω＝ω１に
対して直流信号が生じる。第３図の回路の場合、Ｒ，Ｓ
、Ｔ−αβ座標器１５３′の三相Ｒ，Ｓ、Ｔ属する電圧
Ｕヨ、Ｕｂ、及びＵ、は、先ず公称回路周波数ωｓで回
転するα。

β基準座標系の基準信号１−ｓｉｎωｓ１とＵ’ＣＯ３
ω１ｔに変換される。三相電流Ｉ、、Ｉ、、と■。及び
＝　９９　＝ それ等の基準信号をＲ，Ｓ、Ｔ−ｄｑ座標変換器１５３
に入力して、最終的にω−ωｓ−ω１の場合直接座標に
対する変換器１５３の出力端に有効出力Ｔに比例する濾
波していない信号、及び自乗成分に対する変換器１５３
の出力端に無効出力Ｑに比例する濾波していない信号を
得る。

第４図による回路では、配電網の回路周波数ωを決定す
る場合、周波数変換ブロック７で処理される信号を直流
信号に変換することが、次のようにして行われる。即ち
、座標変換器１５４でＲ，Ｓ、Ｔ−ｄｑ変換を行う場合
、電圧信号Ｕ、、Ｕｂ、Ｕｃから、測定した信号と周波
数ωえ−ω１＋Δωで回転する基準系の信号との間の位
相角の差Δθに比例する自乗成分ｑが得られ、ここで、 ｑ＝Ａ−ｓｉｎ　　θ＝　八・Δθ となることによる。

この値ｑは、直流信号を含む。この直流信号は、フェー
ズロックループ、ＰＬＬを制御するために使用される。

このフェーズロックループ中では、Ｒ９Ｓ、Ｔ−ｄｑ座
標変換器１５４が位相検出器として作用する。自乗成分
に対する位相検出器の出力端に現れる信号ｑは、ＰＬＬ
の濾波器として使用されるＰＩ制御器２０４に導入され
る。このｐ　ｒ　ｔ＃Ｊ　’ａ器２０４の出力端に実際
の周波数と公称回路周波数ω１の間の差Δωが現れる。

公称回路周波数ωｓをＰＩ制御器２０４の出力信号Δω
に加算した後、ここで形成された信号ω２＝ω１　＋Δ
ωがフェーズロックループ、ＰＬＬの電圧制御発振器Ｖ
ＣＯとして働く信号発生器１９４に達する。この信号発
生器１９４の出力信号Ｓｉｎωｓｌｔ及びｃｏｓωＲ１
は基準信号としてＲ，Ｓ、Ｔ−ｄｑ座標変換器１５４に
導入される。

第５図の回路では、周波数変換ブロック７で処理される
信号を直流信号に変換することは、同相成分Ｉ十を決定
する場合、Ｒ，Ｓ、Ｔ−ｄｑ座標変換器１５５の変換に
よって行われる。この場合、直接成分■６と自乗成分Ｉ
９に対して次の値が生しる、即ち、 Ｉｄ＝Ｉ、ｃｏｓ　　φ、　　＋　Ｉ−ｃｏｓ（φ−＋
２ω＋ｔ）■９冨１＋ｓｉｎ　φヤーＩ−５ｉｎ（φ−
＋２ω＋１）従って、■、及び■９はそれぞれ直流電流
成分及びその後濾波器配列８で除去できる周波数２ω１
の交流電流成分を有する。

Ｒ，Ｓ、Ｔ−ｄｑ変換器によって座標変換する場合、逆
相成分■−に依有する直流電流成分のみを有する信号Ｉ
９とＩｄが得られる。

第６図による回路では、周波数変換ブロック７で処理さ
れる信号を直流信号に変換することが、零成分、 Ｔｏ　＝　１／３（Ｉａ　＋　　Ｉｂ　−１−ｒＣ）を
決定する場合、直流信号を供給する恒等式、ｉｏ”（ｔ
）　＋　１ｏＪｔ　＋　Ｔ＋／４）＝　Ｔｏ”　（ｃｏ
ｓ２（ωｓ　ｔ＋φ１）＋　ｃｏｓ２（ω己＋φ１＋π
／２）〕−　　ＩＯ”＋ を遅延回路２１６、画集算器１２６と１２６′及び加算
器１６６を有する回路中で後形成して生しる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、この発明による配電網に挿入されるデジタル
測定器の基本接続図、 第２図は、配電網の一つの相の実効値、ｎ次高調波の実
効値及び歪み係数を測定するための第１図に従う測定器
のデジタル演算処理ユニットの回路図、 第３図は、配電網の実効出力及び無効出力を測定するた
めの第１図に従う測定器のデジタル演算処理ユニットの
回路図、 第４図は、配電網の周波数を測定するための第１図に従
う測定器のデジタル演算処理ユニットの回路図、 第５図は、同相成分、逆相成分及び非対称比率を測定す
るための第１図に従う測定器のデジタル演算処理ユニッ
トの回路図、 第６図は、零周波数成分を測定するための第１図に従う
測定器のデジタル演算処理ユニットの回路図。 引用記号： １・・・導体、　　　　　２・・・測定変換器、３・・
・中間変換器、 ４・・・サンプル・ホールド回路、 ５・・・アナログ・デジタル変換器、 ６・・・演算処理ユニット、 ７・・・周波数変換ブロック、 ８・・・濾波器配列、　９・・・演算処理装置、１００
．１０２．１０２′、　１０２　〃、１０３．１０３′
、１０４，１０５，１０５’　、１０５，１０５　’　
、１０６・・・低域濾波器、１１０．１１２，１１２　
　′、　１１２　“、１１３，１１３′ｌ１４，１１５
．１１５′、１１５　”　、１１５　”　’　、１１６
・・・帯域阻止濾波器、１２２、１２２”、１２２“、
１２６，１２６　′・・・乗算器、１３２　・・・平均
値算出器、 １４２、１４２　’　、１４５，１４５　′、１４６・
・・開平器、１５２．１５３，１５４，１５５　−　・
−Ｒ，Ｓ、Ｔ−ｄｑ座標変換器、１５３′・・・Ｒ，Ｓ
、Ｔ−αβ座標変換器、１５５　　′Ｒ，Ｓ、Ｔ−ｑｄ
座標変換器、１６２．１６４，１６５．１６５′、１６
６・・・加算器、１７２．１７５　　・・・割り算器、 １８２、１８５　・・・一定乗算係数を有する加算器、
１９４　　・・・信号発生器、　　２０４・・・ＰＩ制
御器、２１＆　　・・・遅延回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）高調波の影響を受けている配電網の少なくとも一個
   の測定検出器から供給されるアナログ出力信号を、 （ａ）所定のサンプリング周波数（ω＿ｓ）で前記アナ
   ログ出力信号をサンプリングし、この出力信号のサンプ
   リング値を中間記憶するサンプル・ホールド回路（４）
   と、 （ｂ）サンプリングし、中間記憶した出力信号の値をデ
   ジタル化する、前記サンプル・ホールド回路（４）に後
   続するアナログ・デジタル変換器（５）と、 （ｃ）アナログ・デジタル変換器（５）の出力端に接続
   し、導入された出力信号のデジタル値である回路網に固
   有な少なくとも一つの量を調べるデジタル演算ユニット
   （６）と、 で演算処理するデジタル測定器において、 デジタル演算処理ユニットは、配電網の基本波及び高調
   波の周波数（ω＿ｊ、ω＿ｉ）を少なくとも一個の回路
   網に固有な量に比例する直流信号に変換する少なくとも
   一個のブロック（７）と、直流信号からずれた高調波周
   波数を抑制する少なくとも一個の低域濾波器（１００、
   １０２、・・・）と、前記低域濾波器（１００、１０２
   、・・・）に後続し、エイリアス周波数を抑圧する少な
   くとも一個のデジタル帯域阻止濾波器（１１０、１１２
   、・・・）を有する前記の少なくとも一個の周波数変換
   ブロック（７）に後続する少なくとも一個の濾波器配列
   （８）を有することを特徴とするデジタル測定器。 ２）周波数変換ブロック（７）と濾波器配列（８）は、
   基本言語から成り互いに無関係で、プログラムできる機
   能ブロック中のそれぞれ少なくとも一個のプログラ可能
   な機能ブロックを有することを特徴とする特許請求の範
   囲第１項記載のデジタル測定器。 ３）デジタル演算処理ユニットは（６）は、少なくとも
   一個の濾波器配列（８）から出力された出力信号を演算
   処理する前記の少なくとも一個の濾波器配列（８）に後
   続し、少なくとも一個の機能ブロックを備えた装置を保
   有することを特徴とする特許請求の範囲第２項記載のデ
   ジタル測定器。 ４）基本統合回路は、少なくとも一個の加算器（１６２
   、１６４、・・・）、一定乗算係数を有する一個の加算
   器（１８２、１８６）、一個の乗算器（１２２、１２２
   ′、・・・）、一個の割り算器（１７２、１７５、・・
   ・）、一個の開平器（１４２、１４２′、・・・）、一
   個の平均値算出器（１３２）、一個のＰＩ制御器、一個
   の座標変換器（１５２、１５３、・・・）、一個の信号
   発生器（１９４）及び二次の微分方程式を計算する機能
   ブロックを有することを特徴とする特許請求の範囲第２
   項又は第３項記載のデジタル測定器。 ５）少なくとも一個の低域濾波器（１００、１０２、・
   ・・）と少なくとも一個の帯域阻止濾波器（１１０、１
   １２、・・・）は、それぞれ二次の微分方程式を計算す
   る機能ブロックから形成されていることを特徴とする特
   許請求の範囲第４項記載のデジタル測定器。 ６）配電網の一つの相に対する相電流（Ｉ＿ａ）又は相
   電圧（Ｕ＿ａ）の実効値（Ｕ＿ａ＿、＿ｒ＿ｍ＿ｓ）を
   測定するため、周波数変換ブロック（７）は、入力端に
   電流又は電圧（Ｕ＿ａ）のデジタル値が入力し、二乗器
   として作用する乗算器（１２２）と、入力端が前記乗算
   器（１２２）の出力端に接続し、出力端が濾波器配列（
   ８）を介して演算処理ユニット（９）の開平器（１４２
   ）の入力端に作用する平均値算出器（１３２）とによっ
   て形成されることを特徴とする特許請求の範囲第４項又
   は第５項記載のデジタル測定器。 ７）配電網の一つの相の電流又は電圧のｎ次高調波の実
   効値（Ｕ＿ｎ）を測定するため、周波数変換ブロックは
   、入力端に配電網の三相に付随する電圧（Ｕ＿ａ、Ｕ＿
   ｂ、Ｕ＿ｃ）のデジタル化した信号とＲ、Ｓ、Ｔ座標系
   と配電網の公称周波数（ω＿１）のｎ倍値で回転するｄ
   ｑ座標系との間の角度の正弦及び余弦に相当する信号と
   が入力され、直接座標に対する出力が濾波器配列（８）
   の第一低域濾波器（１０２′）と第一帯域阻止濾波器（
   １１２′）を介して自乗器として形成された第一乗算器
   （１２２′）に作用し、自乗座標に対する出力が濾波器
   配列（８）の第二低域濾波器（１０２″）と第二帯域阻
   止濾波器（１１２″）を介して自乗器として形成した乗
   算器（１２２″）に作用するＲ、Ｓ、Ｔ−ｄｑ座標変換
   器（１５２）によって形成されていて、第一及び第二乗
   算器（１２２′、１２２″）の出力は、それぞれ出力端
   が開平器（１４２′）の入力端に接続している加算器（
   １６２）の入力端に繋がっていることを特徴とする特許
   請求の範囲第４項又は第５項記載のデジタル測定器。 ８）歪み係数（Ｄ＿ｃ）を測定するため、開平器（１４
   ２、１４２′）の入力端に現れる信号は、出力端が一定
   乗算係数を有する加算器（１８２）の入力端に接続して
   いる割り算器（１７２）の二つの入力端にそれぞれ導入
   されることを特徴とする特許請求の範囲第６項又は第７
   項記載のデジタル測定器。 ９）配電網の有効出力（Ｐ）と無効出力（Ｑ）を零周波
   成分なしに測定するため、周波数変換器（７）は、入力
   端に配電網の三相に付随するデジタル化した電流信号（
   Ｉ＿ａ、Ｉ＿ｂ、Ｉ＿ｃ）と、配電網の三相に付随する
   電圧信号（Ｕ＿ａ、Ｕ＿ｂ、Ｕ＿ｃ）が入力端に印加す
   るＲ、Ｓ、Ｔ−αβ座標変換器（１５３′）の出力信号
   とが入力され、直接座標に対する出力が低域濾波器（１
   ０３）と第一帯域阻止濾波器（１１３）を介してデジタ
   ル演算処理ユニット（６）の第一出力端に作用し、自乗
   座標に対する出力が第二低域濾波器（１０３′）と第二
   帯域阻止濾波器（１１３′）を介してデジタル演算処理
   ユニット（６）の第二出力端に作用するＲ、Ｓ、Ｔ−ｄ
   ｑ座標変換器（１５３）によって形成されていることを
   特徴とする特許請求の範囲第４項又は第５項記載のデジ
   タル測定器。 １０）配電網の回路周波数（ω）を測定するため、周波
   数変換ブロック（７）がフェーズロックループとして形
   成してあることを特徴とする特許請求の範囲第４項又は
   第５項記載のデジタル測定器。 １１）フェーズロックループは、位相検出器として配電
   網の三相に付随する信号とＶＣＯとして作用する信号発
   生器（１９４）の出力信号が入力端に印加し、自乗座標
   に対する出力が一方で濾波器配列（８）の低域濾波器（
   １０４）の入力端にその出力端を繋げ、他方で信号発生
   器（１９４）に働く加算器（１６４）の入力端にその出
   力端を繋げているループ濾波器として作用するＰＩ制御
   器（２０４）の入力端に導入されてい、配電網の公称回
   路周波数（ω＿１）に比例する信号が第二入力端に現れ
   るＲ、Ｓ、Ｔ−ｄｑ変換器（１５４）を有することを特
   徴とする特許請求の範囲第１０項記載のデジタル測定器
   。 １２）同相成分（Ｉ＿＋）を測定するため、周波数変換
   ブロック（７）は、入力端に配電網の三相に付随する電
   流のデジタル信号とＲ、Ｓ、Ｔ座標系とｄｑ座標系との
   間の時間変化する角度の正弦と余弦に付随する信号が現
   れ、直接座標に対する出力が濾波器配列（８）の第一低
   域濾波器（１０５）と第一帯域阻止濾波器（１１５）を
   介して自乗器として形成された第一乗算器（１２５）に
   作用し、自乗座標に対する出力が濾波器配列（８）の第
   二低域濾波器（１０５′）と第二帯域阻止濾波器（１１
   ５′）を介して自乗器として形成された第二乗算器（１
   ２５′）に作用するＲ、Ｓ、Ｙ−ｄｑ座標変換器（１５
   ５）によって形成されていて、第一及び第二乗算器（１
   ２５、１２５′）の出力端は、開平器（１４５）の入力
   端にその出力端を接続している加算器（１６５）の入力
   端にそれぞれ連結していることを特徴とする特許請求の
   範囲第４項又は第５項記載のデジタル測定器。 １３）逆相成分（Ｉ＿−）を測定するため、周波数変換
   ブロック（７）は、入力端に配電網の三相に付随する電
   流のデジタル信号とＲ、Ｓ、Ｔ座標系とｑｄ座標系との
   間の時間変化する角度の正弦と余弦に付随する信号が現
   れ、直接座標に対する出力が濾波器配列（８）の第一低
   域濾波器（１０５″）と第一帯域阻止濾波器（１１５″
   ）を介して自乗器として形成された第一乗算器（１２５
   ″）に作用し、自乗座標に対する出力が濾波器配列（８
   ）の第二低域濾波器（１０５″）と第二帯域阻止濾波器
   （１１５″）を介して自乗器として形成された第二乗算
   器（１２５″）に作用するＲ、Ｓ、Ｔ−ｄｑ座標変換器
   （１５５′）によって形成されていて、第一及び第二乗
   算器（１２５″、１２５″′）の出力端は、開平器（１
   ４５′）の入力端にその出力端を接続している加算器（
   １６５′）の入力端にそれぞれ連結していることを特徴
   とする特許請求の範囲第４項又は第５項記載のデジタル
   測定器。 １４）非対称比率（Ｉ＿−／Ｉ＿＋）を測定するため、
   開平器（１４５、１４５′）の出力は、それぞれ割り算
   器（１７５）の二つの入力端の一つに接続していること
   を特徴とする特許請求の範囲第１２項又は第１３項記載
   のデジタル測定器。 １５）零周波数成分（Ｉ＿０）を測定するため、周波数
   変換ブロックは、一定乗算係数を有する加算器（１８６
   ）と、自乗器としてそれぞれ形成した第一及び第二乗算
   器（１２６、１２６′）と、配電網の周期（Ｔ＿１）の
   １／４の遅延を有する遅延回路（１６６）と、加算器（
   １６６）とから成る回路装置によって形成され、一定乗
   算係数を有する加算器（１８６）の入力端に配電網の相
   電流に付随するデジタル化した信号が導入され、一定乗
   算係数を有する加算器（１８６）の出力端は、一方で第
   一乗算器（１２６′）の入力端に連結し、他方で遅延回
   路（２１６）を介して第二乗算器（１２６）の入力に作
   用し、第一及び第二乗算器の出力が加算器（１４６）に
   作用することを特徴とする特許請求の範囲第４項又は第
   ５項記載のデジタル測定器。