JPS63148709A - 能動減衰装置及び方法 - Google Patents
能動減衰装置及び方法Info
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- JPS63148709A JPS63148709A JP62262573A JP26257387A JPS63148709A JP S63148709 A JPS63148709 A JP S63148709A JP 62262573 A JP62262573 A JP 62262573A JP 26257387 A JP26257387 A JP 26257387A JP S63148709 A JPS63148709 A JP S63148709A
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- Pharmaceuticals Containing Other Organic And Inorganic Compounds (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は能動音響減衰装置に関し、特に望ましくない出
力音を打消すための装置を提供する。本発明による装置
はダイナミックレンジが増大し、またスイッチオンに応
じて作動する自己較正機能を備え操作が容易である等の
特徴を有する。本発明による装置は帰還される音を適応
的にモデル化して補償し、さらに誤差路及びｆＪ消し用
スピーカの効果をオンラインで適応的にモデル化し補償
する。
力音を打消すための装置を提供する。本発明による装置
はダイナミックレンジが増大し、またスイッチオンに応
じて作動する自己較正機能を備え操作が容易である等の
特徴を有する。本発明による装置は帰還される音を適応
的にモデル化して補償し、さらに誤差路及びｆＪ消し用
スピーカの効果をオンラインで適応的にモデル化し補償
する。
従来の技術
従来の帰還音打消し装置はスピーカから入口側マイクロ
ホンに帰還される音を補償するり・波器を使用している
。この−波器は帰還路の特性の変化に適合できる適応能
力を有するのが望ましい。従来の装置は装置への入力を
帰還音打消し一波器の出力との間に相関を有さない広帯
域の雑音入力信号についてしか良好に適応することがで
きなかった。相関のない信号は時間平均するとゼロにな
る。
ホンに帰還される音を補償するり・波器を使用している
。この−波器は帰還路の特性の変化に適合できる適応能
力を有するのが望ましい。従来の装置は装置への入力を
帰還音打消し一波器の出力との間に相関を有さない広帯
域の雑音入力信号についてしか良好に適応することがで
きなかった。相関のない信号は時間平均するとゼロにな
る。
しかし、人力雑＆が所定の周波数で規則的にくりかえさ
れる成分を有する狭帯域の雑音を含む場合Ｐ波器出力は
装置入力との間に相関を形成し収斂しない。従って、か
かる一波器は特に広い帯域を有する入力雑音が加えられ
る装置でしか適応的に使用できない。
れる成分を有する狭帯域の雑音を含む場合Ｐ波器出力は
装置入力との間に相関を形成し収斂しない。従って、か
かる一波器は特に広い帯域を有する入力雑音が加えられ
る装置でしか適応的に使用できない。
しかし、はとんどの実際の装置では入力雑音として狭帯
域雑音が加わる。そこで上記の従来の一波器はかかる装
置では適応的に使用できない。この問題を解決するため
従来公知の方法では一波器が広帯域雑音のみによりオフ
ラインであらかじめトレーニングされていた。このあら
かじめ適応された一波器は次いで固定された装置中に固
定要素として挿入される。その際一波器は以後変化した
り適応したりすることはできない。
域雑音が加わる。そこで上記の従来の一波器はかかる装
置では適応的に使用できない。この問題を解決するため
従来公知の方法では一波器が広帯域雑音のみによりオフ
ラインであらかじめトレーニングされていた。このあら
かじめ適応された一波器は次いで固定された装置中に固
定要素として挿入される。その際一波器は以後変化した
り適応したりすることはできない。
上記の固定式−波器の著しい問題点は帰還路の特性の変
化、例えば音速を変化させる帰還路中の温度あるいは流
れの変化に対応できないことである。あらかじめなされ
るトレーニング過程においては一波器はｑｔ遠路の艮ざ
等の帰還路に関係する所定のパラメータ組をモデル化す
る。パラメータが選択されると一波器は適応され、次い
で装置中に挿入されその後は動作中変化しない。かかる
種類のろ波器は帰還路の特性が時間と共に変化しない装
置では許容し得る。しかし、実際の装置では帰還路の温
度や流れなどを始めとして時間と共に状態が変化する。
化、例えば音速を変化させる帰還路中の温度あるいは流
れの変化に対応できないことである。あらかじめなされ
るトレーニング過程においては一波器はｑｔ遠路の艮ざ
等の帰還路に関係する所定のパラメータ組をモデル化す
る。パラメータが選択されると一波器は適応され、次い
で装置中に挿入されその後は動作中変化しない。かかる
種類のろ波器は帰還路の特性が時間と共に変化しない装
置では許容し得る。しかし、実際の装置では帰還路の温
度や流れなどを始めとして時間と共に状態が変化する。
帰還路の状態が変化する度に装置を止めて一波器を再ト
レーニングするのは実際的でなく、またかかる変化が急
速に生じるような場合は不可能である。このような場合
は装置を止めてＪ・波器をオフラインで再トレーニング
している間にも温度などの帰還路の特性は変化してしま
う。このため、Ｆ記の一波器は実際の場合はとんど役に
立たない。
レーニングするのは実際的でなく、またかかる変化が急
速に生じるような場合は不可能である。このような場合
は装置を止めてＪ・波器をオフラインで再トレーニング
している間にも温度などの帰還路の特性は変化してしま
う。このため、Ｆ記の一波器は実際の場合はとんど役に
立たない。
従って帰還路の特性が時間と共に変化する実際の場合に
使用される能動音響減衰装置においては適応的帰還音打
消し能力が必要とされている。帰還音信号を特別のオフ
ライントレーニング過程を使用せずとも広帯域及び狭帯
域Ｍ音のいずれについてもオンラインで適応的に打消す
ことができまた温度などの帰還路の特性の変化に対して
オンラインで適応できる打消し装置が必要である。
使用される能動音響減衰装置においては適応的帰還音打
消し能力が必要とされている。帰還音信号を特別のオフ
ライントレーニング過程を使用せずとも広帯域及び狭帯
域Ｍ音のいずれについてもオンラインで適応的に打消す
ことができまた温度などの帰還路の特性の変化に対して
オンラインで適応できる打消し装置が必要である。
１９８５年９月１９日出願の本出願人による米国特許出
願筒７７７、９２８号は前記の特別なオフラインであら
かじめなされるトレーニングをしない、帰還音を広帯域
及び狭帯域ｗ、、音につきオンラインで適応的に打消す
装置を開示している。この装置では打消し作用が温度な
どの帰還路特性の変化に対しオンラインで適応される。
願筒７７７、９２８号は前記の特別なオフラインであら
かじめなされるトレーニングをしない、帰還音を広帯域
及び狭帯域ｗ、、音につきオンラインで適応的に打消す
装置を開示している。この装置では打消し作用が温度な
どの帰還路特性の変化に対しオンラインで適応される。
１９８５年９月１９日出願の本出願人による米国特許出
願筒７７７．８２５号はさらに打消し用スピーカと出力
との間の誤差路を適応的にオンラインで補償する改良さ
れた装置を開示している。この打消し用スピーカの特性
は比較的一定、あるいは装置全体に比べてまた打消し用
スピーカから入口へ到る帰還路に比べてまた打消し用ス
ピーカから出口へ到る誤差路に比べて比較的ゆっくりと
しか変化しないと仮定される。すなわち、帰還路中及び
誤差路中の音速が温度等によって変化しても打消し用ス
ピーカの特性はこの変化に比べて非常にゆつくりとしか
変化しない。そこで、オフラインでモデル化され較正さ
れたスピーカは他の装置パラメータ、特に温度及び流速
に対して変化しないか極くゆっくりとしか変化しないと
仮定される。
願筒７７７．８２５号はさらに打消し用スピーカと出力
との間の誤差路を適応的にオンラインで補償する改良さ
れた装置を開示している。この打消し用スピーカの特性
は比較的一定、あるいは装置全体に比べてまた打消し用
スピーカから入口へ到る帰還路に比べてまた打消し用ス
ピーカから出口へ到る誤差路に比べて比較的ゆっくりと
しか変化しないと仮定される。すなわち、帰還路中及び
誤差路中の音速が温度等によって変化しても打消し用ス
ピーカの特性はこの変化に比べて非常にゆつくりとしか
変化しない。そこで、オフラインでモデル化され較正さ
れたスピーカは他の装置パラメータ、特に温度及び流速
に対して変化しないか極くゆっくりとしか変化しないと
仮定される。
１９８６年２月１１日出願の本出願人による米国特許出
願筒８２８，４５４号は別にオフラインであらかじめト
レーニングをすることなく誤差路及び打消し用スピーカ
の双方に対して適応的オンラインモデリングを行なう過
程を含みより良い性能を与えるさらに改良された装置を
提供する。
願筒８２８，４５４号は別にオフラインであらかじめト
レーニングをすることなく誤差路及び打消し用スピーカ
の双方に対して適応的オンラインモデリングを行なう過
程を含みより良い性能を与えるさらに改良された装置を
提供する。
上記の米国特許出願はいずれも二次音源である打消し用
スピーカから入力マイクロホンへの音響的帰還の問題を
効率的に解決する能動減衰技術を提供している。この技
術は巡回平均最小二乗法（ＲＬＭＳ）アルゴリズムを使
って音響学的プラントの完全なボールゼロモデルを与え
る。ＲＬＭＳアルゴリズムモデルの係数を残留雑音が最
小になるように適応させるのに誤差信号が使われる。
スピーカから入力マイクロホンへの音響的帰還の問題を
効率的に解決する能動減衰技術を提供している。この技
術は巡回平均最小二乗法（ＲＬＭＳ）アルゴリズムを使
って音響学的プラントの完全なボールゼロモデルを与え
る。ＲＬＭＳアルゴリズムモデルの係数を残留雑音が最
小になるように適応させるのに誤差信号が使われる。
またスピーカの伝達関数が固定されていない場合あるい
は低品質のスピーカを使用したい場合は誤差路の伝達関
数とスピーカの伝達関数とをアルゴリズムモデルで補償
する必要がある。ウィドロウはニューヨークのボルト、
ラインハルト アンド ウィンストン社より１９７１年
刊行のアール・イー・カルマン及びエヌ・デクラリス編
［アスベクツ オン ネットワーク アンド システム
セオリー］中の論文 −イ イＪ −中で入力と
誤差との間の相関が遅延されるならば遅延された誤差信
号にり、 Ｍ Ｓアルゴリズムが使えることを示した。
は低品質のスピーカを使用したい場合は誤差路の伝達関
数とスピーカの伝達関数とをアルゴリズムモデルで補償
する必要がある。ウィドロウはニューヨークのボルト、
ラインハルト アンド ウィンストン社より１９７１年
刊行のアール・イー・カルマン及びエヌ・デクラリス編
［アスベクツ オン ネットワーク アンド システム
セオリー］中の論文 −イ イＪ −中で入力と
誤差との間の相関が遅延されるならば遅延された誤差信
号にり、 Ｍ Ｓアルゴリズムが使えることを示した。
同様にモーガンはＩＥＥＥ トランザクションズ ア
コースチツクス、スピーチ。
コースチツクス、スピーチ。
シグナルプロセッシング第ＡＳＳＰ−２８巻、第４号、
１９８０年、４５４頁〜４６γ頁に掲載の論文［アナリ
シス オプ マルチプル コリレーション キャンセレ
ーション ループ ウィズ アフィルタ イン ザ オ
ージラリー パス」中で副路中のスピーカなどの伝達関
数が誤差相関中に挿入された場合あるいは逆伝達関数が
元の伝達関数に直列に加えられた場合かかる伝達関数に
対して１ＭＳアルゴリズムを使用できることを示した。
１９８０年、４５４頁〜４６γ頁に掲載の論文［アナリ
シス オプ マルチプル コリレーション キャンセレ
ーション ループ ウィズ アフィルタ イン ザ オ
ージラリー パス」中で副路中のスピーカなどの伝達関
数が誤差相関中に挿入された場合あるいは逆伝達関数が
元の伝達関数に直列に加えられた場合かかる伝達関数に
対して１ＭＳアルゴリズムを使用できることを示した。
またバージニスはジャーナル オン アコースチックソ
サイエティ オン アメリカ 第７０巻。
サイエティ オン アメリカ 第７０巻。
第３号、１９８１年の７１５頁〜７２６頁に掲載の論文
「アクティブ アダプティブ サウンド コントロール
イン ア ダクトニア コンピュータシミュレーシジ
ン」中で副路及び、！！！差路の伝達関数がいずれも存
在する場合に同様な結果が得られることを議論した。
「アクティブ アダプティブ サウンド コントロール
イン ア ダクトニア コンピュータシミュレーシジ
ン」中で副路及び、！！！差路の伝達関数がいずれも存
在する場合に同様な結果が得られることを議論した。
ＲＬＭＳアルゴリズムを使用した能動音響減衰装置にお
いてスピーカ伝達関数Ｓと誤差路伝達関数Ｅとがいずれ
も既知の場合それらがアルゴリズムの収斂に与える影響
は入力ライン中のＳ及びＥを誤差相ｒ！ｌ器に加えるこ
とにより、あるいは逆伝達関数Ｓ−電及びＥ（を誤差路
と直列に加えることにより補正できる。このため、Ｓ及
びＥの直接のあるいは逆のモデルを得ることが必要であ
る。
いてスピーカ伝達関数Ｓと誤差路伝達関数Ｅとがいずれ
も既知の場合それらがアルゴリズムの収斂に与える影響
は入力ライン中のＳ及びＥを誤差相ｒ！ｌ器に加えるこ
とにより、あるいは逆伝達関数Ｓ−電及びＥ（を誤差路
と直列に加えることにより補正できる。このため、Ｓ及
びＥの直接のあるいは逆のモデルを得ることが必要であ
る。
ボール他はプロシーディングズＩＣＡＳＳＰ８４．１９
８４年、２１・７・１〜２１・７・４頁に掲載の論文［
ジ インプリメンテーションオプ デジタル フィルタ
ーズ ユージング アモディフアイド ウイドロウーホ
ツフ アルゴリズム フォア ジ アダプティブ キャ
ンセレーション オン アコースティック ノイズ」で
、またワーナカ他は米国特許第４，４７３，９０６号で
１ＭＳアルゴリズムを使用した装置を記載している。
８４年、２１・７・１〜２１・７・４頁に掲載の論文［
ジ インプリメンテーションオプ デジタル フィルタ
ーズ ユージング アモディフアイド ウイドロウーホ
ツフ アルゴリズム フォア ジ アダプティブ キャ
ンセレーション オン アコースティック ノイズ」で
、またワーナカ他は米国特許第４，４７３，９０６号で
１ＭＳアルゴリズムを使用した装置を記載している。
この装置ではウィドロウ他によるプＯシーディングズ
オン トウエルフス アシロマー コンファレンス オ
ン サーキッツ、システムズ アンド コンピューター
ズ、パシフィック グローブ。
オン トウエルフス アシロマー コンファレンス オ
ン サーキッツ、システムズ アンド コンピューター
ズ、パシフィック グローブ。
カリフォルニア、１９７８年、１１月６日〜８日の９０
〜９４頁に掲載の論文「アダプティブ コントロール
バイ インバース モデリング」に記載の遅延適応逆モ
デル化過程を使って遅延された逆伝達関数モデムΔＳ−
’Ｅ−’のオフラインモデルを得ている。これかられか
るように、この方法ではＬＭＳの誤差相関器への入力に
遅延Δを加える必要がある。前記の１９８５年９月１９
日出願の米国特許第７７７．８２５号は８１ＭＳアルゴ
リズムを使用した３マイクロホン装置を記載している。
〜９４頁に掲載の論文「アダプティブ コントロール
バイ インバース モデリング」に記載の遅延適応逆モ
デル化過程を使って遅延された逆伝達関数モデムΔＳ−
’Ｅ−’のオフラインモデルを得ている。これかられか
るように、この方法ではＬＭＳの誤差相関器への入力に
遅延Δを加える必要がある。前記の１９８５年９月１９
日出願の米国特許第７７７．８２５号は８１ＭＳアルゴ
リズムを使用した３マイクロホン装置を記載している。
この装置では誤差プラントが直接又は逆のモデルを用い
てオンラインモデル化されるのに対しスピーカはオフラ
インでモデル化される。
てオンラインモデル化されるのに対しスピーカはオフラ
インでモデル化される。
前記米国特許出願用８２８．４５４号ではスピーカ及び
誤差路はオンラインでモデル化される。装置は音響学的
な帰還が存在し、また非理想的なスピーカ及び誤差路の
伝達関数が存在する場合に適応的に作動する。装置は入
力信号、音響学的プラント。
誤差路はオンラインでモデル化される。装置は音響学的
な帰還が存在し、また非理想的なスピーカ及び誤差路の
伝達関数が存在する場合に適応的に作動する。装置は入
力信号、音響学的プラント。
誤差プラント、及びスピーカ特性の変化に自動釣に応答
する。
する。
２つの基本的技術がシステムのモデル化で使用できる。
直接モデル法では適応モデルがスピーカに並列に設けら
れる。モデルのインパルス応答はスピーカのものと同じ
である。逆モチ５ル法では適応モデルがスピーカに直列
に設けられる。この場合、モデルのインパルス応答はス
ピーカの遅延した逆応答をあられす。オフラインではこ
のいずれの方法でも前記ＲＬＭＳで使用するＳＥ又は
ΔＳ−’Ｅ−’を求めることができる。しかし、オンラ
イン測定はモデル出力がスピーカＳを励起するばかりか
誤差路Ｅへの入力にプラント出力が一存在するため複雑
である。スピーカ伝達関数はこの場合モデル出力と相関
しているプラントＮ音が除去されないと求められない。
れる。モデルのインパルス応答はスピーカのものと同じ
である。逆モチ５ル法では適応モデルがスピーカに直列
に設けられる。この場合、モデルのインパルス応答はス
ピーカの遅延した逆応答をあられす。オフラインではこ
のいずれの方法でも前記ＲＬＭＳで使用するＳＥ又は
ΔＳ−’Ｅ−’を求めることができる。しかし、オンラ
イン測定はモデル出力がスピーカＳを励起するばかりか
誤差路Ｅへの入力にプラント出力が一存在するため複雑
である。スピーカ伝達関数はこの場合モデル出力と相関
しているプラントＮ音が除去されないと求められない。
モデル出力ないしトレーニング信号はＳＥをオフライン
で求めるのに使用できる。
で求めるのに使用できる。
前記米国特許出願用８２８，４５４号はＳ及びＥをオン
ラインでモデル化する新規な技術及び装置を提供する。
ラインでモデル化する新規な技術及び装置を提供する。
スピーカ及び誤差路を励起するのには非相関補助ランダ
ム雑音源が使用される。スピーカから放射されるノイズ
レベルは最終的には装置の残留雑音に等しくなる。直接
適応モデルは好ましい実施例中の主ＲＬＭアルゴリズム
のための誤差相関器への入力ラインで使用されるＳ及び
Ｅを記述する係数を得るのに使われる。補助的な非相関
雑音源の振幅は非常に低く押えられ、従って残留ｔｉ音
に対する最終的な効果は非常に低く押えられる。プラン
ト出力ｊＩ名及びモデル出力は適応ＳＥモデルの入力に
は存在せず、モデルの重みの最終値には影響しない。補
助雑音源は８１ＭＳアルゴリズムの加飾接続点の後ろに
設けられ、加算された雑音は確実に電気音響帰還路及び
ＲＬＭＳアルゴリズム中の巡回ループを通り、アルゴリ
ズムが収斂するにつれて帰還雑音が打消される。
ム雑音源が使用される。スピーカから放射されるノイズ
レベルは最終的には装置の残留雑音に等しくなる。直接
適応モデルは好ましい実施例中の主ＲＬＭアルゴリズム
のための誤差相関器への入力ラインで使用されるＳ及び
Ｅを記述する係数を得るのに使われる。補助的な非相関
雑音源の振幅は非常に低く押えられ、従って残留ｔｉ音
に対する最終的な効果は非常に低く押えられる。プラン
ト出力ｊＩ名及びモデル出力は適応ＳＥモデルの入力に
は存在せず、モデルの重みの最終値には影響しない。補
助雑音源は８１ＭＳアルゴリズムの加飾接続点の後ろに
設けられ、加算された雑音は確実に電気音響帰還路及び
ＲＬＭＳアルゴリズム中の巡回ループを通り、アルゴリ
ズムが収斂するにつれて帰還雑音が打消される。
非相１ｊＱランダム補助雑音源は入力信号とは独立で、
このためスピーカ及びｗＡ差路は正しくモデル化される
。プラント出力からの信号及びモデルはスピーカ／誤差
路モデル化装詔のプラント側の雑音をあられし、ＳＥを
求めるのに使われる直接ＬＭＳモデルの重みには影響し
ない。このモデルのコピーは誤差相関器の入力ラインに
供給される。
このためスピーカ及びｗＡ差路は正しくモデル化される
。プラント出力からの信号及びモデルはスピーカ／誤差
路モデル化装詔のプラント側の雑音をあられし、ＳＥを
求めるのに使われる直接ＬＭＳモデルの重みには影響し
ない。このモデルのコピーは誤差相関器の入力ラインに
供給される。
近延された適応逆モデルへ３°＋Ｅ、＋はプラント出力
及びモデル出力に起因するプラント雑音が適応Ｐ波器入
力に現れるため性能が劣る。このためＰ波器入力の自己
相関機能が損われる。ウィドロウ及びスターンズによる
「アダプティブ シグナル プロセッシング」、エング
ルウッド クリフス、ニュージャージ、プレンティス−
ホール インコーポレイテッド、１９８５年、１００頁
、１９７頁、２２２頁及び２２３頁参照。プラント雑音
が大きいとモデルは収斂しない。このため、遅延された
適応逆モデル法でははるかに大きい振幅の雑音源が必要
で、この雑音源は残留雑音を増加させまた全体的な装置
のクワイニッティングを減少させる。
及びモデル出力に起因するプラント雑音が適応Ｐ波器入
力に現れるため性能が劣る。このためＰ波器入力の自己
相関機能が損われる。ウィドロウ及びスターンズによる
「アダプティブ シグナル プロセッシング」、エング
ルウッド クリフス、ニュージャージ、プレンティス−
ホール インコーポレイテッド、１９８５年、１００頁
、１９７頁、２２２頁及び２２３頁参照。プラント雑音
が大きいとモデルは収斂しない。このため、遅延された
適応逆モデル法でははるかに大きい振幅の雑音源が必要
で、この雑音源は残留雑音を増加させまた全体的な装置
のクワイニッティングを減少させる。
直接モデル装置ＳＥではプラント雑音は適応モデルの最
終的な重みに影響を与えない。またＳＥモデルの収斂は
初期振幅が装置のダイナミックレンジ内にあれば保証さ
れる。このように、ＳＥが正確に求まると装置全体のモ
デルは収斂し、残留雑音は最小になる。このアルゴリズ
ムは狭帯域入力信号に対しても広帯域入力信号に対して
も正しく収斂する。ＳＥモデルの係数はＳＥ路を適切に
表現し、またシステム全体のモデルの係数はプラントＰ
、帰還路Ｆ、誤差路Ｅ、及びスピーカＳを適切に表現す
る。米国特許第８２８，４５４号は完全に能動な減衰袋
δを提供する。この装置では音響的帰還が適応Ｐ波器の
一部としてモデル化され、また音源及び誤差路伝達関数
の効果が装置が動作させている音源及び誤差路をモデル
化する別の低レベルランダム補助雑音源を使用した第２
のアルゴリズムを使用することにより適応的にモデル化
される。
終的な重みに影響を与えない。またＳＥモデルの収斂は
初期振幅が装置のダイナミックレンジ内にあれば保証さ
れる。このように、ＳＥが正確に求まると装置全体のモ
デルは収斂し、残留雑音は最小になる。このアルゴリズ
ムは狭帯域入力信号に対しても広帯域入力信号に対して
も正しく収斂する。ＳＥモデルの係数はＳＥ路を適切に
表現し、またシステム全体のモデルの係数はプラントＰ
、帰還路Ｆ、誤差路Ｅ、及びスピーカＳを適切に表現す
る。米国特許第８２８，４５４号は完全に能動な減衰袋
δを提供する。この装置では音響的帰還が適応Ｐ波器の
一部としてモデル化され、また音源及び誤差路伝達関数
の効果が装置が動作させている音源及び誤差路をモデル
化する別の低レベルランダム補助雑音源を使用した第２
のアルゴリズムを使用することにより適応的にモデル化
される。
発明が解決しようとする問題点
本発明は特に使いやすく動作に先立っであるいは動作中
に手動でチューニングあるいは較正を行なう必要のない
さらに改良された装置を提供することを目的とする。
に手動でチューニングあるいは較正を行なう必要のない
さらに改良された装置を提供することを目的とする。
問題点を解決するための手段
要約すると、本発明はモデル及び誤差入カラインの各々
において入力信号及び誤差４ｎ号のレベルを調整するこ
とによりダイナミックレンジが増大されまた的な自己較
正を行なう能働減衰装置により上記問題点を解決する。
において入力信号及び誤差４ｎ号のレベルを調整するこ
とによりダイナミックレンジが増大されまた的な自己較
正を行なう能働減衰装置により上記問題点を解決する。
入力及び誤差変換器がアナログ形成の入力符号及び誤差
信号を発生すると、この入力信号及び誤差信号はそれぞ
れのＡ／Ｄ変換器によりデジタル形式の入力信号及び誤
差信号に変換されてモデルへ供給される。これらのデジ
タル入力信号及び誤差信号はまたアナログツーアナログ
モードで動作しているＤ／Ａ変換器に帰還される。この
Ｄ／Ａ変換器は同時に入力変換器及び誤差変換器からそ
れぞれアナログ入力信号を供給されてアナログ出力信号
を前記Ａ／Ｄ変換器に出力する。出力変換器へ供給され
る補正信号の振幅を調整することによりダイナミックレ
ンジが増大する。
信号を発生すると、この入力信号及び誤差信号はそれぞ
れのＡ／Ｄ変換器によりデジタル形式の入力信号及び誤
差信号に変換されてモデルへ供給される。これらのデジ
タル入力信号及び誤差信号はまたアナログツーアナログ
モードで動作しているＤ／Ａ変換器に帰還される。この
Ｄ／Ａ変換器は同時に入力変換器及び誤差変換器からそ
れぞれアナログ入力信号を供給されてアナログ出力信号
を前記Ａ／Ｄ変換器に出力する。出力変換器へ供給され
る補正信号の振幅を調整することによりダイナミックレ
ンジが増大する。
作用
適応戸波器モデルは動作特性が最良になる固有の信号レ
ベルを有している。そこで、例えば非常に低レベルのノ
イズ環境では入力マイクロホンからモデルの入力される
入力信号を増幅してモデルの動作が最良になるようなレ
ベルにするのが好ましい。一方、ノイズが高レベルの環
境では増幅度を下げたりあるいは全く増幅を行なわない
のが好ましい。このような場合、装置を個々の使用環境
について試験して諸々の限度値をプリセットするよりも
装置を単にオンにしてそのまま動作できる方が使いやす
い。本発明はモデル入力を自動的に較正することにより
この要求を満足する。本発明及び方法によればモデルは
好ましい信号レベル範囲で動作しておりその動作域の上
限または下限付近で動作することがないためダイナミッ
クレンジが向上する利点が行なわれる。
ベルを有している。そこで、例えば非常に低レベルのノ
イズ環境では入力マイクロホンからモデルの入力される
入力信号を増幅してモデルの動作が最良になるようなレ
ベルにするのが好ましい。一方、ノイズが高レベルの環
境では増幅度を下げたりあるいは全く増幅を行なわない
のが好ましい。このような場合、装置を個々の使用環境
について試験して諸々の限度値をプリセットするよりも
装置を単にオンにしてそのまま動作できる方が使いやす
い。本発明はモデル入力を自動的に較正することにより
この要求を満足する。本発明及び方法によればモデルは
好ましい信号レベル範囲で動作しておりその動作域の上
限または下限付近で動作することがないためダイナミッ
クレンジが向上する利点が行なわれる。
実施例
第１図は入力雑音を受信する入口６と出力雑音を放射又
は出力する出口８とを有するダクト又はプラント４など
の伝播路又は環境を含む音響系２を示す。入力３Ｉ音は
入口側マイクロホン１０に感知され、入力信号が一方向
性のスピーカアレイ１３を駆動するコントローラ９に送
られる。このスピーカアレイ１３は、入力雑音と振幅が
等しいように最適化されまた逆の符号を有し入力９０．
音を打消す作用をなす打消し音をダクトないしプラント
４中へ放射する。結合された雑音は出口側マイクロホン
１６で感知され、誤差信号が形成されてコントローラ９
へ供給される。コントローラ９は次いで相関信号をスピ
ーカアレイ１３へ出力して打消し音を調節する。１５に
おける誤差信号は典型的な場合１１の入力信号と乗算器
１７によって乗算され、その結果が例えばグリットン及
びリンにより［エコー キャンセレーション アルゴリ
ズムズＪ、ＩＥＥＥ ＡＳＰ マガジン、 １９８
４年４月号、３０〜３８頁で議論されている如き重み更
新信号として出力される。従来の文献のいくつかでは乗
算器１７が明確に示されているが他の文献では乗算器１
７あるいは信号１１及び１５の他の結合部はコントロー
ラ９中に含まれており、従って乗算器ないし結合部１７
は様々な文献において消去されている場合があることに
注意が必要である。例えば第２図はかかる乗算器ないし
結合器１７を明示しない例を示すが、この乗算器ないし
結合器１７の機能は従来の慣例の通り必要に応じてコン
トローラ９中に含ませることができる。
は出力する出口８とを有するダクト又はプラント４など
の伝播路又は環境を含む音響系２を示す。入力３Ｉ音は
入口側マイクロホン１０に感知され、入力信号が一方向
性のスピーカアレイ１３を駆動するコントローラ９に送
られる。このスピーカアレイ１３は、入力雑音と振幅が
等しいように最適化されまた逆の符号を有し入力９０．
音を打消す作用をなす打消し音をダクトないしプラント
４中へ放射する。結合された雑音は出口側マイクロホン
１６で感知され、誤差信号が形成されてコントローラ９
へ供給される。コントローラ９は次いで相関信号をスピ
ーカアレイ１３へ出力して打消し音を調節する。１５に
おける誤差信号は典型的な場合１１の入力信号と乗算器
１７によって乗算され、その結果が例えばグリットン及
びリンにより［エコー キャンセレーション アルゴリ
ズムズＪ、ＩＥＥＥ ＡＳＰ マガジン、 １９８
４年４月号、３０〜３８頁で議論されている如き重み更
新信号として出力される。従来の文献のいくつかでは乗
算器１７が明確に示されているが他の文献では乗算器１
７あるいは信号１１及び１５の他の結合部はコントロー
ラ９中に含まれており、従って乗算器ないし結合部１７
は様々な文献において消去されている場合があることに
注意が必要である。例えば第２図はかかる乗算器ないし
結合器１７を明示しない例を示すが、この乗算器ないし
結合器１７の機能は従来の慣例の通り必要に応じてコン
トローラ９中に含ませることができる。
スピーカアレイ１３は一方向へ並んでおり、音を右方向
にのみ放射し左方向のマイクロホン１０に向っては放射
しない。これにより帰還雑音が防止される。図示した一
方向性スピーカアレイはスウインバンクス形のものであ
り、距１１１Ｌだけ離された一対のスピーカ１３ａ及び
１３ｂを有する。
にのみ放射し左方向のマイクロホン１０に向っては放射
しない。これにより帰還雑音が防止される。図示した一
方向性スピーカアレイはスウインバンクス形のものであ
り、距１１１Ｌだけ離された一対のスピーカ１３ａ及び
１３ｂを有する。
スピーカ１３ｂへの入力はスピーカ１３ａへの入力に対
して反転されており従って時間τ＝ Ｌ／Ｃだけ遅延し
ている。ここでＣは音速である。この構成により限定さ
れた周波数範囲においてマイクロホン１０への音響的帰
還が除去される。遅延時間は温度の変動による音速の変
化を補償するために調整しなければならない。また、例
えばエイチ・ジー・レーヴエンタールによる「ヒストリ
力ルレヴユー アンド リースント ディベロップメン
ト オン アクティブ アッテニュエーターズ」、アコ
ースティック ソサイエテイ オアアメリカ。第１０４
回総会、オランド、１９８２年１１月の第８図に示され
た如ぎ別の形の一方向性スピーカアレイも使われる。ま
た別の装置では帰還雑＆を除くのにマイクロホン１０と
して一方向性マイクロホンあるいはマイクロホンアレイ
が使われる。さらに、例えば入力部＆が回転している音
源により生じているような場合には入力雑音を感知する
のにマイクロホン１０を使わず回転速度を感知する例え
ばタコメータなどを使い、感知されたＲＰＭに従って打
消し音を導入するなど帰還の問題を解決する別の方法が
使われることもある。
して反転されており従って時間τ＝ Ｌ／Ｃだけ遅延し
ている。ここでＣは音速である。この構成により限定さ
れた周波数範囲においてマイクロホン１０への音響的帰
還が除去される。遅延時間は温度の変動による音速の変
化を補償するために調整しなければならない。また、例
えばエイチ・ジー・レーヴエンタールによる「ヒストリ
力ルレヴユー アンド リースント ディベロップメン
ト オン アクティブ アッテニュエーターズ」、アコ
ースティック ソサイエテイ オアアメリカ。第１０４
回総会、オランド、１９８２年１１月の第８図に示され
た如ぎ別の形の一方向性スピーカアレイも使われる。ま
た別の装置では帰還雑＆を除くのにマイクロホン１０と
して一方向性マイクロホンあるいはマイクロホンアレイ
が使われる。さらに、例えば入力部＆が回転している音
源により生じているような場合には入力雑音を感知する
のにマイクロホン１０を使わず回転速度を感知する例え
ばタコメータなどを使い、感知されたＲＰＭに従って打
消し音を導入するなど帰還の問題を解決する別の方法が
使われることもある。
さらに別の装置は帰還音を打消すのと電気的なアナログ
帰還を使用している。またさらに別の装置は一定の遅延
帰還音を打消すのに固定式の遅延装置を使用している。
帰還を使用している。またさらに別の装置は一定の遅延
帰還音を打消すのに固定式の遅延装置を使用している。
音響系４は入口側マイクロホン１０からのモデル入力と
、出口側マイクロホン１６からの誤差入力とを有しスピ
ーカアレイ１３に誤差信号が所定値例えばゼロに接近す
るように補正信号を出力するコントローラモデル９によ
りモデル化される。
、出口側マイクロホン１６からの誤差入力とを有しスピ
ーカアレイ１３に誤差信号が所定値例えばゼロに接近す
るように補正信号を出力するコントローラモデル９によ
りモデル化される。
第２図はダクトないしプラントＰに設けられた音響系４
と、Ｐ′として示すモデル化コントローラ９と、音波を
混合するスピーカアレイ１３の出力に設けられた加算部
１８とを備えたモデル化装置を示す。Ｐの出力は加算器
１８の加算入力部に供給され一方Ｐ′の出力は加算器１
８の減算入力部に供給される。モデル９は平均最小二乗
（ＬＭＳ）アルゴリズムを使用し公知の原理により望ま
しくない雑音を適応的に打消す。これについてはさらに
ジエイ・シー・バージニス［アクティブ アダプティブ
サウンド コントロール イン、アダクトニア コン
ピュータ シミュレーション」。
と、Ｐ′として示すモデル化コントローラ９と、音波を
混合するスピーカアレイ１３の出力に設けられた加算部
１８とを備えたモデル化装置を示す。Ｐの出力は加算器
１８の加算入力部に供給され一方Ｐ′の出力は加算器１
８の減算入力部に供給される。モデル９は平均最小二乗
（ＬＭＳ）アルゴリズムを使用し公知の原理により望ま
しくない雑音を適応的に打消す。これについてはさらに
ジエイ・シー・バージニス［アクティブ アダプティブ
サウンド コントロール イン、アダクトニア コン
ピュータ シミュレーション」。
ジャーナル オプ アコースティック ソサイエティー
オン アメリカ第７０巻第３号、１９８１年９月、７１
５〜７２６頁、ワーナカ他の米国特許第４．４７３，９
０６号、及びウィドロウの「アダプテイブフィルターズ
」、アール・イー・カルマン及びエヌ・デクラリスｆｉ
［アスペクツ オン ネットワーク アンド システム
セオリーＪ、ホルトラインハルト アンド ウィンス
トン、ニューヨーク、１９７１年、５６３〜５８７頁を
参照されたい。
オン アメリカ第７０巻第３号、１９８１年９月、７１
５〜７２６頁、ワーナカ他の米国特許第４．４７３，９
０６号、及びウィドロウの「アダプテイブフィルターズ
」、アール・イー・カルマン及びエヌ・デクラリスｆｉ
［アスペクツ オン ネットワーク アンド システム
セオリーＪ、ホルトラインハルト アンド ウィンス
トン、ニューヨーク、１９７１年、５６３〜５８７頁を
参照されたい。
第１図及び第２図の装置はスピーカアレイ１３から入力
側マイクロホン１０に帰還雑音が加わらない場合は正し
く動作する。
側マイクロホン１０に帰還雑音が加わらない場合は正し
く動作する。
また第３図に示す全方向性スピーカ１４を使用する構成
も公知である。この場合打消し音は全方向性スピーカ１
４から与えられ、またこのスピーカ１４から入力側マイ
クロホンへ帰還される帰還音を補償する手段が使用され
る。第３図に示す如く、全方向性スピーカ１４から放射
された音は出力ｔｔＪ音と混合されてこれを打消すばか
りでなく、左方へも帰還路２０に沿って伝播して入力側
マイクロホン１０によってピックアップされる。ただし
、第３図で第１図と同様な機能を果す部分はわかりやす
くするため同一参照符号で示しである。
も公知である。この場合打消し音は全方向性スピーカ１
４から与えられ、またこのスピーカ１４から入力側マイ
クロホンへ帰還される帰還音を補償する手段が使用され
る。第３図に示す如く、全方向性スピーカ１４から放射
された音は出力ｔｔＪ音と混合されてこれを打消すばか
りでなく、左方へも帰還路２０に沿って伝播して入力側
マイクロホン１０によってピックアップされる。ただし
、第３図で第１図と同様な機能を果す部分はわかりやす
くするため同一参照符号で示しである。
デービッドソン ジュニア他による米国特許第４、０２
５．７２４＠に記載の公知の帰１音打消し装置では帰還
路の長さが測定され次いでこの長さに対応して一波器の
遅延時間が遅延された帰還音を打消すように固定される
。他の公知の帰還音打消し装置では例えばティチー他に
よる「アクティブ ノイズ リダクション システムズ
イン ダクツ」、ＡＳＭＥ ジャーナル、１９８４
年１１月、４頁の第７図に［適応形アンカップリング
フィルタ」として記載の一波器など一波器の形に形成さ
れた専用の帰還コントローラ２１が使われる。帰還制御
一波器２１はまた上記ワーナ力による米国特許第４．４
７３，９０６号の第１４図及び第１５図及びボール他の
［ジ インプリメンテーション オプデジタル フィル
ターズ ユージング ア モディフアイド ウイドロウ
ーホツフ アルゴリズムフォア ジ アダプティブ キ
ャンセレーションオン アコースティック ノイズＪ、
ＩＥＥＥ。
５．７２４＠に記載の公知の帰１音打消し装置では帰還
路の長さが測定され次いでこの長さに対応して一波器の
遅延時間が遅延された帰還音を打消すように固定される
。他の公知の帰還音打消し装置では例えばティチー他に
よる「アクティブ ノイズ リダクション システムズ
イン ダクツ」、ＡＳＭＥ ジャーナル、１９８４
年１１月、４頁の第７図に［適応形アンカップリング
フィルタ」として記載の一波器など一波器の形に形成さ
れた専用の帰還コントローラ２１が使われる。帰還制御
一波器２１はまた上記ワーナ力による米国特許第４．４
７３，９０６号の第１４図及び第１５図及びボール他の
［ジ インプリメンテーション オプデジタル フィル
ターズ ユージング ア モディフアイド ウイドロウ
ーホツフ アルゴリズムフォア ジ アダプティブ キ
ャンセレーションオン アコースティック ノイズＪ、
ＩＥＥＥ。
ＣＨ１９４５−５／８４１００００−０２３３゜２１・
７・１〜２１・７・４にも［適応形アンカップリング
フィルタ」として示されている。帰還制御ｌＰ波器２１
では典型的な場合ライン２６における誤差信号が乗算器
２７によってライン２４の入力信号と乗粋され、その結
果がライン２９の重み更新信号として供給される。帰還
制御１Ｆ波器ないし適応形アンカツブリングフィルタ２
１は帰還路に固有のパラメータ組によりオフラインで予
備的にトレーニングされる。一波器は装置が始動され定
常的に動作されるのに先立って広帯域の雑音によりあら
かじめトレーニングされ、このようにして所定の状態に
固定されたΦ用の一波器が装置中に挿入される。
７・１〜２１・７・４にも［適応形アンカップリング
フィルタ」として示されている。帰還制御ｌＰ波器２１
では典型的な場合ライン２６における誤差信号が乗算器
２７によってライン２４の入力信号と乗粋され、その結
果がライン２９の重み更新信号として供給される。帰還
制御１Ｆ波器ないし適応形アンカツブリングフィルタ２
１は帰還路に固有のパラメータ組によりオフラインで予
備的にトレーニングされる。一波器は装置が始動され定
常的に動作されるのに先立って広帯域の雑音によりあら
かじめトレーニングされ、このようにして所定の状態に
固定されたΦ用の一波器が装置中に挿入される。
第３図の構成の装置ではコントローラ９はマイクロホン
１０により入力を感知し補正信号をスピーカ１４に出力
してマイクロホン１６により感知される誤差信号をピロ
に近づける動作を行なう平均最小二乗（ＬＭＳ）適応形
−波器であり、従ってコントローラ９はマイクロホン１
６で得た誤差入力信号が最小化されるようにスピーカ１
４へ供給する出力補正信号を適応的に変化させる。帰還
制ｔ［＋’波器２１はコントローラ９からの出力を供給
される入力２４を有する。
１０により入力を感知し補正信号をスピーカ１４に出力
してマイクロホン１６により感知される誤差信号をピロ
に近づける動作を行なう平均最小二乗（ＬＭＳ）適応形
−波器であり、従ってコントローラ９はマイクロホン１
６で得た誤差入力信号が最小化されるようにスピーカ１
４へ供給する出力補正信号を適応的に変化させる。帰還
制ｔ［＋’波器２１はコントローラ９からの出力を供給
される入力２４を有する。
オフライントレーニングの際はスイッチ２５を使用して
Ｐ波器２１に加算ｉ２１；２８からのライン２６の誤差
入力信号が供給される。またこのあらかじめなされるト
レーニングの間帰還制御Ｐ波器２１はライン３５の広帯
域雑音が入力され出力３０をライン２６の誤差入力が最
小化されるように変化させる。出力３０は加算器２８に
おいてマイクロホン１０からの入力信号と加算され、そ
の結果はコントローラ２１に供給される。帰還制御一波
器２１は帰還路２０をモデル化しまた帰還路２０のため
の打消し成分をライン３０から加算器２８に供給してラ
イン３２のコントローラ人力９からかかる帰還成分を除
去すべくオフラインであらかじめトレーニングされる。
Ｐ波器２１に加算ｉ２１；２８からのライン２６の誤差
入力信号が供給される。またこのあらかじめなされるト
レーニングの間帰還制御Ｐ波器２１はライン３５の広帯
域雑音が入力され出力３０をライン２６の誤差入力が最
小化されるように変化させる。出力３０は加算器２８に
おいてマイクロホン１０からの入力信号と加算され、そ
の結果はコントローラ２１に供給される。帰還制御一波
器２１は帰還路２０をモデル化しまた帰還路２０のため
の打消し成分をライン３０から加算器２８に供給してラ
イン３２のコントローラ人力９からかかる帰還成分を除
去すべくオフラインであらかじめトレーニングされる。
ＬＭＳ適応形Ｐ波器２１は典型的にはトランスバーザル
フィルタであり、このあらかじめなされるトレーニング
過程で重み係数が一度定まってしまうと以後装置が始動
されて正常に動作される際かかる係数は一定に維持され
る。
フィルタであり、このあらかじめなされるトレーニング
過程で重み係数が一度定まってしまうと以後装置が始動
されて正常に動作される際かかる係数は一定に維持され
る。
上記のあらかじめ行なわれたトレーニング過程の後スイ
ッチ２５はコントローラ９へ入力を供給するように切換
えられ、その際重み係数は一定に保たれる。このトレー
ニング過程の後通常の動作状態の際はスイッチ２５は下
側へ倒された位欝にあり接点２５ｂと接触している。こ
れにより装置は入力部６の入力雑音を受信できる状態に
なる。
ッチ２５はコントローラ９へ入力を供給するように切換
えられ、その際重み係数は一定に保たれる。このトレー
ニング過程の後通常の動作状態の際はスイッチ２５は下
側へ倒された位欝にあり接点２５ｂと接触している。こ
れにより装置は入力部６の入力雑音を受信できる状態に
なる。
動作の際は帰還制御１Ｆ波器２１はライン２６の誤差信
号をもはや供給されず、適応動作はしない。
号をもはや供給されず、適応動作はしない。
−波器２１はそのかわり帰還雑音を固定した状態で打消
す固定式一波器として作用する。この場合装置は入力６
に狭帯域雑音が供給されるような場合でもそのまま動作
し続ける。しかし、温度変化等による帰還路の変化に対
してＰ波器２１は適応動作しない。
す固定式一波器として作用する。この場合装置は入力６
に狭帯域雑音が供給されるような場合でもそのまま動作
し続ける。しかし、温度変化等による帰還路の変化に対
してＰ波器２１は適応動作しない。
第４図は第３図の装置において帰還路２０が加算器３４
においてマイクロホン１０への入力雑音と船体されるよ
うに構成された装置を示す。固定された帰還制御Ｐ波器
２１をＰ′で、また適応形コントローラ９をＰ′で示す
。Ｐ′の適応コントローラ９はダクトないしプラント４
をモデル化してライン３２の入力を感知してライン３５
に補正信号を出力し、その際この補正信号を加算器１８
から出力されるライン３６上の誤差信号がゼロになるよ
うに、すなわちマイクロホン１６がピックアップする重
畳された雑音が最小化されるように変化させる。Ｐ′の
固定戸波器２１は帰還路２０をモデル化し船体器２８に
おいてＰ波器９へ供給される入力３２から帰還成分を除
去ないしアンカップルする作用をする。これによりスピ
ーカ１４から帰還される帰還成分がシステムモデルＰ′
の入力へ戻されて結合されるのが防止される。上記のよ
うに、ライン２６の誤差信号は装置の実際の使用に先立
つトレーニング過程の間でのみ使用される。
においてマイクロホン１０への入力雑音と船体されるよ
うに構成された装置を示す。固定された帰還制御Ｐ波器
２１をＰ′で、また適応形コントローラ９をＰ′で示す
。Ｐ′の適応コントローラ９はダクトないしプラント４
をモデル化してライン３２の入力を感知してライン３５
に補正信号を出力し、その際この補正信号を加算器１８
から出力されるライン３６上の誤差信号がゼロになるよ
うに、すなわちマイクロホン１６がピックアップする重
畳された雑音が最小化されるように変化させる。Ｐ′の
固定戸波器２１は帰還路２０をモデル化し船体器２８に
おいてＰ波器９へ供給される入力３２から帰還成分を除
去ないしアンカップルする作用をする。これによりスピ
ーカ１４から帰還される帰還成分がシステムモデルＰ′
の入力へ戻されて結合されるのが防止される。上記のよ
うに、ライン２６の誤差信号は装置の実際の使用に先立
つトレーニング過程の間でのみ使用される。
また、スピーカ１４とマイクロホン１６との間に伝Ｊｌ
ｌｌπ延が存在する場合にはこの伝播遅延は入力ライン
３３中にライン３６上の元来遅延している誤差信号を補
償する遅延要素を挿入することで補償される。
ｌｌπ延が存在する場合にはこの伝播遅延は入力ライン
３３中にライン３６上の元来遅延している誤差信号を補
償する遅延要素を挿入することで補償される。
Ｐ波器２１の帰還モデルＦ′は装置入力と帰還打消しＰ
波２の出力との間に相関が存在しない広帯域雑音に対し
てはうまく適応できる。すなわち、Ｐ波器２１は所定の
帰還路を所定の帰還路特性に従ってモデル化する。しか
し、入力雑音が例えば一定周波数で周期的に規則正しく
再現されるような周期的成分を有する音などの狭帯域雑
音である場合、Ｐ波器２１の出力と装置入力との間には
相１［が生じ、適応動作が継続されても収斂しない。
波２の出力との間に相関が存在しない広帯域雑音に対し
てはうまく適応できる。すなわち、Ｐ波器２１は所定の
帰還路を所定の帰還路特性に従ってモデル化する。しか
し、入力雑音が例えば一定周波数で周期的に規則正しく
再現されるような周期的成分を有する音などの狭帯域雑
音である場合、Ｐ波器２１の出力と装置入力との間には
相１［が生じ、適応動作が継続されても収斂しない。
従ってＰ波器２１は広帯域入力雑音が加わる系でしか適
応的に使用できない。このような装ａは入力雑音が狭帯
域雑音を含む場合不適当である。
応的に使用できない。このような装ａは入力雑音が狭帯
域雑音を含む場合不適当である。
大部分の実際の装置では入力雑音中に狭帯域雑音が加え
られる。また、実際にはＰ波器２１は所定の帰還路特性
のパラメータ組合わせについてあらかしめ適応され固定
されているため特性が変化せず、従って音速を変化させ
るような温度や流速等の帰還路の状態の時間変化に対し
て適応できない。帰還路の状態が変化する度にＰ波器を
再トレーニングするのは実際的でなく、またかかる変化
が急速に生じるような場合は不可能である。これは装置
を停止させてＰ波器を再トレーニングした頃には温度な
どにより帰還路の特性が再び変化してしまうからである
。
られる。また、実際にはＰ波器２１は所定の帰還路特性
のパラメータ組合わせについてあらかしめ適応され固定
されているため特性が変化せず、従って音速を変化させ
るような温度や流速等の帰還路の状態の時間変化に対し
て適応できない。帰還路の状態が変化する度にＰ波器を
再トレーニングするのは実際的でなく、またかかる変化
が急速に生じるような場合は不可能である。これは装置
を停止させてＰ波器を再トレーニングした頃には温度な
どにより帰還路の特性が再び変化してしまうからである
。
このように、第３図、第４図の帰還制御装置は装置が正
常に動作している場合適応動作をしない。
常に動作している場合適応動作をしない。
Ｐ波器２１はオフラインで広帯域Ｍ音によりあらかじめ
トレーニングした後固定せねばならず、さもなくばオン
ラインでは広帯域ｌｓ音入力に対してしか有効でない。
トレーニングした後固定せねばならず、さもなくばオン
ラインでは広帯域ｌｓ音入力に対してしか有効でない。
これらの条件は実際的でない。
能働減衰装置では帰還音打消しが広帯Ｖ１．雑音につい
ても狭帯域雑音についても別にあらかじめトレーニング
を行なう必要なくオンラインで適応的に実行でき、また
打消しの際温度等による帰還路特性の変化に対してもオ
ンラインで適応できる真の適応帰還打消し作用が必要と
されている。
ても狭帯域雑音についても別にあらかじめトレーニング
を行なう必要なくオンラインで適応的に実行でき、また
打消しの際温度等による帰還路特性の変化に対してもオ
ンラインで適応できる真の適応帰還打消し作用が必要と
されている。
第５図は前記の１９８５年９月１９日出願の米国特許出
願第７７７、’１２８号によるモデル化装置を示す。こ
こで、わかりやすくするため第１図〜第４図と対応する
部分には同一の符号が使用されている。ダクトやプラン
トなどの音響系４は入口側マイクロホンあるいは変換器
１０からのモデル人力４２と出口側マイクロホンあるい
は変換器１６からの誤差入力４４とを有しライン４４の
誤差信号がピロなどの所定値に接近するように打消し音
ないし音波を放射する全方向性スピーカ又は変換器１４
への補正信号をライン４６に出力する適応戸波器モデル
４０によりモデル化される。第５図では第３図の場合と
同様スピーカ１４から放射される＆は帰還路２０に沿っ
て入口側マイクロホン１０へ戻ってもよい構成になって
おり、この点でかかる帰還伝播が一方向性スピーカアレ
イ１３により阻止される第１図の構成と異なっている。
願第７７７、’１２８号によるモデル化装置を示す。こ
こで、わかりやすくするため第１図〜第４図と対応する
部分には同一の符号が使用されている。ダクトやプラン
トなどの音響系４は入口側マイクロホンあるいは変換器
１０からのモデル人力４２と出口側マイクロホンあるい
は変換器１６からの誤差入力４４とを有しライン４４の
誤差信号がピロなどの所定値に接近するように打消し音
ないし音波を放射する全方向性スピーカ又は変換器１４
への補正信号をライン４６に出力する適応戸波器モデル
４０によりモデル化される。第５図では第３図の場合と
同様スピーカ１４から放射される＆は帰還路２０に沿っ
て入口側マイクロホン１０へ戻ってもよい構成になって
おり、この点でかかる帰還伝播が一方向性スピーカアレ
イ１３により阻止される第１図の構成と異なっている。
全方向性スピーカの使用はその入手し易さ及び筒易さの
ため、またスピーカや他の部品を一方向性構成を近似す
るように製造する必要がないことが理由で好ましい。
ため、またスピーカや他の部品を一方向性構成を近似す
るように製造する必要がないことが理由で好ましい。
前記米国特許出願筒７７７、９２８Ｍ及び第７７７．８
２５号では変換器１４から入力側マイクロホン１０への
帰還路２０は音響系４及び帰還路２０を共に適応的にモ
デル化するモデル４０によりモデル化される。この場合
音響系４のオンラインモデリングと帰還路２０のオフラ
インモデリングとが別々に行なわれることはない。特に
別の専用帰還ろ波器をあらかじめトレーニングするため
の広帯域雑音を使った帰還路２０のオフラインモデル化
は不必要である。第４図の従来例では２０の帰還路Ｆは
前記の如く帰還路に専用されるあらかじめトレーニング
された別のモデル２１によりプラントＰの直接路４とは
別にモデル化されている。一方上記の米国特許出願では
帰還路は音響系を適応的にモデル化するのに使われるモ
デル４０の一部になっている。
２５号では変換器１４から入力側マイクロホン１０への
帰還路２０は音響系４及び帰還路２０を共に適応的にモ
デル化するモデル４０によりモデル化される。この場合
音響系４のオンラインモデリングと帰還路２０のオフラ
インモデリングとが別々に行なわれることはない。特に
別の専用帰還ろ波器をあらかじめトレーニングするため
の広帯域雑音を使った帰還路２０のオフラインモデル化
は不必要である。第４図の従来例では２０の帰還路Ｆは
前記の如く帰還路に専用されるあらかじめトレーニング
された別のモデル２１によりプラントＰの直接路４とは
別にモデル化されている。一方上記の米国特許出願では
帰還路は音響系を適応的にモデル化するのに使われるモ
デル４０の一部になっている。
第６図は第５図の音響系を示すが、ここで音響系４及び
帰還路２０は帰還路２０をモデル化するのに使われる極
を有する伝達関数を有する単一のＰ波器モデル４０によ
りモデル化される。これは第３図及び第４図に示した個
々の有限インパルス応答（ＦＩＲ）Ｐ波器が直接雑音及
び帰還雑音を真に適応的にわ消すのには不適当であるこ
とを認識している点で従来の技術よりも前進している。
帰還路２０は帰還路２０をモデル化するのに使われる極
を有する伝達関数を有する単一のＰ波器モデル４０によ
りモデル化される。これは第３図及び第４図に示した個
々の有限インパルス応答（ＦＩＲ）Ｐ波器が直接雑音及
び帰還雑音を真に適応的にわ消すのには不適当であるこ
とを認識している点で従来の技術よりも前進している。
直接雑音及び音響的帰還の真に適応的な打消し作用を得
るには単一の有限インパルス応答（ＦＩＲ）Ｐ波器が必
要である。上記の米国特許出願筒１１７．９２８号及び
第７７７．８２５号及び本発明では音響系及び帰還路は
適応巡回形Ｐ波器モデルによりオンラインでモデル化さ
れる。モデルは巡回形であるため、インパルスが連続的
に帰還供給されて無限応答を生じる音響的帰還ループ中
にＩＩＲ特性が、得られる。
るには単一の有限インパルス応答（ＦＩＲ）Ｐ波器が必
要である。上記の米国特許出願筒１１７．９２８号及び
第７７７．８２５号及び本発明では音響系及び帰還路は
適応巡回形Ｐ波器モデルによりオンラインでモデル化さ
れる。モデルは巡回形であるため、インパルスが連続的
に帰還供給されて無限応答を生じる音響的帰還ループ中
にＩＩＲ特性が、得られる。
上記ワーナカ他の米国特許第４，４７３，９０６号の第
１６１１第８行以降に記載されているように、従来の適
応的打消しＰ波器は非巡回形有限応答−波器であるトラ
ンスバーサルフィルタにより構成されている。かかるＰ
波器は唯一の根がゼロである伝達関数を使うためオール
ゼロフィルタと称されることが多い。ボウエン及びブラ
ウンのｒＶＬｓＩシステムズ ブザインド フォア デ
ジタルプロセッシング」第１巻、プレンティス ホール
。
１６１１第８行以降に記載されているように、従来の適
応的打消しＰ波器は非巡回形有限応答−波器であるトラ
ンスバーサルフィルタにより構成されている。かかるＰ
波器は唯一の根がゼロである伝達関数を使うためオール
ゼロフィルタと称されることが多い。ボウエン及びブラ
ウンのｒＶＬｓＩシステムズ ブザインド フォア デ
ジタルプロセッシング」第１巻、プレンティス ホール
。
エングルウッド クリフス、ニューシャーシー。
１９８２年 ８０〜８７頁を参照。音響系４及び帰還路
２０を単一のＰ波器モデル４０で適応的にモデル化する
にはゼロ点及び極の双方を含む伝達関数を有するＰ波器
が必要である。かかる極とゼロ点は巡回形１１Ｒアルゴ
リズムにより得られる。
２０を単一のＰ波器モデル４０で適応的にモデル化する
にはゼロ点及び極の双方を含む伝達関数を有するＰ波器
が必要である。かかる極とゼロ点は巡回形１１Ｒアルゴ
リズムにより得られる。
上記の特許出願及び本発明は音響系４及び帰還路２０を
適応的にモデル化するＩＩＲ巡回形Ｐ波器モデルを提供
することを含んでいる。この問題は米国商務省国家技術
情報サービス、ブレティンＮｎＰＢ８５−１８９７７７
．１９８４年４月として出版された英国サザンブトン大
学ｔ−５−Ｖ・Ｒ・技術レポート１ｌｋ１１２７におい
てエリオツド及びネルソンにより検討されている。能働
減衰装置において巡回形モデルを使用する場合について
エリオツドらは上記出版物の３７頁で直接及び帰還モデ
リングを実行するのに使われる係数の数は最小に保つこ
とが望ましいこと、しかし巡回構造を有する応答を得る
のに使える「自明な方法」はないことを記している。５
４頁の最終段落の結論の項でエリオツドらは［Ｒ良の減
衰を得るためにＩＩＲＰ波器の巡回係数を適応させる過
程はまだ開発されていない」と述べている。上記特許出
願及び本発明はこの問題を解決し広帯域においても狭帯
域においても効果的な実際の装置においてこれらの計数
を適応的に決定する方法を提供する。
適応的にモデル化するＩＩＲ巡回形Ｐ波器モデルを提供
することを含んでいる。この問題は米国商務省国家技術
情報サービス、ブレティンＮｎＰＢ８５−１８９７７７
．１９８４年４月として出版された英国サザンブトン大
学ｔ−５−Ｖ・Ｒ・技術レポート１ｌｋ１１２７におい
てエリオツド及びネルソンにより検討されている。能働
減衰装置において巡回形モデルを使用する場合について
エリオツドらは上記出版物の３７頁で直接及び帰還モデ
リングを実行するのに使われる係数の数は最小に保つこ
とが望ましいこと、しかし巡回構造を有する応答を得る
のに使える「自明な方法」はないことを記している。５
４頁の最終段落の結論の項でエリオツドらは［Ｒ良の減
衰を得るためにＩＩＲＰ波器の巡回係数を適応させる過
程はまだ開発されていない」と述べている。上記特許出
願及び本発明はこの問題を解決し広帯域においても狭帯
域においても効果的な実際の装置においてこれらの計数
を適応的に決定する方法を提供する。
モデル４０の伝達関数の極は音響系４及び帰還路２０を
同時にモデル化するのに必要な巡回特性を生じる。一方
ＦＩＲ；波器では帰還路は存在せずシステムを通る直接
路しか存在しない。またＦＩＲＰ波器では前記ティチー
の論文及びワーナカらの特許に記載されているようにゼ
ロ点、すなわち伝達関数の分子のゼロ点しか存在し得な
い。従って音響系４及び帰還路２０をモデル化するには
２つの別々のモデルを使わなければならない。
同時にモデル化するのに必要な巡回特性を生じる。一方
ＦＩＲ；波器では帰還路は存在せずシステムを通る直接
路しか存在しない。またＦＩＲＰ波器では前記ティチー
の論文及びワーナカらの特許に記載されているようにゼ
ロ点、すなわち伝達関数の分子のゼロ点しか存在し得な
い。従って音響系４及び帰還路２０をモデル化するには
２つの別々のモデルを使わなければならない。
例えばティチー他及びワーナカ他の例では２つの独立な
モデルが使われる。帰還路は帰還−波器モデルをオフラ
インであらかじめトレーニングすることにより前もって
モデル化される。一方前記米国特許出願第７７７．９２
８号及び第７７７、８２５号及び本願では単一のモデル
があらかじめトレーニングされることなく装置が動作し
ている状態において帰還に対してオンライン適応動作を
する。これは帰還路特性が例えば温度や流量などの変化
により変化する度に帰道一波器モデルを再トレーニング
することが不可能ないし経済的に実際的でないことから
非常に有利である。また音調などの狭帯域雑音が入力雑
音に含まれていて適応的に処理・補償せねばならないよ
うな場合はその方法が従来知られていないためさらに有
利である。
モデルが使われる。帰還路は帰還−波器モデルをオフラ
インであらかじめトレーニングすることにより前もって
モデル化される。一方前記米国特許出願第７７７．９２
８号及び第７７７、８２５号及び本願では単一のモデル
があらかじめトレーニングされることなく装置が動作し
ている状態において帰還に対してオンライン適応動作を
する。これは帰還路特性が例えば温度や流量などの変化
により変化する度に帰道一波器モデルを再トレーニング
することが不可能ないし経済的に実際的でないことから
非常に有利である。また音調などの狭帯域雑音が入力雑
音に含まれていて適応的に処理・補償せねばならないよ
うな場合はその方法が従来知られていないためさらに有
利である。
第７図は第６図の装置の−の形を示す。ここで示す帰還
要素Ｂはライン４４の誤差信号をモデル４０への−の入
力とて使用し、またライン４６の補正信号をモデル４０
への他の入力として使用し、さらにライン４２の入力を
使用することにより適応動作される。１２で示す直接要
素Ａはその出力が加算器４８でここで示す帰還要素Ｂの
出力と加わされ、ライン４６にスピーカないし変換器１
４、従って加算器１８へ送られる補正信号が出力される
。
要素Ｂはライン４４の誤差信号をモデル４０への−の入
力とて使用し、またライン４６の補正信号をモデル４０
への他の入力として使用し、さらにライン４２の入力を
使用することにより適応動作される。１２で示す直接要
素Ａはその出力が加算器４８でここで示す帰還要素Ｂの
出力と加わされ、ライン４６にスピーカないし変換器１
４、従って加算器１８へ送られる補正信号が出力される
。
第８図ではここで示す帰還要素Ｂへの入力がライン４６
の補正信号ではなくライン５０の出力雑音によって出力
される。これはモデルが適応するにつれライン４６の補
正信号がライン５０の出力雑音と等しくなってくるため
理論的により望ましい。従って出力雑音５０を動作の始
めから帰還要素８への入力として使用することにより改
良された動作が可能である。しかし、出力雑音の測定は
スピーカ１４からの打消し音の相互作用なしには困難で
ある。第９図は上記の測定の問題を生じることなく望ま
しいモデル化を可能にする特に望ましい例を示す。第８
図ではＢの帰還要素は出力側マイクロホンからのライン
４４上の誤差信号をモデル４０への−の入力として使用
しまたライン５０の出力雑音をモデル４０への他の入力
として使用している。第９図においてライン４４の誤差
信号は加算器５２においてライン４６の補正信号と加算
され、その結果がモデル４０への他の入力としてライン
５４へ出力される。この人力５４は第８図の入力信号５
０と等しいが第８図で必要な如き非実際的な音１１１１
１定をすることなく得られている。第７図〜ｆ１４９図
においてモデル４０及び２２の帰還要素８への−の入力
は出力側マイクロホン１６からのライン４４上の装置全
体の出力誤差信号により供給される。ライン４４上の誤
差信号は乗算器４５においてライン５１の入力信号と乗
算された後帰還要素Ｂへ供給され重み更新信号がライン
４７に得られる。ライン５１の入力信号は第７図の補正
信号４６、あるいは第８図の雑音５０、あるいは第９図
の加韓信号５４により供給される。ライン４４上の誤差
信号は乗算器５５を介して直接要素へへ供給されその際
乗算器５５においてライン４２からライン５３へ供給さ
れる入力信号と乗粋され重み更新信号がライン４９に得
られる。
の補正信号ではなくライン５０の出力雑音によって出力
される。これはモデルが適応するにつれライン４６の補
正信号がライン５０の出力雑音と等しくなってくるため
理論的により望ましい。従って出力雑音５０を動作の始
めから帰還要素８への入力として使用することにより改
良された動作が可能である。しかし、出力雑音の測定は
スピーカ１４からの打消し音の相互作用なしには困難で
ある。第９図は上記の測定の問題を生じることなく望ま
しいモデル化を可能にする特に望ましい例を示す。第８
図ではＢの帰還要素は出力側マイクロホンからのライン
４４上の誤差信号をモデル４０への−の入力として使用
しまたライン５０の出力雑音をモデル４０への他の入力
として使用している。第９図においてライン４４の誤差
信号は加算器５２においてライン４６の補正信号と加算
され、その結果がモデル４０への他の入力としてライン
５４へ出力される。この人力５４は第８図の入力信号５
０と等しいが第８図で必要な如き非実際的な音１１１１
１定をすることなく得られている。第７図〜ｆ１４９図
においてモデル４０及び２２の帰還要素８への−の入力
は出力側マイクロホン１６からのライン４４上の装置全
体の出力誤差信号により供給される。ライン４４上の誤
差信号は乗算器４５においてライン５１の入力信号と乗
算された後帰還要素Ｂへ供給され重み更新信号がライン
４７に得られる。ライン５１の入力信号は第７図の補正
信号４６、あるいは第８図の雑音５０、あるいは第９図
の加韓信号５４により供給される。ライン４４上の誤差
信号は乗算器５５を介して直接要素へへ供給されその際
乗算器５５においてライン４２からライン５３へ供給さ
れる入力信号と乗粋され重み更新信号がライン４９に得
られる。
前記特許出願及び本願は好ましい実施例において例えば
ウィドロウ他によりプロシーディングスオン ジ ＩＥ
ＥＥ、第６５巻第９号、１９７７年９月、 １４０２〜
１４０４頁の論文［アン アダプティブ リカーシブ
ＬＭＳ フィルタ」中の第２図に記載の如き巡回平均
最小二乗（ＲＬＭＳ’）アルゴリズム戸波＝を使用する
。前記米国特許出願第７７７．９２８号及び第７７７．
８２５号及び本発明はこの公知の巡回ＬＭＳアルゴリズ
ム戸波器を使用することが可能な点で特に望ましい。第
１０図は第７図の装置を示しているが、１２で示す直接
要素ＡがＬＭＳＦ波器でモデル化され、また２２で示す
帰還要素ＢがＬＳＭＰＩａ器でモデル化されている。
ウィドロウ他によりプロシーディングスオン ジ ＩＥ
ＥＥ、第６５巻第９号、１９７７年９月、 １４０２〜
１４０４頁の論文［アン アダプティブ リカーシブ
ＬＭＳ フィルタ」中の第２図に記載の如き巡回平均
最小二乗（ＲＬＭＳ’）アルゴリズム戸波＝を使用する
。前記米国特許出願第７７７．９２８号及び第７７７．
８２５号及び本発明はこの公知の巡回ＬＭＳアルゴリズ
ム戸波器を使用することが可能な点で特に望ましい。第
１０図は第７図の装置を示しているが、１２で示す直接
要素ＡがＬＭＳＦ波器でモデル化され、また２２で示す
帰還要素ＢがＬＳＭＰＩａ器でモデル化されている。
また第１０図の実施例に示す適応巡回形Ｐ波器モデル４
０は公知の巡回平均最小二乗（ＲＬＭＳ）アルゴリズム
を使用している。
０は公知の巡回平均最小二乗（ＲＬＭＳ）アルゴリズム
を使用している。
第１１図は第９図の装置を示しているが、帰還路２０が
ライン４４の誤差信号をモデル４０への−の入力として
使用しまたライン４４のＦ４差信号とライン４６の補正
信号とを加算して得たライン５４上の加口信号をモデル
４０への別の入力として使用することによりモデル化さ
れる。
ライン４４の誤差信号をモデル４０への−の入力として
使用しまたライン４４のＦ４差信号とライン４６の補正
信号とを加算して得たライン５４上の加口信号をモデル
４０への別の入力として使用することによりモデル化さ
れる。
出口８においてスピーカ１４とマイクロホン１６との間
に遅延が存在する場合はこの遅延はＬＭＳＦ’波器２２
への入力及び／又はＬＭＳＰ波器１２への入力５３に対
応する遅延を加えることにより補償できる。
に遅延が存在する場合はこの遅延はＬＭＳＦ’波器２２
への入力及び／又はＬＭＳＰ波器１２への入力５３に対
応する遅延を加えることにより補償できる。
前記米国特許出願第７７７．９２８号及び第７７７．８
２５号及び本発明では音響系及び帰還路が帰還路をモデ
ル化するのに使われる極を有する伝達関数を有する適応
−波器モデルによりモデル化される。勿論、本発明の範
囲には帰還路のモデル化に関連して１Ｗ系の他の要素を
モデル化するのに極を使用することも含まれる。また本
発明の範囲には極と組合わせてゼロ点など他の特性を帰
還路のモデル化に使用することも含まれる。
２５号及び本発明では音響系及び帰還路が帰還路をモデ
ル化するのに使われる極を有する伝達関数を有する適応
−波器モデルによりモデル化される。勿論、本発明の範
囲には帰還路のモデル化に関連して１Ｗ系の他の要素を
モデル化するのに極を使用することも含まれる。また本
発明の範囲には極と組合わせてゼロ点など他の特性を帰
還路のモデル化に使用することも含まれる。
前記のウィドロウによる文献「７ダブテイブフイルター
ズ」に記載されているように、重み更新に使われる入力
信号が遅延されている場合これと同じだけ遅延されてい
る誤差信号を有する用途に対しては１ＭＳアルゴリズム
が使用できることが公知である。同様に、逆伝達関数を
元の伝達関数に直列に加えることによるあるいは元の伝
達関数を重み更新信号に使われる入力信号の信号路に挿
入することによる１ＭＳアルゴリズムの補助路における
スピーカ１４に伴う伝達関数の存在の補償の重要性が、
モーガンの［アン アナリシスオン マルチプル コリ
レーション キャンセレーション ループス ウィズ
ア フィルターイン ジ オージラリー バスＪ、ＩＥ
ＥＥ トランザクションズ アコースティック スピ
ーチ。
ズ」に記載されているように、重み更新に使われる入力
信号が遅延されている場合これと同じだけ遅延されてい
る誤差信号を有する用途に対しては１ＭＳアルゴリズム
が使用できることが公知である。同様に、逆伝達関数を
元の伝達関数に直列に加えることによるあるいは元の伝
達関数を重み更新信号に使われる入力信号の信号路に挿
入することによる１ＭＳアルゴリズムの補助路における
スピーカ１４に伴う伝達関数の存在の補償の重要性が、
モーガンの［アン アナリシスオン マルチプル コリ
レーション キャンセレーション ループス ウィズ
ア フィルターイン ジ オージラリー バスＪ、ＩＥ
ＥＥ トランザクションズ アコースティック スピ
ーチ。
シグナル プロセッシング 第ＡＳＳＰ−２８巻。
第４号、１９８０年の４５４〜４６７頁に議論されてい
る。しかし、誤差路の遅延ないし伝達関数の適応モデル
化は従来前記米国特許出願第７７７．９２８号及び第７
７７．８２５号の前には達成されておらず、またＲＬＭ
Ｓアルゴリズムを使った適応ＩＩＲモデルにおける誤差
路及びスピーカ伝達関数の補償も達成されていなかった
。
る。しかし、誤差路の遅延ないし伝達関数の適応モデル
化は従来前記米国特許出願第７７７．９２８号及び第７
７７．８２５号の前には達成されておらず、またＲＬＭ
Ｓアルゴリズムを使った適応ＩＩＲモデルにおける誤差
路及びスピーカ伝達関数の補償も達成されていなかった
。
第１２図は前記の１９８５年９月１９日出願の米国特許
出願第７７７．８２５号による、オフラインであらかじ
めトレーニングすることないしオンラインで広帯域雑音
及び狭帯域雑音ないし音波の双方について出力変換器な
いしスピーカ１４がらの入力への！ｌｉ運を適応的に打
消しさらに適応的に誤差路の補償を行ない、また出力変
換器ないしスピーカ１４の補償を行なう装置を示す。入
力６からの音とスピーカ１４からの音が結合されること
により形成される出力音は出力８においてスピーカ１４
から誤差路５６に沿って離間した出力側マイクロホン又
は誤差変換器１６により感知される。
出願第７７７．８２５号による、オフラインであらかじ
めトレーニングすることないしオンラインで広帯域雑音
及び狭帯域雑音ないし音波の双方について出力変換器な
いしスピーカ１４がらの入力への！ｌｉ運を適応的に打
消しさらに適応的に誤差路の補償を行ない、また出力変
換器ないしスピーカ１４の補償を行なう装置を示す。入
力６からの音とスピーカ１４からの音が結合されること
により形成される出力音は出力８においてスピーカ１４
から誤差路５６に沿って離間した出力側マイクロホン又
は誤差変換器１６により感知される。
Ｎ響系は一波器１２及び２２により構成され入力マイク
ロホン又は変換器１０からのモデル入力をライン４２か
ら与えられまた誤差マイクロホン又は変換器１６からの
誤差入力をライン４４から与えられる適応Ｐ波器モデル
４０によりモデル化される。モデル４０はまたライン４
４の誤差信号が所定値に近づくように打消し音を導入す
るだめの出力スピーカ又は変換器１４へ送られる補正信
号をライン４６に出力する。スピーカ１４から入力マイ
クロホン１０へ到る帰還路２０は同じモデル４０により
モデル４０の一部としてモデル化され、その際帰還路２
０は音響系及び帰還路の両者を別々にモデル化すること
なく適応的にモラ゛ル化し、またオフラインで広帯域雑
音を加えられる帰還路専用にあらかじめトレーニングさ
れ固定される別のモデルは使用されない。
ロホン又は変換器１０からのモデル入力をライン４２か
ら与えられまた誤差マイクロホン又は変換器１６からの
誤差入力をライン４４から与えられる適応Ｐ波器モデル
４０によりモデル化される。モデル４０はまたライン４
４の誤差信号が所定値に近づくように打消し音を導入す
るだめの出力スピーカ又は変換器１４へ送られる補正信
号をライン４６に出力する。スピーカ１４から入力マイ
クロホン１０へ到る帰還路２０は同じモデル４０により
モデル４０の一部としてモデル化され、その際帰還路２
０は音響系及び帰還路の両者を別々にモデル化すること
なく適応的にモラ゛ル化し、またオフラインで広帯域雑
音を加えられる帰還路専用にあらかじめトレーニングさ
れ固定される別のモデルは使用されない。
誤差路５６はＥ′で示す第２の適応戸波器モデル５８に
よりモデル化され、また適応誤差路モデルＥ′のコピー
が第１のモデル４０が音響系及び帰還路をうまくモデル
化できるようにＰ波器１２及び２２により構成される第
１のモデル４０に供給される。
よりモデル化され、また適応誤差路モデルＥ′のコピー
が第１のモデル４０が音響系及び帰還路をうまくモデル
化できるようにＰ波器１２及び２２により構成される第
１のモデル４０に供給される。
誤差路５６はＥ′で示す第２の適応ｐ波器モデル５８に
よりモデル化されまた適応誤差路モデルＥ′のコピーが
一波器１２及び２２により構成される第１のモデル４０
にこのモデルがｇ［系が帰還路をうまくモデル化できる
ように供給される。
よりモデル化されまた適応誤差路モデルＥ′のコピーが
一波器１２及び２２により構成される第１のモデル４０
にこのモデルがｇ［系が帰還路をうまくモデル化できる
ように供給される。
また第２の誤差マイクロボンないし変換器６０がスピー
カ１４に隣接した誤差路５６の入口に設けられる。適応
Ｐ′ｇ！器モデル５８は第２の誤差マイりＯホン６０か
らライン６２を介してモデル入力を供給される。誤差路
５６の出力及びモデル５８の出力は加算器６４で加算さ
れその結果がモデル５８へのライン６６上の誤差入力と
して使われる。
カ１４に隣接した誤差路５６の入口に設けられる。適応
Ｐ′ｇ！器モデル５８は第２の誤差マイりＯホン６０か
らライン６２を介してモデル入力を供給される。誤差路
５６の出力及びモデル５８の出力は加算器６４で加算さ
れその結果がモデル５８へのライン６６上の誤差入力と
して使われる。
ライン６６上の誤差信号は乗算器６８においてライン６
２上の入力信号と乗算され、モデル５８に重み更新信号
６７として入力される。
２上の入力信号と乗算され、モデル５８に重み更新信号
６７として入力される。
適応モデル４０は各々誤差マイクロホン１６ｈ１らライ
ン４４上に出力される誤差入力を有するアルゴリズム戸
波器１２及び２２により構成される。
ン４４上に出力される誤差入力を有するアルゴリズム戸
波器１２及び２２により構成される。
第１及び第２のアルゴリズムＰ波器の出力は加算器４８
で加算されその結果が補正信号としてライン４６へ出力
されスピーカ１４へ供給される。
で加算されその結果が補正信号としてライン４６へ出力
されスピーカ１４へ供給される。
Ｅ′の適応誤差路モデル５８のコピーが７０及び７１で
各々のアルゴリズムＰ波Δ１２及び２２にそれぞれ供給
される。アルゴリズムｙｌ波器１２ヘライン４２を軽で
供給される入力は入口側マイクロホン１０から供給され
る。また人力４２は後で説明するスピーカモデル８０を
介して適応誤差路モデルコピー７０へも供給される。コ
ピー７０の出力は乗算器７２でライン４４上の誤差信号
と乗算され、得られた結果はアルゴリズムＰ波器１２に
重み更新信号７４として供給される。ライン４６の補正
信号はまたアルゴリズムＰ並器２２ヘライン４７を介し
て入力されまた後で説明するスピーカモデルコピー８２
を介して適応誤差路モデルコピー７１へ入力される。コ
ピー７１の出力とライン４４上の誤差信号とは乗算ｖＡ
７６で乗算され結果が重み更新信号７８としてアルゴリ
ズムＰ波器２２へ供給される。あるいは第９図に示すよ
うに、ライン４６上の補正信号を第９図の加算器５２に
おいてライン４４上の誤差信号と加算し、ライン５４上
に出力される加算結果をアルゴリズムろ波器２２の入力
４７及びスピーカモデルコピー８２及び誤差路モデル７
１への入力として使ってもよい。
各々のアルゴリズムＰ波Δ１２及び２２にそれぞれ供給
される。アルゴリズムｙｌ波器１２ヘライン４２を軽で
供給される入力は入口側マイクロホン１０から供給され
る。また人力４２は後で説明するスピーカモデル８０を
介して適応誤差路モデルコピー７０へも供給される。コ
ピー７０の出力は乗算器７２でライン４４上の誤差信号
と乗算され、得られた結果はアルゴリズムＰ波器１２に
重み更新信号７４として供給される。ライン４６の補正
信号はまたアルゴリズムＰ並器２２ヘライン４７を介し
て入力されまた後で説明するスピーカモデルコピー８２
を介して適応誤差路モデルコピー７１へ入力される。コ
ピー７１の出力とライン４４上の誤差信号とは乗算ｖＡ
７６で乗算され結果が重み更新信号７８としてアルゴリ
ズムＰ波器２２へ供給される。あるいは第９図に示すよ
うに、ライン４６上の補正信号を第９図の加算器５２に
おいてライン４４上の誤差信号と加算し、ライン５４上
に出力される加算結果をアルゴリズムろ波器２２の入力
４７及びスピーカモデルコピー８２及び誤差路モデル７
１への入力として使ってもよい。
第１３図においては第１２図のラウドスピーカ１４と第
１の誤差マイクロホン１６との間の誤差路ないしプラン
トがオンラインで直接にモデル化され、また誤差路モデ
ルＥ′のコピーが装置モデル４０に供給される。モデル
をコピーしてかかるモデルを装置中の他の部分に供給す
ることは例えば前記モーガンの文献より公知である。第
１２図の第２の誤差マイクロホン６０は５８に示す誤差
路モデルＥ′を介した誤差路５６の適応モデル化を可能
にする。前記ワーナカ特許の如き従来の装置では音源を
オフにしてスピーカ１４及び誤差路５６を経て供給され
るトレーニング信号を使用し誤差路を固定され全装置が
動作している際には適応できない誤差路モデルによりモ
デル化することにより問題を生じていた。かかる方法に
よる問題とは誤差路５６の状態が例えば温度や流量の変
化で特開と共に変化することで、誤差路の状態が変化す
る度に装置モデルを再トレーニングすることは非実際的
であるため生じていた。
１の誤差マイクロホン１６との間の誤差路ないしプラン
トがオンラインで直接にモデル化され、また誤差路モデ
ルＥ′のコピーが装置モデル４０に供給される。モデル
をコピーしてかかるモデルを装置中の他の部分に供給す
ることは例えば前記モーガンの文献より公知である。第
１２図の第２の誤差マイクロホン６０は５８に示す誤差
路モデルＥ′を介した誤差路５６の適応モデル化を可能
にする。前記ワーナカ特許の如き従来の装置では音源を
オフにしてスピーカ１４及び誤差路５６を経て供給され
るトレーニング信号を使用し誤差路を固定され全装置が
動作している際には適応できない誤差路モデルによりモ
デル化することにより問題を生じていた。かかる方法に
よる問題とは誤差路５６の状態が例えば温度や流量の変
化で特開と共に変化することで、誤差路の状態が変化す
る度に装置モデルを再トレーニングすることは非実際的
であるため生じていた。
従って、誤差路が適応的にモデル化され、専用のオフラ
イントレーニングをあらかじめ行なうことなくオンライ
ンで補償され、またかかる補償動作が温度等の変化によ
る誤差路特性の変化にオンラインで適応できる適応装置
が必要とされている。
イントレーニングをあらかじめ行なうことなくオンライ
ンで補償され、またかかる補償動作が温度等の変化によ
る誤差路特性の変化にオンラインで適応できる適応装置
が必要とされている。
第１２図及び第１３図の装置はまたスピーカ又は変換器
１；４の出力をもｗＪ償する。スピーカ１４の特性は装
置全体に比べてまた帰還路２ｏ及び誤差路５６に比べて
ゆっくりと変化すると仮定する。
１；４の出力をもｗＪ償する。スピーカ１４の特性は装
置全体に比べてまた帰還路２ｏ及び誤差路５６に比べて
ゆっくりと変化すると仮定する。
従って帰還路２０及び誤差路５６中の音速が温度等によ
り変化してもスピーカ１４の特性はこれに比べてゆっく
りとしか変化しない。例えば帰還路２０及ｔＦ／又は誤
差路５６の特性が分単位で変化してもスピーカ１４の特
性は月単位あるいは週単位あるいは日単位でしか変化し
ない。従って、オフラインでモデル化され較正されたス
ピーカ１４は例えば帰還路２０及び誤差路５６など他の
装置特性パラメータ、特に温度及び流ｍに比べ一定が非
常にゆっくりと、しか変化しないと仮定される。
り変化してもスピーカ１４の特性はこれに比べてゆっく
りとしか変化しない。例えば帰還路２０及ｔＦ／又は誤
差路５６の特性が分単位で変化してもスピーカ１４の特
性は月単位あるいは週単位あるいは日単位でしか変化し
ない。従って、オフラインでモデル化され較正されたス
ピーカ１４は例えば帰還路２０及び誤差路５６など他の
装置特性パラメータ、特に温度及び流ｍに比べ一定が非
常にゆっくりと、しか変化しないと仮定される。
１９８５年９月１９日出願の前２米国特許出願第７７７
、８２５号で誤差路５６及びスピーカ１４は互いに別々
にモデル化すると有用であることが見出されている。ま
た装置部分を入口側マイクロホンからスピーカ１４まで
の部分とスピーカ１４がら誤差マイクロホン１６までの
部分との間で別々にモデル化するのが有用であることも
見出されている。さらに全体的な減衰は第１の誤差マイ
クロホン１６が打消し用スピーカ１４の下流側に領域１
８の複雑な音響釣場を避けて設けると向上することが見
出されている。さらに、望ましい装置全体から分離した
誤差路５６のモデル化及び誤差路５６の入力マイクロホ
ン１０からスピーカ１４へ到る伝播路から分離したモデ
ル化を継続するには第３のマイクロホン（第２の誤差マ
イクロホン６０）が必要なことが見出されている。また
誤差マイクロホン１６による測定は非常に正確であるの
が望ましいことが見出されている。また第２の誤差マイ
クロホン６０による測定は第１のマイクロホン１６によ
る測定はど正確でなくともよいことが見出されている。
、８２５号で誤差路５６及びスピーカ１４は互いに別々
にモデル化すると有用であることが見出されている。ま
た装置部分を入口側マイクロホンからスピーカ１４まで
の部分とスピーカ１４がら誤差マイクロホン１６までの
部分との間で別々にモデル化するのが有用であることも
見出されている。さらに全体的な減衰は第１の誤差マイ
クロホン１６が打消し用スピーカ１４の下流側に領域１
８の複雑な音響釣場を避けて設けると向上することが見
出されている。さらに、望ましい装置全体から分離した
誤差路５６のモデル化及び誤差路５６の入力マイクロホ
ン１０からスピーカ１４へ到る伝播路から分離したモデ
ル化を継続するには第３のマイクロホン（第２の誤差マ
イクロホン６０）が必要なことが見出されている。また
誤差マイクロホン１６による測定は非常に正確であるの
が望ましいことが見出されている。また第２の誤差マイ
クロホン６０による測定は第１のマイクロホン１６によ
る測定はど正確でなくともよいことが見出されている。
１９８５年９月１９日出願の前記米国特許出願第７７７
、８２５号ではマイクロホン６０は非常に正確な測定を
しなくてもよい。これはマイクロホン６０が誤差路のモ
デル化のための入力のみを測定して供給するためにのみ
使われるためであるが、主装置の出力粘度についての要
求はなお誤差マイクロホン１６での測定精度如何にかか
つている。かかる構成はダクト中の領域１８へ伝播する
音波の正確な測定が出力スピーカ１４の近傍で音場が非
常に１ｉ雑になるため不可能であることのため有利であ
る。この差分的Ｍ麿測定は出口８における出力信号がｔ
デル４０により最小化されるべき信号であって従って最
小化されるべき雑音が正確に表現されなければならない
ため重要である。一方誤差路モデル５８はモデル４０の
収斂を保証するに寸−分な精度で求められておれば十分
である。このように、このマイクロホン６０を誤差路モ
デル化及び補償に限定的に使用するのは特に有利である
。
、８２５号ではマイクロホン６０は非常に正確な測定を
しなくてもよい。これはマイクロホン６０が誤差路のモ
デル化のための入力のみを測定して供給するためにのみ
使われるためであるが、主装置の出力粘度についての要
求はなお誤差マイクロホン１６での測定精度如何にかか
つている。かかる構成はダクト中の領域１８へ伝播する
音波の正確な測定が出力スピーカ１４の近傍で音場が非
常に１ｉ雑になるため不可能であることのため有利であ
る。この差分的Ｍ麿測定は出口８における出力信号がｔ
デル４０により最小化されるべき信号であって従って最
小化されるべき雑音が正確に表現されなければならない
ため重要である。一方誤差路モデル５８はモデル４０の
収斂を保証するに寸−分な精度で求められておれば十分
である。このように、このマイクロホン６０を誤差路モ
デル化及び補償に限定的に使用するのは特に有利である
。
第１２図及び第１３図ではスピーカ１４はオフラインで
モデル化されてその固定されたモデルＳ′が求められる
。このスピーカの固定モデルＳ′は８０及び８２におい
て適応モデル４０に供給される。スピーカ１４は第１２
図及び第１４図に示すように第２の誤差マイクロホン又
は変換器６０を第１２図及び第１４図のス゛ビ一カ１４
に隣接して設け第１４図に示すように適応Ｐ波器モデル
Ｓ′を８４に設けることによりモデル化される。
モデル化されてその固定されたモデルＳ′が求められる
。このスピーカの固定モデルＳ′は８０及び８２におい
て適応モデル４０に供給される。スピーカ１４は第１２
図及び第１４図に示すように第２の誤差マイクロホン又
は変換器６０を第１２図及び第１４図のス゛ビ一カ１４
に隣接して設け第１４図に示すように適応Ｐ波器モデル
Ｓ′を８４に設けることによりモデル化される。
別にあらかじめオフラインで行なわれるトレーニング過
程においてはライン４６は加算器４８から切離されライ
ン４６上に較正ないしトレーニング信号が供給される。
程においてはライン４６は加算器４８から切離されライ
ン４６上に較正ないしトレーニング信号が供給される。
ライン４６ａ上の較正信号は適応Ｐ波器モデル８４及び
スピーカ１４へ入力され、誤差マイクロホン６０及び適
応Ｐ波器モデル８４の出力が加算器８６で加算され、そ
の結果がスピーカモデル８４への誤差入力信号８７とし
て使用される。ｒＡ差入力信号８７は乗算器９０におい
てライン４６ａ上の較正信号と乗綽されスピーカモデル
８４への重み更新信号８８が形成される。
スピーカ１４へ入力され、誤差マイクロホン６０及び適
応Ｐ波器モデル８４の出力が加算器８６で加算され、そ
の結果がスピーカモデル８４への誤差入力信号８７とし
て使用される。ｒＡ差入力信号８７は乗算器９０におい
てライン４６ａ上の較正信号と乗綽されスピーカモデル
８４への重み更新信号８８が形成される。
モデル８４はスピーカ１４に適応されモデル化された後
固定される。固定されたモデルＳ′は次いでモデル４０
ヘコピーされる。
固定される。固定されたモデルＳ′は次いでモデル４０
ヘコピーされる。
第１２図及び第１３図の好ましい実施例においてはスピ
ーカモデルのコピー８０への入力はライン４２より供給
される。さらにコピー８０の出力は誤差路モデルコピー
７０を通った後乗ｉ器７２に供給されてライン４４上の
誤差信号と乗算され、その結果がアルゴリズムＰ波器１
２へ供給される重み更新信号として使われる。スピーカ
モデルのコピー８２への入力信号はライン４６上の補正
信号により与えられる。コピー８２の出力は誤差路モデ
ルコと−７１を通った後乗算器７６でライン４４の誤差
信号と乗算され、その結果がアルゴリズムＰ波２Ｓ２２
への□重み更新信号として使用される。このように、ラ
イン４６上の補正信号は第９図の加算器５２においてラ
イン４４上の誤差信号と加幹されその結果がアルゴリズ
ムＰ波器２２及びコピーされたスピーカモデル８２への
入力４７として使われる。
ーカモデルのコピー８０への入力はライン４２より供給
される。さらにコピー８０の出力は誤差路モデルコピー
７０を通った後乗ｉ器７２に供給されてライン４４上の
誤差信号と乗算され、その結果がアルゴリズムＰ波器１
２へ供給される重み更新信号として使われる。スピーカ
モデルのコピー８２への入力信号はライン４６上の補正
信号により与えられる。コピー８２の出力は誤差路モデ
ルコと−７１を通った後乗算器７６でライン４４の誤差
信号と乗算され、その結果がアルゴリズムＰ波２Ｓ２２
への□重み更新信号として使用される。このように、ラ
イン４６上の補正信号は第９図の加算器５２においてラ
イン４４上の誤差信号と加幹されその結果がアルゴリズ
ムＰ波器２２及びコピーされたスピーカモデル８２への
入力４７として使われる。
第１５図は第１４図のスピーカモデル化の別の例を示す
。第１５図では適応戸波器モデル９２は第２の誤差マイ
クロホン６０からの入力９６を有しスピーカ１４を逆に
適応的にモデル化する適応遅延逆モデル化部分９４を有
する。モデル９２はまたライン４６ａより較正（、ｆｆ
ｉ号を入力されてその遅延出力を出力する遅延部分９８
を有する。較正信号４６ａはライン４６を加算器４８か
ら切離し切離されたライン４６にトレーニング信号を供
給することにより供給される。遅延逆モデル化部分９４
及び遅延部分９８の出力は加算器１００で互いに加算さ
れその結果が逆モデル化部分９４への誤差入力１０１と
して使われる。誤差入力１０１は乗算器１０４において
モデル入力９６と乗算され重み更新信号１０２が得られ
る。モデル９２は適応されることによりスピーカ１４を
モデル化した後は固定される。符号９４で示す遅延逆モ
デル化部分Δ６Ｓ″ｌは第１６図に符号１２０で示すよ
うに１１１の誤差マイクロホン１６の出力と直列に設け
られる。符号９８で示す遅延部分Δ５は第１６図のモデ
ル４０中の符号１２２及び１２４で示す位置に設けられ
る。
。第１５図では適応戸波器モデル９２は第２の誤差マイ
クロホン６０からの入力９６を有しスピーカ１４を逆に
適応的にモデル化する適応遅延逆モデル化部分９４を有
する。モデル９２はまたライン４６ａより較正（、ｆｆ
ｉ号を入力されてその遅延出力を出力する遅延部分９８
を有する。較正信号４６ａはライン４６を加算器４８か
ら切離し切離されたライン４６にトレーニング信号を供
給することにより供給される。遅延逆モデル化部分９４
及び遅延部分９８の出力は加算器１００で互いに加算さ
れその結果が逆モデル化部分９４への誤差入力１０１と
して使われる。誤差入力１０１は乗算器１０４において
モデル入力９６と乗算され重み更新信号１０２が得られ
る。モデル９２は適応されることによりスピーカ１４を
モデル化した後は固定される。符号９４で示す遅延逆モ
デル化部分Δ６Ｓ″ｌは第１６図に符号１２０で示すよ
うに１１１の誤差マイクロホン１６の出力と直列に設け
られる。符号９８で示す遅延部分Δ５は第１６図のモデ
ル４０中の符号１２２及び１２４で示す位置に設けられ
る。
第１６図は誤差路ないしプラント５６の別のモデル化の
例を示す。誤差路の適応モデル１１２は第１の誤差マイ
クロホン１６より入力されて誤差路を遅延を含めて逆に
モデル化しライン１０８にモデル４０の誤差入力１１０
へ送られる誤差信号を出力する適応遅延逆モデル化部分
１０６により構成される。モデル１１２はまたΔ。で示
される遅延部分１１４を有し、この遅延部分１１４は第
２の誤差マイクロホン６０より入力信号を供給されこれ
を加算器１１６へ遅延させて出力する。遅延逆モデル化
部分１０６及び遅延部分１１４の出力は互いに加算器１
１６で加算されその結果得られたに；差信号１１８が逆
モデル化１０６部分へ送られる。そのｗＡ誤差信号１１
８は乗算器１２１において入力信号１１９と乗算されそ
の結果が重み更新信号１２３として逆モデル化部分１０
６に送られる。第１６図のスピーカ１４は第１５図に従
ってモデル化され、適応遅延逆モデル化部分Δ５Ｓ″Ｉ
は符号１２０で示す位置に第１の誤差マイクロホン１６
より誤差路モデルの適応逆モデル化部分１０６を経て出
力されてくる出力（，７号に対して直列に設けられる。
例を示す。誤差路の適応モデル１１２は第１の誤差マイ
クロホン１６より入力されて誤差路を遅延を含めて逆に
モデル化しライン１０８にモデル４０の誤差入力１１０
へ送られる誤差信号を出力する適応遅延逆モデル化部分
１０６により構成される。モデル１１２はまたΔ。で示
される遅延部分１１４を有し、この遅延部分１１４は第
２の誤差マイクロホン６０より入力信号を供給されこれ
を加算器１１６へ遅延させて出力する。遅延逆モデル化
部分１０６及び遅延部分１１４の出力は互いに加算器１
１６で加算されその結果得られたに；差信号１１８が逆
モデル化１０６部分へ送られる。そのｗＡ誤差信号１１
８は乗算器１２１において入力信号１１９と乗算されそ
の結果が重み更新信号１２３として逆モデル化部分１０
６に送られる。第１６図のスピーカ１４は第１５図に従
ってモデル化され、適応遅延逆モデル化部分Δ５Ｓ″Ｉ
は符号１２０で示す位置に第１の誤差マイクロホン１６
より誤差路モデルの適応逆モデル化部分１０６を経て出
力されてくる出力（，７号に対して直列に設けられる。
スピーカモデル９２の遅延部分のコピーΔ６は適応装置
モデル４０中の位置１２２及び１２４に設けられる。ま
た適応誤差路モデル１１２の遅延部分Δのにコピーは適
応装置モデル４０中の位置１２６及び１２８に設けられ
る。
モデル４０中の位置１２２及び１２４に設けられる。ま
た適応誤差路モデル１１２の遅延部分Δのにコピーは適
応装置モデル４０中の位置１２６及び１２８に設けられ
る。
適応装置モデル４０は各々加算接続点１８から誤差路５
６を経て、また第１の誤差マイクロホン１６を経て、ま
た適応オンライン誤差路モデル１１２の遅延逆モデル化
部分１０６を経て、ざらにスピーカー４の固定モデル９
２の遅延逆モデル化部分１２０を経て供給される誤差入
力１１０を有する第１及び第２のアルゴリズムＰ波器１
２及び２２を含む。かかる加算による正味の効果により
遅延部分Δ 及びΔ８を通過する補正信号４６のみが誤
差入力１１０を形成する。誤差路中のこの遅延を補償す
るためアルゴリズムｖｉ波器１２中にコピー１２２及び
１２６が供給されまたコピー１２４及び１２８がアルゴ
リズムＰ波器２２中に供給される。入口側マイクロホン
１０からライン４２に出力される入力信号はアルゴリズ
ムＦ＋波器１２及び第１の直列接続されたコピー１２２
及び１２６に供給される。第１のコピー１２２及び１２
６の出力は乗鋒器７２において適応誤差路モデル１１２
の遅延逆モデル化部分１０６及び固定スピーカモデル９
２の遅延逆モデル化部分１２０を経て供給される誤差信
号１１０と乗算されその結果がアルゴリズムＰ波器１２
へ供給される重み更新信号として使われる。加算器４８
からスピーカ１４ヘライン４６を介して供給される補正
信号も同様に第２の直列接続されたコピー１２４及び１
２８に供給される。第２のコピー１２４及び１２８の出
力は乗算器７６において誤差信号１１０と乗算されその
結果がアルゴリズムＰ波器２２へ供給される。重み更新
信号７８として使われる。
６を経て、また第１の誤差マイクロホン１６を経て、ま
た適応オンライン誤差路モデル１１２の遅延逆モデル化
部分１０６を経て、ざらにスピーカー４の固定モデル９
２の遅延逆モデル化部分１２０を経て供給される誤差入
力１１０を有する第１及び第２のアルゴリズムＰ波器１
２及び２２を含む。かかる加算による正味の効果により
遅延部分Δ 及びΔ８を通過する補正信号４６のみが誤
差入力１１０を形成する。誤差路中のこの遅延を補償す
るためアルゴリズムｖｉ波器１２中にコピー１２２及び
１２６が供給されまたコピー１２４及び１２８がアルゴ
リズムＰ波器２２中に供給される。入口側マイクロホン
１０からライン４２に出力される入力信号はアルゴリズ
ムＦ＋波器１２及び第１の直列接続されたコピー１２２
及び１２６に供給される。第１のコピー１２２及び１２
６の出力は乗鋒器７２において適応誤差路モデル１１２
の遅延逆モデル化部分１０６及び固定スピーカモデル９
２の遅延逆モデル化部分１２０を経て供給される誤差信
号１１０と乗算されその結果がアルゴリズムＰ波器１２
へ供給される重み更新信号として使われる。加算器４８
からスピーカ１４ヘライン４６を介して供給される補正
信号も同様に第２の直列接続されたコピー１２４及び１
２８に供給される。第２のコピー１２４及び１２８の出
力は乗算器７６において誤差信号１１０と乗算されその
結果がアルゴリズムＰ波器２２へ供給される。重み更新
信号７８として使われる。
第１３図及び第１６図の構成の様々な変形例もまた使わ
れる。−の組合わせではスピーカ１４が第１４図の如く
モデル化されてスピーカモデルＳ′が得られ、また誤差
路５６が第１３図の如くモデル化されて誤差路モデルＥ
′が得られ、さらに第１３図中に各々８０及び７０、ま
た８２及び７１として示すようにモデル４０中において
直列接続されたモデルＳ′及びＥ′が使われる。
れる。−の組合わせではスピーカ１４が第１４図の如く
モデル化されてスピーカモデルＳ′が得られ、また誤差
路５６が第１３図の如くモデル化されて誤差路モデルＥ
′が得られ、さらに第１３図中に各々８０及び７０、ま
た８２及び７１として示すようにモデル４０中において
直列接続されたモデルＳ′及びＥ′が使われる。
別の組合わせにおいてはスピーカ１４は第１４図に示す
如くモデル化されてスピーカモデルＳ′を得、また誤差
路５６は第１６図の如くモデル化されて遅延逆誤差路モ
デル１０６を得る。この組合わせではモデル４０はスピ
ーカモデル８０及びアルゴリズムＰ波器１２中の適応誤
差路モデルの遅延部分Δ。１２６を含み、またスピーカ
モデル８２及びアルゴリズム戸波器２２中の遅延部分１
２８を含む。
如くモデル化されてスピーカモデルＳ′を得、また誤差
路５６は第１６図の如くモデル化されて遅延逆誤差路モ
デル１０６を得る。この組合わせではモデル４０はスピ
ーカモデル８０及びアルゴリズムＰ波器１２中の適応誤
差路モデルの遅延部分Δ。１２６を含み、またスピーカ
モデル８２及びアルゴリズム戸波器２２中の遅延部分１
２８を含む。
別の組合わせにおいてはスピーカ１４が第１５図に示す
如き遅延逆モデル９４でモデル化されまた誤差路５６が
第１３図に示す如きＥ′によりモデル化される。モデル
１２２及び７０のコピーがアルゴリズムろ波器１２中で
使用されまたモデル１２４及び７１のコピーがアルゴリ
ズムＰ波器２２中で使用される。コピー１２０は誤差マ
イクロホン１６の出力に直接に供給され、モデル４０へ
の誤差入力はコピー１２０を介して供給される。
如き遅延逆モデル９４でモデル化されまた誤差路５６が
第１３図に示す如きＥ′によりモデル化される。モデル
１２２及び７０のコピーがアルゴリズムろ波器１２中で
使用されまたモデル１２４及び７１のコピーがアルゴリ
ズムＰ波器２２中で使用される。コピー１２０は誤差マ
イクロホン１６の出力に直接に供給され、モデル４０へ
の誤差入力はコピー１２０を介して供給される。
さらに別の組合わせにおいては第１６図に示すようにコ
ピー１２２及び１２６がアルゴリズム戸波器１２で使用
され、コピー１２４及び１２８がアルゴリズム戸波器２
２で使用される。
ピー１２２及び１２６がアルゴリズム戸波器１２で使用
され、コピー１２４及び１２８がアルゴリズム戸波器２
２で使用される。
上配組合わせをさらに組合わせた例ではライン４６の補
正信号が第１１図の加算器５２で誤差信号と加算されそ
の結果がライン４７へ出力されてアルゴリズムＰ波器２
２へ入力されまたスピーカ及び誤差路補償部、例えば８
２及び７１あるいは１２４及び１２８等を必要に応じて
通されて乗算器７６へ供給される。
正信号が第１１図の加算器５２で誤差信号と加算されそ
の結果がライン４７へ出力されてアルゴリズムＰ波器２
２へ入力されまたスピーカ及び誤差路補償部、例えば８
２及び７１あるいは１２４及び１２８等を必要に応じて
通されて乗算器７６へ供給される。
第１７図は別の実施例を示し、ここで第１３図〜第１６
図と同様な部分には同様な参照符号を使用する。ライン
４６上の補正信号は加算器１３０で誤差信号４４と加締
される。補正信号４６は適応誤差路モデル１１２の遅延
部分Δ。のコピーと適応後固定されている出力スピーカ
１４のモデル８４との積１３２を介して供給される。第
１７図の誤差路５６は第１６図と同様に符号１０６ａ。
図と同様な部分には同様な参照符号を使用する。ライン
４６上の補正信号は加算器１３０で誤差信号４４と加締
される。補正信号４６は適応誤差路モデル１１２の遅延
部分Δ。のコピーと適応後固定されている出力スピーカ
１４のモデル８４との積１３２を介して供給される。第
１７図の誤差路５６は第１６図と同様に符号１０６ａ。
１１４ａ、１１６ａ、１１８ａ、１１９ａ。
１２１ａ及び１２３ａで示した如くさらにモデル化され
、また逆モデル化部分１０６ａのコピーがプロツク１３
４に供給される。この形ではライン４４の誤差信号は加
算器１３０へ誤差路の適応遅延逆モデル化部分１３４を
介して供給される。
、また逆モデル化部分１０６ａのコピーがプロツク１３
４に供給される。この形ではライン４４の誤差信号は加
算器１３０へ誤差路の適応遅延逆モデル化部分１３４を
介して供給される。
第１８図は第１６図の別の実施例を示し、第１６図、第
１７図と同様な部分には同様な参照符号を使用する。加
１８１３０への誤差信号が逆モデル化部分１０６を経て
ライン１０８上を送られるがこれはスピーカモデルの逆
モデル化部分は通らない。
１７図と同様な部分には同様な参照符号を使用する。加
１８１３０への誤差信号が逆モデル化部分１０６を経て
ライン１０８上を送られるがこれはスピーカモデルの逆
モデル化部分は通らない。
１９８５年９月１９日出願の前記米国特許出願第７７７
、８２５号は装置中の誤差路及び／又はスピーカのモデ
ルのコピーを与える。モデル４０はモデル要素１０６，
１２０．１３４等を含むが図面中に破線で示したボック
スは限定を意味するものではない。
、８２５号は装置中の誤差路及び／又はスピーカのモデ
ルのコピーを与える。モデル４０はモデル要素１０６，
１２０．１３４等を含むが図面中に破線で示したボック
スは限定を意味するものではない。
第１９図及び第２０図は前記米国特許出願第８２８、４
５４号の装置を示す。ここではわかりやすくするため第
１２図及び第１３図と同様の参照符号を用いる。第１９
図の音響装置は入力音波が供給される入口６と出力音波
を放射する出口８とを有する。この特許出願では望まし
くない出力音波をスピーカ１４などの出力変換器から打
消し音を導入することにより減衰さゼる能働減衰装置及
び方法であって、スピーカ又は変換器１４から入口６へ
帰還路２０に沿って帰還する帰還音を広帯域音及び狭帯
域音の両者についてオフラインであらかじめトレーニン
グすることなくオンラインで適応的に補償し、また誤差
路５６の適応的モデル化及び補償及びスピーカ又は変換
器１４の適応的モデル化及び補償を全てオンラインでか
つオフラインであらかじめトレーニングすることなく行
なう装置及び方法が提供される。
５４号の装置を示す。ここではわかりやすくするため第
１２図及び第１３図と同様の参照符号を用いる。第１９
図の音響装置は入力音波が供給される入口６と出力音波
を放射する出口８とを有する。この特許出願では望まし
くない出力音波をスピーカ１４などの出力変換器から打
消し音を導入することにより減衰さゼる能働減衰装置及
び方法であって、スピーカ又は変換器１４から入口６へ
帰還路２０に沿って帰還する帰還音を広帯域音及び狭帯
域音の両者についてオフラインであらかじめトレーニン
グすることなくオンラインで適応的に補償し、また誤差
路５６の適応的モデル化及び補償及びスピーカ又は変換
器１４の適応的モデル化及び補償を全てオンラインでか
つオフラインであらかじめトレーニングすることなく行
なう装置及び方法が提供される。
入力変換器又はマイクロホン１０は入口６の人力音波を
感知する。入力音波とスピーカ１４からの打消し音波と
が結合されて形成される音波はスピーカ１４から誤差路
５６を隔てて設けられた誤差マイクロホン又は変換器１
６により感知されてライン４４に誤差信号が出力される
。音響系又はプラントＰはｐ波器１２及び２２により構
成され入口マイクロホンからライン４２を介して入力さ
れまた誤差マイクロホン１６からのライン４４上の誤差
入力を供給される適応−波器モデル４ｏによりモデル化
される。モデル４０はスピーカ１４に到るライン４６に
補正信号を出力し、スピーカ１４はライン４４上誤差信
号がゼロなどの所定値に近づくように打消し音を導入す
る。スピーカ１４から入口側マイクロホン１０へ到る帰
還路２０は同一のモデル４０によってモデル化され、そ
の際帰還路２０はモデル４０の一部として音響系Ｐ及び
帰還路Ｆを適応的に、かつ別に音響系及び帰還路のモデ
ル化をすることなく、また帰還路専用に広帯域雑音であ
らかじめオフラインでモデル化され固定されたモデルを
使うことなくモデル化される。
感知する。入力音波とスピーカ１４からの打消し音波と
が結合されて形成される音波はスピーカ１４から誤差路
５６を隔てて設けられた誤差マイクロホン又は変換器１
６により感知されてライン４４に誤差信号が出力される
。音響系又はプラントＰはｐ波器１２及び２２により構
成され入口マイクロホンからライン４２を介して入力さ
れまた誤差マイクロホン１６からのライン４４上の誤差
入力を供給される適応−波器モデル４ｏによりモデル化
される。モデル４０はスピーカ１４に到るライン４６に
補正信号を出力し、スピーカ１４はライン４４上誤差信
号がゼロなどの所定値に近づくように打消し音を導入す
る。スピーカ１４から入口側マイクロホン１０へ到る帰
還路２０は同一のモデル４０によってモデル化され、そ
の際帰還路２０はモデル４０の一部として音響系Ｐ及び
帰還路Ｆを適応的に、かつ別に音響系及び帰還路のモデ
ル化をすることなく、また帰還路専用に広帯域雑音であ
らかじめオフラインでモデル化され固定されたモデルを
使うことなくモデル化される。
補助雑音源１４０はモデル４０の出力に雑音を導入する
。この補助雑音源はランダムであり人口６の入力雑音と
の間に相関を有さない。この補助雑音源は勿論ランダム
な非相関雑音源を使うこともできるがガロア シーケン
スを使うのが好ましい。エム・アール・シュレーダー、
「ナンバーセオリー イン ザイエンス アンド コミ
ュニケーシコンズ、１．ベルイン、スプリンガーー７ェ
ルラーク、１９８４年 ２５２〜２６１頁を参照。ガロ
ア シーケンスは２Ｍ−１ポイント毎にくりかえす擬似
ランダムシーケンスである。ただしＭはシフトレジスタ
の段数である。ガロア シーケンスは甜ｐが容易でまた
装置を応答時間よりなるかに長い周期を容易に得ること
ができる点で好ましい。
。この補助雑音源はランダムであり人口６の入力雑音と
の間に相関を有さない。この補助雑音源は勿論ランダム
な非相関雑音源を使うこともできるがガロア シーケン
スを使うのが好ましい。エム・アール・シュレーダー、
「ナンバーセオリー イン ザイエンス アンド コミ
ュニケーシコンズ、１．ベルイン、スプリンガーー７ェ
ルラーク、１９８４年 ２５２〜２６１頁を参照。ガロ
ア シーケンスは２Ｍ−１ポイント毎にくりかえす擬似
ランダムシーケンスである。ただしＭはシフトレジスタ
の段数である。ガロア シーケンスは甜ｐが容易でまた
装置を応答時間よりなるかに長い周期を容易に得ること
ができる点で好ましい。
モデル１４２は誤差路Ｅ、５６及びスピーカ又は出カニ
換器Ｓ、１４の両者をオンラインでモデル化する。モデ
ル１４２はＬＭＳＰ波器により形成される第２の適応Ｐ
波器モデルである。モデルのコピーＳ”Ｅ”はモデル４
０のブロック１４４及びコピーＳ＝Ｅ′はモデル４０の
ブロック１４４及び１４６へ供給されてスピーカＳ、１
４及び誤差路Ｅ、５６を補償するのに使われる。
換器Ｓ、１４の両者をオンラインでモデル化する。モデ
ル１４２はＬＭＳＰ波器により形成される第２の適応Ｐ
波器モデルである。モデルのコピーＳ”Ｅ”はモデル４
０のブロック１４４及びコピーＳ＝Ｅ′はモデル４０の
ブロック１４４及び１４６へ供給されてスピーカＳ、１
４及び誤差路Ｅ、５６を補償するのに使われる。
第２の適応−波器モデル１４２は補助雑音源１４０から
モデル入力１４８を供給される。出力側マイクロホン１
６で感知されライン４４上に出力された誤差路５６の誤
差信号出力は加算器６４においてモデル１４２の出力と
加算されその結果がモデル１４２への誤差出力信号とし
てライン６６に出力される。ライン６６上の加算信号は
乗Ｗ器６８において補助雑音源１４０からのライン１５
０の補助雑音と乗算され、その結果がモデル１４２の重
み更新信号としてライン６７へ出力される。
モデル入力１４８を供給される。出力側マイクロホン１
６で感知されライン４４上に出力された誤差路５６の誤
差信号出力は加算器６４においてモデル１４２の出力と
加算されその結果がモデル１４２への誤差出力信号とし
てライン６６に出力される。ライン６６上の加算信号は
乗Ｗ器６８において補助雑音源１４０からのライン１５
０の補助雑音と乗算され、その結果がモデル１４２の重
み更新信号としてライン６７へ出力される。
補助雑音源１４０及びモデル４０の出力は加算器１５２
で加算されて得られた結果が入カスビー力１４へのライ
ン４６上の補正信号として使われる。前記適応−波器モ
デル４０は各々誤差マイクロホン１６からのライン４４
上の誤差入力信号を供給される第１及び第２のアルゴリ
ズム戸波器１２及び２２より形成される。第１及び第２
のアルゴリズムＰ波器１２及び２２の出力は加算器４８
で加ｎされ、その加算結果が加算器１５２において補助
雑畠源１４０からの補助雑音と加算される。
で加算されて得られた結果が入カスビー力１４へのライ
ン４６上の補正信号として使われる。前記適応−波器モ
デル４０は各々誤差マイクロホン１６からのライン４４
上の誤差入力信号を供給される第１及び第２のアルゴリ
ズム戸波器１２及び２２より形成される。第１及び第２
のアルゴリズムＰ波器１２及び２２の出力は加算器４８
で加ｎされ、その加算結果が加算器１５２において補助
雑畠源１４０からの補助雑音と加算される。
この加算結果がライン４６上へ出力されスピーカ１４へ
送られる補正信号として使われる。アルゴリズムＰ波器
１２には入力マイクロホン１０からライン４２を介して
出力信号が供給される。ライン４２上の入力信号はさら
に適応スピーカモデルＳ及び適応誤差路モデルＥのコピ
ー七ゲル１４４に供給される。コピーモデル１４４の出
力は乗粋器７２でライン４４上の：ｌＡ差信口と乗算さ
れ、その結果がアルゴリズムろ波器１２へ重み更新信号
７４として供給される。ライン４６上の補正信号はアル
ゴリズムＰ波器２２への入力４７を形成し、また適応ス
ピーカモデルＳ及び誤差路モデルＥのモデルコピー１４
６への入力をも形成する。
送られる補正信号として使われる。アルゴリズムＰ波器
１２には入力マイクロホン１０からライン４２を介して
出力信号が供給される。ライン４２上の入力信号はさら
に適応スピーカモデルＳ及び適応誤差路モデルＥのコピ
ー七ゲル１４４に供給される。コピーモデル１４４の出
力は乗粋器７２でライン４４上の：ｌＡ差信口と乗算さ
れ、その結果がアルゴリズムろ波器１２へ重み更新信号
７４として供給される。ライン４６上の補正信号はアル
ゴリズムＰ波器２２への入力４７を形成し、また適応ス
ピーカモデルＳ及び誤差路モデルＥのモデルコピー１４
６への入力をも形成する。
コピー１４６の出力及びライン４４上の誤差信号は乗算
器７６で乗算され、その結果がアルゴリズムｐ波志２２
への重み更新信号７８として出力される。
器７６で乗算され、その結果がアルゴリズムｐ波志２２
への重み更新信号７８として出力される。
補助雑音８１４０はスピーカＳ１４及び誤差路Ｅ５６を
モデル化する非相関低撮幅雑音源である。
モデル化する非相関低撮幅雑音源である。
この′ｔｔｔ音源は入口６においける入力雑音源に加え
られるがこれとの間に相関は有さない。これによりＳ＝
Ｅ′モデルは主モデル４０及びプラントＰからの信号を
無視することが可能になる。装置が放射する最終的な残
留音￥Ｉ２！Ｉ音を最小化するにはこの補助雑音源４０
は低振幅であるのが好ましい。
られるがこれとの間に相関は有さない。これによりＳ＝
Ｅ′モデルは主モデル４０及びプラントＰからの信号を
無視することが可能になる。装置が放射する最終的な残
留音￥Ｉ２！Ｉ音を最小化するにはこの補助雑音源４０
は低振幅であるのが好ましい。
音源１４０からの第２のないし補助雑音はＳ−Ｅ′モデ
ル化１４２への唯一の入力信号を形成し、従って５ＩＥ
−モデルは正しくＳＥをモデル化するのが保証される。
ル化１４２への唯一の入力信号を形成し、従って５ＩＥ
−モデルは正しくＳＥをモデル化するのが保証される。
ＳＩＥ′モデルはＳＥの直接モデルであり、これにより
ＲＬＭＳモデル４０の出力及びプラントＰの出力は最終
的に収斂したＳ−Ｅ′モデルの重みに影響と与えないこ
とが保証される。遅延適応逆モデルはこの特徴を有さな
い。
ＲＬＭＳモデル４０の出力及びプラントＰの出力は最終
的に収斂したＳ−Ｅ′モデルの重みに影響と与えないこ
とが保証される。遅延適応逆モデルはこの特徴を有さな
い。
ＲＬＭモデル４０の出力及びプラントＰの出力ＳＥモデ
ルを通されその重みに影響を与える。
ルを通されその重みに影響を与える。
上記の装置は２つのマイクロボンしか必要としない。音
源１４０からの補助雑音信号は巡回ループ中の音響帰還
路に雑音が確実に存在することを保証すべく加算器４８
のうちの接続点１５２で加算される。また本装置では逆
モデルがなされないため誤差信号の位相補償戸波器は不
要である。雑音源１４００振幅は誤差信号の振幅に比例
して減少させることができ、また誤差信号４４の収斂因
子は艮」的な安定性を先ずべく誤差信号４４の大きさに
比例して減少できる。ミヒャエル エル。
源１４０からの補助雑音信号は巡回ループ中の音響帰還
路に雑音が確実に存在することを保証すべく加算器４８
のうちの接続点１５２で加算される。また本装置では逆
モデルがなされないため誤差信号の位相補償戸波器は不
要である。雑音源１４００振幅は誤差信号の振幅に比例
して減少させることができ、また誤差信号４４の収斂因
子は艮」的な安定性を先ずべく誤差信号４４の大きさに
比例して減少できる。ミヒャエル エル。
ホーニツヒ及びデービット ジー、 メッサーシュミッ
トによる［アダプティブ フィルターズ：ストラクチャ
ーズ、アルゴリズムス、アンド アプリケーションズ］
ザ クルワー インターナショナル シリーズ イン
エンジニア リング アンドコンピュータ サイエンス、ＶＬ８１、
コンピュータ アーキテクヂャー アンドデジタル シ
グナル プロセッシング １９８４年を参照。
トによる［アダプティブ フィルターズ：ストラクチャ
ーズ、アルゴリズムス、アンド アプリケーションズ］
ザ クルワー インターナショナル シリーズ イン
エンジニア リング アンドコンピュータ サイエンス、ＶＬ８１、
コンピュータ アーキテクヂャー アンドデジタル シ
グナル プロセッシング １９８４年を参照。
前記米国特許出願箱８２８，４５４＠に記載された如く
、かかる装置の特に望ましい特徴は較正は必要なく、ま
たトレーニングが必要なく、また重みのブリセツティン
グが必要なく、さらにスタートアップ過程が必要ないこ
とにある。従って装置は単にスイッチオンするだけで十
分でこれにより望ましくない出力雑音の自動的補償およ
び減衰が実行される。
、かかる装置の特に望ましい特徴は較正は必要なく、ま
たトレーニングが必要なく、また重みのブリセツティン
グが必要なく、さらにスタートアップ過程が必要ないこ
とにある。従って装置は単にスイッチオンするだけで十
分でこれにより望ましくない出力雑音の自動的補償およ
び減衰が実行される。
上記米国特許出願装置の別の実施例では指向性スピーカ
及び／又はマイクロホンが使用され帰還路のモデル化は
なされない。また別の例では入力マイクロホンが除かれ
エンジンタコメータの如き主モデル４０の同期音源で置
換えられる。また別の例では高性能ないしは寸理想的な
スピーカが使用され従ってスピーカ伝達関数は１になり
モデル１４２は誤差路しかモデル化しない。さらに別の
例では誤差路伝達関数が例えば誤差路長をゼロに短縮す
ることによりあるいは誤差マイクロホン１６をスピーカ
１４のすぐそばに設けることにより１にされ、モデル１
４２は打ち消し用スピーカ１４しかモデル化しない。
及び／又はマイクロホンが使用され帰還路のモデル化は
なされない。また別の例では入力マイクロホンが除かれ
エンジンタコメータの如き主モデル４０の同期音源で置
換えられる。また別の例では高性能ないしは寸理想的な
スピーカが使用され従ってスピーカ伝達関数は１になり
モデル１４２は誤差路しかモデル化しない。さらに別の
例では誤差路伝達関数が例えば誤差路長をゼロに短縮す
ることによりあるいは誤差マイクロホン１６をスピーカ
１４のすぐそばに設けることにより１にされ、モデル１
４２は打ち消し用スピーカ１４しかモデル化しない。
第２１図及び第２２図は本発明による装置を示す。図中
、第１図〜第２０図に示したのと同一部分には同一の参
照符号を付してその説明を省略する。本発明による装置
はダイナミックレンジが向上しまた自動自己較正機能を
備えている。
、第１図〜第２０図に示したのと同一部分には同一の参
照符号を付してその説明を省略する。本発明による装置
はダイナミックレンジが向上しまた自動自己較正機能を
備えている。
入力マイクロホン１ｏが発生したアナログ信号は低域Ｐ
波器１６０及び自動自己較正回路１６２を通された後Ａ
／Ｄ変換器１６４にてデジタル入力（，７Ｑに変換され
ライン４２を介してモデル４０に供給される。一方、誤
差マイクロホン１６が発生したアナログ信号は低域Ｐ波
器１６６及び自動自己較正回路１６８を通された後Ａ／
Ｄ変換機１７０によりデジタル誤差信号に変換されライ
ン４４を介してモデルに入力される。Ａ／Ｄ変換４１１
６４及び／又はモデル４０は入力マイクロホン１０から
の入力信号の振幅を感知し、その際ライン１７２を介し
て増幅の較正回路１６２中における入力信号の増幅が制
御され、これによりモデルの入力される入力信号の振幅
が所望レンジに維持されまた入力信号の自動較正が行な
われ、さらにモデルのダイナミックレンジが増大する。
波器１６０及び自動自己較正回路１６２を通された後Ａ
／Ｄ変換器１６４にてデジタル入力（，７Ｑに変換され
ライン４２を介してモデル４０に供給される。一方、誤
差マイクロホン１６が発生したアナログ信号は低域Ｐ波
器１６６及び自動自己較正回路１６８を通された後Ａ／
Ｄ変換機１７０によりデジタル誤差信号に変換されライ
ン４４を介してモデルに入力される。Ａ／Ｄ変換４１１
６４及び／又はモデル４０は入力マイクロホン１０から
の入力信号の振幅を感知し、その際ライン１７２を介し
て増幅の較正回路１６２中における入力信号の増幅が制
御され、これによりモデルの入力される入力信号の振幅
が所望レンジに維持されまた入力信号の自動較正が行な
われ、さらにモデルのダイナミックレンジが増大する。
同様に、誤差マイクロホン１６により発生された誤差信
号はＡ／Ｄ変換機１７０および又はモデルにより振幅を
感知され、その際較正回路１６８による誤差信号の増幅
がライン１７４を介して制御され、これにより誤差信号
の振幅がモデルに適した望ましい範囲に調整されて誤差
信号は自動較正されモデルのダイナミックレンジが増大
する。
号はＡ／Ｄ変換機１７０および又はモデルにより振幅を
感知され、その際較正回路１６８による誤差信号の増幅
がライン１７４を介して制御され、これにより誤差信号
の振幅がモデルに適した望ましい範囲に調整されて誤差
信号は自動較正されモデルのダイナミックレンジが増大
する。
較正回路１６２は第２２図に示した如きＤ／Ａ変換器に
よって構成され誌。このＤ／Ａ変換器としては例えばイ
ンターシルＡＤ７５３３ＫＮ集積回路チップが適してお
り、図中には明確さを期するため製造者が付したビン番
号を示しである。端子ビン４〜１１はデジタル入力用で
ありライン１７２上のデジタル信号が供給される。この
Ｄ／Ａ変１ｆｉＷ１７６はまたアナログツーアナログモ
ードで動作しライン１８０上のアナログ電圧を入力され
てライン１８０にアナログ出力電圧を出力する。
よって構成され誌。このＤ／Ａ変換器としては例えばイ
ンターシルＡＤ７５３３ＫＮ集積回路チップが適してお
り、図中には明確さを期するため製造者が付したビン番
号を示しである。端子ビン４〜１１はデジタル入力用で
ありライン１７２上のデジタル信号が供給される。この
Ｄ／Ａ変１ｆｉＷ１７６はまたアナログツーアナログモ
ードで動作しライン１８０上のアナログ電圧を入力され
てライン１８０にアナログ出力電圧を出力する。
このライン１８０上のアナログ入力電圧は入力マイクロ
ホン１０より低域−波器１６０を通って供給される入力
信号でありビン１６の帰還ボートに供給される。ライン
１８２上のアナログ出力電圧は例えばＬＦ４１１ＯＮの
演算増幅器１８４の出力端子よりＡ／Ｄ変換器１６４に
供給されると共にライン１８６を介してビン１５の基準
電圧ボートＶＲＥＦに供給される。Ｄ／Ａ変化器１７６
はビン１及び２で表わした第１及び第２のアナログ出力
端子０ＵＴ１及び０ｔＪＴ２を有し、これらはそれぞれ
演算増幅器１８４の反転入力端子１８８及び非反転入ツ
ノ端子１９０に接続される。その際ビン２及び３は共通
接続された上で接地される。
ホン１０より低域−波器１６０を通って供給される入力
信号でありビン１６の帰還ボートに供給される。ライン
１８２上のアナログ出力電圧は例えばＬＦ４１１ＯＮの
演算増幅器１８４の出力端子よりＡ／Ｄ変換器１６４に
供給されると共にライン１８６を介してビン１５の基準
電圧ボートＶＲＥＦに供給される。Ｄ／Ａ変化器１７６
はビン１及び２で表わした第１及び第２のアナログ出力
端子０ＵＴ１及び０ｔＪＴ２を有し、これらはそれぞれ
演算増幅器１８４の反転入力端子１８８及び非反転入ツ
ノ端子１９０に接続される。その際ビン２及び３は共通
接続された上で接地される。
Ｄ／Ａ変換器１７６及び演算増幅器１８４の接続及び動
作の詳細についてはインターシル データシートＡＤ７
５２３の第６回を賞賛されたい。Ｄ／Ａ変換器１７６及
び演算増幅器１８４はライン１８０上の入力電圧をライ
ン１７２上の入力信号のデジタル値に従って増幅してラ
イン１８２上に出力電圧を出力する。
作の詳細についてはインターシル データシートＡＤ７
５２３の第６回を賞賛されたい。Ｄ／Ａ変換器１７６及
び演算増幅器１８４はライン１８０上の入力電圧をライ
ン１７２上の入力信号のデジタル値に従って増幅してラ
イン１８２上に出力電圧を出力する。
第１のダイオード１９２が演算増幅器の入力端子１８８
及び１９０の間に接続されまた第２のダイオード１９４
が同じ入力端子１８８及び１９０の間に第１のダイオー
ドと逆の極性で接続される。
及び１９０の間に接続されまた第２のダイオード１９４
が同じ入力端子１８８及び１９０の間に第１のダイオー
ドと逆の極性で接続される。
これらのダイオードの目的はこれらの入力端子間の電圧
の編止値に制限し演算増幅器１８４の正しい動作を維持
するにある。較正回路１６８は回路１６２と同じである
。
の編止値に制限し演算増幅器１８４の正しい動作を維持
するにある。較正回路１６８は回路１６２と同じである
。
本発明の別の実施例ではＡ／Ｄ変換器１６４・及び１７
０が多重化器と単一のＡ／Ｄ変換器によって置換えられ
る。このＡ／Ｄ変換器は入力信号及び誤差信号に対して
時分割多重方式で作用し、また回路１６２及び１６８に
対応するライン１７２及び１７４が単一のラインで置換
えられる。その結果、各回路からの出力信号は交互に多
重化される。高速度動作のためには２つのＡ／Ｄ変換器
を使用するのが望ましい。単一のＡ／Ｄ変換器は低速度
での作用に限定される。
０が多重化器と単一のＡ／Ｄ変換器によって置換えられ
る。このＡ／Ｄ変換器は入力信号及び誤差信号に対して
時分割多重方式で作用し、また回路１６２及び１６８に
対応するライン１７２及び１７４が単一のラインで置換
えられる。その結果、各回路からの出力信号は交互に多
重化される。高速度動作のためには２つのＡ／Ｄ変換器
を使用するのが望ましい。単一のＡ／Ｄ変換器は低速度
での作用に限定される。
第２３図は装置のダイナミックレンジを増大させると同
時に第１９図のライン４６上の出力変換器又はスピーカ
１４への補正出力信号の増幅を調整する較正回路を備え
た回路の回路図を示す。較正回路は例えばインターシル
ＡＤ７５３３ＫＮ集積回路チップの如きＤ／Ａ変換器１
９６より構成される。図中にはわかりやすくするため製
造者が付したビン番号ともいっしょに示しである。Ｄ／
Ａ変換器１９６はアナログツーアナログモードで動作し
、ライン４６よりアナログ補正信号を入力されてアナロ
グ出力信号を低減ろ波器１９８及び電力増幅器２００を
介してスピーカ１４に出力する。端子ビン４〜１１はデ
ジタル入力端子でありライン１７４上のデジタル入力信
号が供給される。
時に第１９図のライン４６上の出力変換器又はスピーカ
１４への補正出力信号の増幅を調整する較正回路を備え
た回路の回路図を示す。較正回路は例えばインターシル
ＡＤ７５３３ＫＮ集積回路チップの如きＤ／Ａ変換器１
９６より構成される。図中にはわかりやすくするため製
造者が付したビン番号ともいっしょに示しである。Ｄ／
Ａ変換器１９６はアナログツーアナログモードで動作し
、ライン４６よりアナログ補正信号を入力されてアナロ
グ出力信号を低減ろ波器１９８及び電力増幅器２００を
介してスピーカ１４に出力する。端子ビン４〜１１はデ
ジタル入力端子でありライン１７４上のデジタル入力信
号が供給される。
ライン４６上のアナログ入力電圧はビン１５の基準電圧
ボートＶＲＥ Ｆに供給される。ライン２０２上は例え
ばＬＦ４１１ＣＮの如き演ｐ増幅器２０４の出力信号が
出力される。この出力信号はまたライン２０６を介して
ビン１６で示す帰還端子ボートＲＦＢに供給される。Ｄ
／Ａ変換器１９６はビン１及び２に第１及び第２のアナ
ログ出力端子０ＵＴ１及び０Ｕｒ２を有し、これらの端
子は夫々演算増幅器２０４の反転及び非反転入力端子２
０８及び２１０に接続される。ビン２とビン３とは短絡
された上で接地される。Ｄ／Ａ’ａ換器１９６及び演算
増幅器２０４は入力端子４６上の入力端子信号をライン
１７４上の入力信号のデジタル値に従って増幅しライン
２０２上に増幅された出力電圧信号を出力する。また第
１のダイオード２１２が演わ増幅器２０４の出力端子２
０８と２１０の間に接続されまた第２のダイオード２１
４が同じ端子２０８と２１０との間に第１のダイオ−ド
２１２と逆の極性で接続される。これらのダイオードは
かかる入力端子間の電圧を適正値に制限し演算増幅器２
０４の動作を適正に維持するためのものである。
ボートＶＲＥ Ｆに供給される。ライン２０２上は例え
ばＬＦ４１１ＣＮの如き演ｐ増幅器２０４の出力信号が
出力される。この出力信号はまたライン２０６を介して
ビン１６で示す帰還端子ボートＲＦＢに供給される。Ｄ
／Ａ変換器１９６はビン１及び２に第１及び第２のアナ
ログ出力端子０ＵＴ１及び０Ｕｒ２を有し、これらの端
子は夫々演算増幅器２０４の反転及び非反転入力端子２
０８及び２１０に接続される。ビン２とビン３とは短絡
された上で接地される。Ｄ／Ａ’ａ換器１９６及び演算
増幅器２０４は入力端子４６上の入力端子信号をライン
１７４上の入力信号のデジタル値に従って増幅しライン
２０２上に増幅された出力電圧信号を出力する。また第
１のダイオード２１２が演わ増幅器２０４の出力端子２
０８と２１０の間に接続されまた第２のダイオード２１
４が同じ端子２０８と２１０との間に第１のダイオ−ド
２１２と逆の極性で接続される。これらのダイオードは
かかる入力端子間の電圧を適正値に制限し演算増幅器２
０４の動作を適正に維持するためのものである。
本発明による音１１装冒は超低音（低周波）、可ＩＩ！
ｉ音あるいは超音波（高周波）を含む任意の伝藩音響波
を処理する装置をもその要旨内に含むものであり、この
中にはガス（例えば空気）あるいは液体（例えば水）充
填装置も含まれる。入力変換器及び誤差変換器が音響波
を電圧信号に変換しまた出力変換器が電気信号を音響波
に変換する。
ｉ音あるいは超音波（高周波）を含む任意の伝藩音響波
を処理する装置をもその要旨内に含むものであり、この
中にはガス（例えば空気）あるいは液体（例えば水）充
填装置も含まれる。入力変換器及び誤差変換器が音響波
を電圧信号に変換しまた出力変換器が電気信号を音響波
に変換する。
本発明の要旨内で様々な変形及び変更が可能である。
第１図は従来の能動音響減衰装置の概略図、第２図は第
１図装置のブロック図、第３図は従来の能動帰還打消し
音響減衰装置の概略図、第４図は第３図装置のブロック
図、第５図は１９８５年９月１９日出願の米国特許出願
筒７７７．９２８号記載の音響系モデル化装置の概略図
、第６図は第５固装首のブロック図、第７図は第６図装
置の実施例を示す図、第８図は第６図装置の別の実施例
を示す図、第９図は第６図装置の別の実施例を示す図、
第１０図は第７図装置の概略図、第１１図は第９図′ｇ
Ｌ置の概略図、第１２図は１９８５年９月１９日出願の
米国特許出願７７７．８２５号による音響的モデル化装
２のブロック図、第１３図は第１２図装置の概略図、第
１４図は第１３図装置のモデル化部分の概略図、第１５
図は第１４図装置の別の実施例の概略図、第１６図は第
１３図の別な実施例の概略図、第１７図は第１３図の別
の実施例の概略図、第１８図は第１６図の別の実施例の
概略図、第１９図は１９８６年２月１１日出願の米国特
許出願筒８２８．４５４号による音響モデル化装置のブ
ロック図、第２０図は第１９図装置の概略図、第２１図
は本発明による音響モデル化装置のブロック図、第２２
図は第２１図の装置の一部分の概略的回路図、第２３図
は本発明装置の別の実施例を示す回路図である。 ２・・・能動音響減衰装置、４・・・音響系（ダクト）
、６・・・入口、８・・・出口、９・・・コントローラ
、１０・・・入口側マイクロホン、１１．１５．２６，
３５゜３６、．４７．４９〜５１．５３．５４．６２゜
６６゜１０８，１７２，１７４，１８０，１８２゜１８
８．１９０，２０２，２０６，２０８．２１０・・・ラ
イン、１２．２２・ＬＭＳｖｉ波器、１３ ・・・スピ
ーカアレイ、１３ａ、１３ｂ・・・スピーカ、１４・・
・全方向性スピーカ、１６・・・出口側マイクロホン、
１７，２７．４５．５５，６８．７２．７６゜９０．１
０４，１２１．１２１ａ−・・乗算器、１８゜２８．３
４，４８．５２．６４．８６，１００゜１１６．１３０
．１５２−・・加ｍ器、２０ ・・・帰還路、２１・・
・コントローラＰ波器、２４．３２・・・入力、２５・
・・スイッチ、３０・・・出ｈ、４０．８４．９２゜１
４２・・・適応Ｐ波器モデル、４２・・・モデル入力ラ
イン、４４・・・誤差信号ライン、４６．４６８・・・
補正信号ライン、５６・・・誤差路、５８・・・第２の
適応Ｐ波器モデル、６０・・・誤差マイクロホン、６７
゜７６．８８，１０２，１２３，１２３ａ・・・重み更
新信号、７０．７１・・・適応誤差路モデルのコピー、
８０．８２・・・スピーカモデルのコピー、８７・・・
誤差入力信号、９４，１０６．１０６ａ、１２０・・・
適応遅延逆モデル化部分、９６・・・入力ライン、９８
．１１４．１１４ａ・・・遅延部分、１０１・・・誤差
入カライン、１１０・・・誤差入力、１１２・・・適応
モデル、１１８．１１８ａ・・・誤差信号、１１９・・
・入力信号、１２２，１２４，１２６．１２８・・・遅
延部分のコピー、１３２・・・積、１３４・・・逆モデ
ル化部分のコピー、１４０・・・補助雑音源、１４４．
１４６・・・適応Ｐ波器モデルコピー、１４８・・・モ
デル入力、１５０・・・補助雑音、１６０，１６６．１
９８・・・ｐ波器、１６２．１６８・・・較正回路、１
６４゜１７０・・・Ａ／Ｄ変換器、１７６．１９６・・
・Ｄ／Ａ変換器、１８４．２０４・・・演算増幅器、１
９２゜１９４．２１２．２１４・・・ダイオード、２０
０・・・増幅器。 ＋ ４１−一一一一一−ＦＩＧ、
１５ ＦＩＧ、 ＋６ ＦＩＧ、 １７ ＦＩＧ、旧
１図装置のブロック図、第３図は従来の能動帰還打消し
音響減衰装置の概略図、第４図は第３図装置のブロック
図、第５図は１９８５年９月１９日出願の米国特許出願
筒７７７．９２８号記載の音響系モデル化装置の概略図
、第６図は第５固装首のブロック図、第７図は第６図装
置の実施例を示す図、第８図は第６図装置の別の実施例
を示す図、第９図は第６図装置の別の実施例を示す図、
第１０図は第７図装置の概略図、第１１図は第９図′ｇ
Ｌ置の概略図、第１２図は１９８５年９月１９日出願の
米国特許出願７７７．８２５号による音響的モデル化装
２のブロック図、第１３図は第１２図装置の概略図、第
１４図は第１３図装置のモデル化部分の概略図、第１５
図は第１４図装置の別の実施例の概略図、第１６図は第
１３図の別な実施例の概略図、第１７図は第１３図の別
の実施例の概略図、第１８図は第１６図の別の実施例の
概略図、第１９図は１９８６年２月１１日出願の米国特
許出願筒８２８．４５４号による音響モデル化装置のブ
ロック図、第２０図は第１９図装置の概略図、第２１図
は本発明による音響モデル化装置のブロック図、第２２
図は第２１図の装置の一部分の概略的回路図、第２３図
は本発明装置の別の実施例を示す回路図である。 ２・・・能動音響減衰装置、４・・・音響系（ダクト）
、６・・・入口、８・・・出口、９・・・コントローラ
、１０・・・入口側マイクロホン、１１．１５．２６，
３５゜３６、．４７．４９〜５１．５３．５４．６２゜
６６゜１０８，１７２，１７４，１８０，１８２゜１８
８．１９０，２０２，２０６，２０８．２１０・・・ラ
イン、１２．２２・ＬＭＳｖｉ波器、１３ ・・・スピ
ーカアレイ、１３ａ、１３ｂ・・・スピーカ、１４・・
・全方向性スピーカ、１６・・・出口側マイクロホン、
１７，２７．４５．５５，６８．７２．７６゜９０．１
０４，１２１．１２１ａ−・・乗算器、１８゜２８．３
４，４８．５２．６４．８６，１００゜１１６．１３０
．１５２−・・加ｍ器、２０ ・・・帰還路、２１・・
・コントローラＰ波器、２４．３２・・・入力、２５・
・・スイッチ、３０・・・出ｈ、４０．８４．９２゜１
４２・・・適応Ｐ波器モデル、４２・・・モデル入力ラ
イン、４４・・・誤差信号ライン、４６．４６８・・・
補正信号ライン、５６・・・誤差路、５８・・・第２の
適応Ｐ波器モデル、６０・・・誤差マイクロホン、６７
゜７６．８８，１０２，１２３，１２３ａ・・・重み更
新信号、７０．７１・・・適応誤差路モデルのコピー、
８０．８２・・・スピーカモデルのコピー、８７・・・
誤差入力信号、９４，１０６．１０６ａ、１２０・・・
適応遅延逆モデル化部分、９６・・・入力ライン、９８
．１１４．１１４ａ・・・遅延部分、１０１・・・誤差
入カライン、１１０・・・誤差入力、１１２・・・適応
モデル、１１８．１１８ａ・・・誤差信号、１１９・・
・入力信号、１２２，１２４，１２６．１２８・・・遅
延部分のコピー、１３２・・・積、１３４・・・逆モデ
ル化部分のコピー、１４０・・・補助雑音源、１４４．
１４６・・・適応Ｐ波器モデルコピー、１４８・・・モ
デル入力、１５０・・・補助雑音、１６０，１６６．１
９８・・・ｐ波器、１６２．１６８・・・較正回路、１
６４゜１７０・・・Ａ／Ｄ変換器、１７６．１９６・・
・Ｄ／Ａ変換器、１８４．２０４・・・演算増幅器、１
９２゜１９４．２１２．２１４・・・ダイオード、２０
０・・・増幅器。 ＋ ４１−一一一一一−ＦＩＧ、
１５ ＦＩＧ、 ＋６ ＦＩＧ、 １７ ＦＩＧ、旧
Claims (25)
- （１）入力音波が供給される入口と出力音波を放射する
出口とを有する音響系において望ましくない出力音波を
出力変換器から打消し音波を導入することにより減衰さ
せる能動減衰方法であって： 該入力音波を入力変換器で感知して入力信号を形成し； 該出力音波と該出力変換器からの該打消し音波との結合
により形成される音波を誤差変換器で感知して誤差信号
を形成し； 該音響系を該誤差変換器から誤差入力を供給され該出力
変換器へ補正信号を出力する第１の適応ろ波器モデルに
よりモデル化し、該出力変換器より該打消し音波を該誤
差信号が所定値に近接するように導入し； 該モデルに入力される該入力信号の振幅を調整すること
により該モデルのダイナミックレンジを増大させること
を特徴とする方法。 - （２）該モデルの入力側に該入力信号を増幅する増幅手
段が設けられ、また該入力信号の振幅に応じて該増幅手
段による増幅率を制御することにより該入力信号を較正
する手段が設けられていることを特徴とする特許請求の
範囲第１項記載の方法。 - （３）該入力変換器によりアナログ形式の該入力信号を
形成し； 該アナログ入力信号をＡ／Ｄ変換器によってデジタル入
力信号に変換して該モデルに入力し； デジタル入力端子を備えたＤ／Ａ変換器に該デジタル入
力信号を供給し、その際、該Ｄ／Ａ変換器をアナログツ
ーアナログモードで作動させ該Ｄ／Ａ変換器に該入力変
換器よりアナログ入力信号を供給してアナログ出力信号
を得、これを該Ａ／Ｄ変換器に供給することを特徴とす
る特許請求の範囲第２項記載の方法。 - （４）第２のＤ／Ａ変換器を設けこれをアナログツーア
ナログモードで動作させ、該補正信号をアナログ入力端
子に供給してアナログ出力信号を得、これを該出力変換
器に供給することを特徴とする特許請求の範囲第３項記
載の方法。 - （５）該モデルの該誤差入力端子に供給される該誤差信
号の振幅を調整することにより該モデルのダイナミック
レンジを増大させることを特徴とする特許請求の範囲第
１項記載の方法。 - （６）第１及び第２の増幅手段を該モデルの入力信号及
び誤差入力端子に設けて該入力信号及び誤差信号を増幅
し、該入力信号及び誤差信号の振幅にそれぞれ応じて該
第１及び第２の増幅手段の増幅率を制御して該入力及び
誤差信号を較正すること特徴とする特許請求の範囲第５
項記載の方法。 - （７）該入力変換器及び誤差変換器によりアナログ形式
の該入力信号と誤差信号とを形成し；該アナログ入力信
号及び誤差信号をそれぞれのＡ／Ｄ変換手段によりデジ
タル形式の入力信号及び誤差信号に変換して該モデルに
供給し；第１及び第２のＤ／Ａ変換器をアナログツーア
ナログモードで動作させ、その際、各Ｄ／Ａ変換器に入
力変換器及び誤差変換器からのアナログ入力信号をそれ
ぞれ供給してアナログ出力信号を得、これらを該各Ａ／
Ｄ変換手段に供給すること特徴とする特許請求の範囲第
６項記載の方法。 - （８）該出力変換器から入口に帰還される音波を広帯域
音及び狭帯域音のいずれについてもあらかじめオフライ
ンでトレーニングすることなくオンラインで適応的に補
償し、また該誤差路の適応的補償及び該出力変換器の適
応的補償をあらかじめオフラインでトレーニングするこ
となく実行し； 該出力変換器から該入力変換器へ到る帰還路を該音響系
及び帰還路を別々にモデル化することなくまた該帰還路
専用にあらかじめオフラインでトレーニングされた別の
モデルを使うことなく該モデルによりモデルの一部とし
てまた該音響系及び該帰還路が適応的にモデル化される
ようにモデル化し； 補助雑音源を設け該補助雑音源からの雑音を該モデルに
、該誤差変換器が該補助雑音源からの補助雑音をも感知
するように供給し； 該誤差路と該出力変換器とを第２の適応ろ波器モデルに
よりオンラインでモデル化し該第２の適応ろ波器モデル
のコピーを該第１の適応ろ波器モデルに供給して該出力
変換器及び該誤差路についての補償を行なう段階を含む
ことを特徴とする特許請求の範囲第７項記載の方法。 - （９）該補助雑音源から該入力音波に対してランダムで
相関を有さない雑音を導入し； また該補助雑音源からのモデル入力を有する該第２の適
応ろ波器モデルを設けることを特徴とする特許請求の範
囲第８項記載の方法。 - （１０）第３のＤ／Ａ変換器を設け、これをアナログツ
ーアナログモードで動作させ、該補正信号をアナログ入
力端子に供給してアナログ出力信号を得、このアナログ
出力信号を出力変換器に供給することを特徴とする特許
請求の範囲第９項記載の方法。 - （１１）入力音波が供給される入口と出力音波を放射す
る出口とを有する音響系において望ましくない出力音波
を出力変換器から打消し音波を導入することにより減衰
させる能動減衰方法であって： 該入力音波を入力変換器で感知して入力信号を形成し； 該出力音波と該出力変換器からの該打消し音波との結合
により形成される音波を誤差信号を出力する誤差変換器
により感知し； 該音響系を該入力変換器からのモデル入力と該誤差変換
器からの誤差入力とを有しまた該出力変換器へ補正信号
を出力して打消し音を該誤差信号が所定値に接近するよ
うに導入する適応ろ波器モデルによりモデル化し； 該補正信号の振幅を調整することによりダイナミックレ
ンジを拡大することを特徴とする方法。 - （１２）Ｄ／Ａ変換器を設け、これをアナログツーアナ
ログモードで動作させ、該補正信号をそのアナログ入力
端子に供給してアナログ出力信号を得、これを該出力変
換器に供給することを特徴とする特許請求の範囲第１１
項記載の方法。 - （１３）入力音波が供給される入口と出力音波を放射す
る出口とを有する音響系において望ましくない出力音波
を出力変換器からの打消し音波を導入することにより減
衰させる能動減衰装置であって； 該入力音波を感知して入力信号を形成する入力変換器と
； 該出力音波と該出力変換器からの該打消し音波との結合
により形成される音波を感知して誤差信号を出力する誤
差変換器と； 該入力変換器からモデル入力を供給され該誤差変換器か
ら誤差入力を供給されて該出力変換器に補正信号を出力
し該打消し音波を該誤差信号が所定値に接近するように
導入する、該音響系をオンラインでモデル化する第１の
適応ろ波器モデルと； 該入力信号の振幅を感知する手段と該手段に応じて該入
力信号の振幅を調整する手段よりなる該モデルのダイナ
ミックレンジを拡大する手段とを備えたことを特徴とす
る装置。 - （１４）該入力変換器は該入力信号をアナログ形式で出
力し、該装置はさらに； 該アナログ形式の入力信号を該モデルに入力されるデジ
タル入力信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と； 該デジタル入力信号を供給されるデジタル入力端子を有
し、また該入力変換器からのアナログ入力信号を供給さ
せるアナログ入力端子と該Ａ／Ｄ変換器へアナログ出力
信号を出力する出力端子をも備えたＤ／Ａ変換手段とを
有することを特徴とする特許請求の範囲第１３項記載の
装置。 - （１５）該Ｄ／Ａ変換手段は； 該入力変換器からのアナログ入力電圧信号を供給される
基準帰還端子と、基準電圧端子と、第１及び第２のアナ
ログ出力端子と、複数のデジタル入力端子とを備えたＤ
／Ａ変換器と；それぞれ該第１及び第２のアナログ出力
端子に接続されている一対の入力端子を有し、また該Ｄ
／Ａ変換器の該基準電圧端子にアナログ出力電圧端子が
接続され、該Ａ／Ｄ変換器にアナログ出力電圧を出力す
る演算増幅器とよりなることを特徴とする特許請求の範
囲第１４項記載の装置。 - （１６）さらに該演算増幅器の入力端子間に第１のダイ
オードを接続され、また該演算増幅器の同じ入力端子間
に第２のダイオードが第１のダイオードを逆極性で接続
されることを特徴とする特許請求の範囲第１５項記載の
装置。 - （１７）該出力変換器から入口に帰還される音波を広帯
域音及び狭帯域音のいずれについてもあらかじめオフラ
インでトレーニングすることなくオンラインで適応的に
補償し、また該誤差路の適応的補償及び該出力変換器の
適応的補償をあらかじめオフラインでトレーニングする
ことなくオンラインで実行する手段を有し、該手段は； ランダムで該入力音波との間に相関を有さない補助雑音
を該第１の適応ろ波器モデル中に導入する補助雑音源と
； 該補助雑音源からモデル入力を供給されまた該誤差変換
器から誤差入力を供給される第２の適応ろ波器モデルと
； 該誤差路及び該出力変換器をオンラインで適応的に補償
する該第１の適応ろ波器モデル中の該第２の適応ろ波器
モデルのコピーとよりなることを特徴とする特許請求の
範囲第１４項記載の装置。 - （１８）該第２の適応ろ波器モデルは該補助雑音源から
モデル入力を供給されまた該誤差路の出力及び該第２の
適応ろ波器モデルの出力を加算してその結果を該第２の
適応ろ波器モデルへ誤差入力信号として出力する第１の
加算手段を含み； 該第２の適応ろ波器モデルはアルゴリズム手段と、該第
１の加算手段の出力を該補助雑音源からの該補助雑音と
乗算しその結果を該アルゴリズム手段に重み更新信号と
して供給する乗算手段と、該補助雑音源からの補助雑音
を該第１の適応ろ波器モデルの出力と加算してその結果
を該出力変換器に該補正信号として供給する第２の加算
手段とを含み； 該第１の適応ろ波器モデルは該誤差変換器から各々誤差
入力を供給される第１及び第２のアルゴリズム手段と、
該第１の適応ろ波器モデルの該第１及び第２のアルゴリ
ズム手段の出力を加算してその結果を該補助雑音と加算
すべく該第２の加算手段へ供給する第３の加算手段と、
該第１のアルゴリズム手段中の該誤差路及び該出力変換
器についての該第２の適応ろ波器モデルの第１のコピー
と、該第１の適応ろ波器モデルの該第２のアルゴリズム
手段中の該誤差路及び出力変換器についての該第２の適
応ろ波器モデルの２のコピーとを含み； 該第１の適応ろ波器モデルの該第１のアルゴリズム手段
は該入力変換器から入力信号を供給され、また該第２の
適応ろ波器モデルの該第１のコピーは該入力変換器から
入力信号を供給され、また該第１のコピーの出力を該誤
差信号と乗算してその結果を該第１のアルゴリズム手段
への重み更新信号として使用する第１の乗算手段を含み
； 該第２のアルゴリズム手段は該補正信号を入力され、ま
た該第２の適応ろ波器モデルの該第２のコピーは該補正
信号を入力され、さらに該第２のコピーの出力を該誤差
信号に乗算しその結果を該第１の適応ろ波器モデルの該
第２のアルゴリズム手段への重み更新信号として使用す
る第２の乗算手段を含むことを特徴とする特許請求の範
囲第１７項記載の装置。 - （１９）さらに該第１の適応ろ波器モデルの該誤差入力
端子に供給される該誤差信号の振幅を調整することによ
り該第１の適応ろ波器モデルのダイナミックレンジを拡
大する手段を備えたことを特徴とする特許請求の範囲第
１８項記載の装置。 - （２０）該誤差変換器はアナログ形式の誤差信号を出力
し、該Ｄ／Ａ変換手段が該アナログ誤差信号をデジタル
誤差信号に変換してこれを該第１の適応ろ波器モデルに
供給し； さらに該デジタル誤差信号を供給されるデジタル入力端
子と、該誤差変換器からアナログ誤差信号を供給される
アナログ入力端子と、該第２のＡ／Ｄ変換手段へ供給さ
れるアナログ出力信号を出力するアナログ出力端子とを
有することを特徴とする特許請求の範囲第１９項記載の
装置。 - （２１）アナログツーアナログモードで動作され該補正
信号をアナログ入力端子に供給され、該出力変換器のア
ナログ出力信号を出力する第３のＤ／Ａ変換器を有する
ことを特徴とする特許請求の範囲第２０項記載の装置。 - （２２）該第３のＤ／Ａ変換手段は； 該補正信号を供給される基準帰還端子と、基準電圧端子
と、第１及び第２のアナログ出力端子とを備えたＤ／Ａ
変換器と； 該第１及び第２のアナログ出力端子にそれぞれ接続され
ている一対の入力端子と、該基準帰還端子に接続されて
いるアナログ電圧出力端子とを有し該出力変換器にアナ
ログ出力電圧信号を出力する演算増幅器とよりなること
を特徴とする特許請求の範囲第２７項記載の装置。 - （２３）入力音波が供給される入口と出力音波を放射す
る出口とを有する音響系において望ましくない出力音波
を出力変換器からの打消し音波を導入することにより減
衰させる能働減衰装置であって； 該入力音波を感知して入力信号を形成する入力変換器と
； 該出力音波と該出力変換器からの該打消し音波との結合
により形成される音波を感知して誤差信号を出力する誤
差変換器と； 該入力変換器よりモデル入力を供給され該入力変換器か
ら誤差入力を供給されて該出力変換器に補正信号を出力
し該打消し音波を該誤差信号が所定値に接近するように
導入する、該音響系をオンラインでモデル化する第１の
適応ろ波器モデルと； 該補正信号の振幅を調整する較正手段を備えたダイナミ
ックレンジを拡大する手段とよりなことを特徴とする装
置。 - （２４）該較正手段はアナログツーアナログモードで動
作され該補正信号をアナログ入力端子に供給されてアナ
ログ出力信号を該出力変換器に出力するＤ／Ａ変換手段
よりなることを特徴とする特許請求の範囲第２３項記載
の装置。 - （２５）該Ｄ／Ａ変換手段は； 該補正信号を供給される基準帰還端子と、基準電圧端子
第１及び第２のアナログ出力端子とを備えたＤ／Ａ変換
器と； 該第１及び第２のアナログ出力端子にそれぞれ接続され
ている一対の入力端子と、該基準帰還端子に接続されて
いるアナログ電圧出力端子とを有し該出力変換器にアナ
ログ出力電圧信号を出力する演算増幅器とよりなること
を特徴とする特許請求の範囲第２４項記載の装置。
Applications Claiming Priority (2)
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