JPS63155907A - パルスカウントｆｍ復調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はＦＭ信号（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｍｏｄｕｌａ
ｔｉｏｎ）を復調するパルスカウントＦＭ復調回路に関
する。

（従来の技術） ＦＭ信号を復調する回路として、従来よりパルスカウン
トＦＭ復調回路があった。

このパルスカウントＦＭ復調回路は、コイルおよびコン
デンサによる共振回路を使用しないため、直線−性が極
めて良く、従って歪が少ない特長を有する。

第４図は従来のパルスカウントＦＭ復調回路のブロック
系統図を示し、同図において、２３はＦＭ信号が供給さ
れる入力端子で、この入力端子２３に供給された信号は
振幅を制限するリミッタ２４に供給され、このリミッタ
２４の出力信号はモノマルチバイブレータ２５に供給さ
れている。

このモノマルチバイブレータ２５の出力信号はローパス
フィルタ（ＬＰＦ）２６を介し、出力端子２７に供給さ
れている。

このような構成の従来のパルスカウントＦＭ復調回路の
動作を第４図および第５図の波形図を参照し、説明する
。

入力端子２３に供給されたＦＭ信号はリミッタ２４によ
りその振幅が制限されて、一定の振幅となり、第５図（
Ａ）に図示された信号ａとなる。

モノマルチバイブレータ２５は、上記信号ａの波形の立
ち上りでその出力信号が反転する、第５図（Ｂ）に図示
された信号すを発生する。この信号すの正のパルス幅ｔ
ｃは一定であり、信号すの零電位の部分の幅が周波数変
調により変化している。この信号すはローパスフィルタ
２６によりその積分値が得られ、ＦＭ信号がＷ調された
ことになる。

ここで、搬送波の中心周波数をｆｃ、この搬送波の変調
による偏移周波数をΔｆ１元の変調される信号を周波数
ｆｍの正弦波とすると、ＦＭ信号の瞬時周波数Ｆ　（ｔ
）は下記（１）式のようになる。

Ｆ（ｔ）−ｆｃ＋Δｆｃｏｓ（２πｆ＋ｅｔ）・・・（
１）また、ＦＭ信号の周期をＴ（ｔ）、信号すのパルス
の振幅をＶｏとすると、復調された信号ｖ　（ｔ）は下
記（２）式のようになる。

■（ｔ）＝ｔｃ　Ｖｏ／Ｔ（ｔ）・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・（２）ここで、Ｔ（ｔ）−１／
Ｆ（ｔ）であるから、（２）式は下記（３）式のように
なる。

Ｖ（ｊ）、＝Ｆ（ｉ）ｔｃ　Ｖｏ−ｆＣｔｃ　Ｖ。

＋ｔＣ■０Δｆｃｏｓ（２πｆａｔ）・・・（３）上記
（３）式より明らかなように、ｆｃｉｃＶｏは直流成分
であり、ｔｃＶｏΔｆ　ｃｏｓ（２ｙｒｆｍ　ｔ）は元
の信号に比例した出力である。

よって、復調の効率を上げるためには、ここでは正のパ
ルス幅ｔｃを出来るだけ大きく、Ｔ　（ｔ）に近付けれ
ば良い。

このパルスカウントＦＭ復調回路は搬送波の周波数ｆｃ
が異なっても、ｔｃ＜Ｔ（ｔ）の範囲内で元の信号に比
例した出力信号が得られる。

（発明が解決しようとする問題点） 上記のように、従来のパルスカウントＦＭ復調回路は、
復調の効率を上げるためには、正のパルス幅ｔｃを出来
るだけ大きく、Ｔ　（ｔ）に近付ければ良いことが理解
できるが、復調する搬送波の周波数が高い場合は、パル
ス幅ｔｃを大きく出来ないため、復調効率が低下する。

モノマルチバイブレータ２５の出力信号の正のパルス幅
ｔｃを大きくするために、その時定数を大きくすると、
モノマルチバイブレータ２５の出力信号にジッタが発生
し易いため、Ｓ／Ｎ比が劣化するという問題点がある。

従って、搬送波を周波数変換し、例えば１〜２ＭＨＩの
ような低い周波数にした後、復調していた。

従って、回路構成が複雑であるという問題点もあった。

（問題点を解決するための手段） 本発明は上記問題点を解決するために、ＦＭ信号が供給
されて、その振幅を制限するリミッタと、このリミッタ
の出力信号が供給されるゲートにより構成されるゲート
遅延回路と、このゲート遅延回路の出力信号と前記リミ
ッタの出力信号との排他的論理和を得るＥＸ−ＯＲ回路
またはＮＡＮＤ回路と、このＥＸ−ＯＲ回路またはＮＡ
ＮＤ回路の出力信号が供給されるローパスフィルタとよ
り構成されたことを特徴とするパルスカウントＦＭ復調
回路を提供する。

（実施例） 第１図は本発明のパルスカウントＦＭ復調回路の一実施
例のブロック系統図である。同図において、１はＦＭ信
号が供給される入力端子で、この入力端子１に供給され
た信号はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２、リミッタ３
、バンドパスフィルタ４、アンプ５、ゲート遅延回路６
、ＥＸ−ＯＲ（排他的論理和）回路７、ローパスフィル
タ８、アンプ９をそれぞれシリアルに介し、出力端子１
０に供給されており、アンプ５の出力信号はＥＸ−ＯＲ
回路７に供給されている。

第２図は第１図のアンプ５、ゲート遅延回路６、ＥＸ−
ＯＲ回路７の具体的な回路図の一例であり、同図におい
て、第１図と同一構成部には同一符号を付与しその構成
を説明する。

入力端子１１はＢＰＦ４よりの信号が供給され、この信
号は直流阻止用のコンデンサＣ１、インバータ１２．１
３．１４、抵抗器Ｒ３、インバータ１５、抵抗器Ｒ４、
インバータ１６、抵抗器Ｒ５、インバータ１７をそれぞ
れ直列に介しＮＡＮＤ回路１８および１９のそれぞれの
一方の入力端子に供給されている。

また、インバータ１４の出力信号は抵抗ＷＲ２゜Ｒ１を
それぞれ直列に介しインバータ１２の入力端子に供給さ
れている。抵抗器Ｒ１とＲ２との接続点はコンデンサＣ
２を介して接地されている。

更に、インバータ１５．１６．１７のそれぞれの入力端
子はコンデンサＣ３，Ｃａ、Ｃ５をそれぞれ介して接地
されている。

インバータ１２の出力信号はＮＡＮＤ回路１８の他方の
入力端子およびＮＡＮＯ回路２０の一方の入力端子とに
供給され、ＮＡＮＯ回路１．８の出力信号はＮＡＮＤ回
路１９．２０のそれぞれの他方の入力端子に供給されて
いる。

ＮＡＮＤ回路１９．２０のそれぞれの出力信号はＮＡＮ
Ｄ回路２１の２つの入力端子に供給され、このＮＡＮＤ
回路２１の出力信号は出力端子２２に供給されている。

このような構成の本発明のパルスカウントＦＭ復調回路
の動作を第１図のブロック系統図、第２図の回路図およ
び第３図の波形図を参照して説明する。

入力端子１には、例えばテレビジョン放送信号をインタ
キャリア検波により得られる映像信号および周波数変調
された音声中間周波数（８号が供給され、その中より、
例えば中心周波数が５．５ＨＩＩｚ、帯域幅が±２００
ＫＨ２程度のセラミックのバンドパスフィルタ２により
音声中間周波数のみ取り出されて、リミッタ３でその振
幅が制限される。この振幅が制限された信号はバンドパ
スフィルタ２と同じ特性のバンドパスフィルタ４を通過
した信号ａの波形は第３図（Ａ）に図示したようになる
。

この信号ａはインバータ１２〜１４、抵抗器Ｒ１および
Ｒ２、コンデンサＣ２よりなるアンプ５により増幅およ
びロジックレベルに変換されるが、インバータ１４°（
アンプ５）の出力信号が抵抗器Ｒ２，コンデンサＣ２よ
りなる積分回路によりインバータ１２の入力信号に加え
ているので、第３図（Ｂ）に図示したような信号すが得
られる。

この信号すはインバータ１３〜１７、抵抗器Ｒ３〜Ｒ５
、コンデンサ０３〜Ｃ５よりなるゲート遅、延回路６に
より第３図（Ｃ）に図示したように信号すが遅延時間ｔ
ｄだけ遅延した信号Ｃが得られる。

この遅延時間ｔｄは搬送波信号の周期の１／２未満でな
ければならない。

この信号Ｃと信号すとはＮＡＮＤ回路１８〜２１よりな
るＥＸ−ＯＲ（排他的論理和）回路７のＮＡＮＯ回路１
８で負論理積が得られ、第３図（Ｄ）に図示したような
信号ｄが得られる。

同様に、信＠ｂと信号ｄとがＮＡＮＯ回路２０で、信号
Ｃと信号ｄとがＮＡＮＤ回路１９でそれぞれ負論理積が
得られ、第３図（Ｅ）、ｔｊよび第３図（Ｆ）に図示し
たような信号ｅおよび信号ｆが得られる。更に、これら
の信号ｅおよび信号ｆがＮΔＮＯ回路２１で負論］！ｆ
！積が得られ、第３図（Ｇ）に図示したような信号ｑが
得られる。

この信号ｑはＬＰＦ８で積分されて元の信号が得られる
が、この信号ｑは信＋ｑｂの波形の立ち上りおよび立ち
下がりで零電位のパルス幅ｔｄを得られるようにしたの
で、遅延時間ｔｄは搬送波の周期は１７２未満であるが
、搬送波の１周期中、零電位のパルス幅ｔｄを２つ有す
る信号となり、復調効率が良くなる。これを式で示すと
、以下のようになる。

ここで、搬送波の中心周波数をｆｃ、この搬送波の変調
による偏移周波数をΔｆ、変調信号を周波数で−の正弦
波、パルスの振幅をＶ　ＯＮ　Ｆ　Ｍ信号の周期をＴ　
（ｔ）とすると、ＦＭＭ信号を復調した信号ｖ　Ｂ）は
信号ｑの平均値となるので、第３図（Ｇ）から下記（４
）式のようになる。

Ｖ（ｔ）　”Ｖ　ｏ　−２ｔｄ　Ｖ　ｏ　／　Ｔ（ｊ）
　−”＝（４）ここで“、ＦＭ信号の瞬時周波数Ｆ　（
ｔ）は下記（１）式のように表わせたので、 Ｆ（ｔ）＝ｆＣ＋Δｆｃｏｓ（２πｌ＋ｔ）・・・（１
）Ｔ（ｔ）　＝　１　／　Ｆ　（ｔ）であるから、（４
）式は下記（５）式のようになる。

ｖ（ｔ）　＝（Ｖｏ−２ｆｃ　ｔｄ　Ｖｏ）−２ｊｄＶ
ｏΔｆｃｏｓ（２πｌ　ｔ　）　・（５）上記（５）式
より明らかなように、遅延時間ｔｄは搬送波の周期は１
７２未満であるが、（５）式の第２項が従来のそれを示
す（３）式の２倍となっており、復調効率は劣化しない
。

上記一実施例はＥＸ−ＯＲ回路７を用いたが、このＥＸ
−ＯＲ回路７の代わりにＮＡＮＤ回路、この場合、ＮＡ
ＮＤ回路１８の出力信号、即ち信号ｄを直接ＬＰＦ８に
供給しても同等の効果が得られるのは第３図より明らか
である。

また、ゲート遅延回路６は抵抗器およびコンデンサを使
用しないで、インバータのみで構成することも可能であ
る。この場合インバータの数は多くする必要がある。

（発明の効果） 以上のように本発明によれば、モノマルチバイブレータ
を使用していないので、Ｓ／Ｎ比を低下させないでパル
ス幅が大きく出来るため、復調効率を大きく出来る特長
を有すると共に、復調する搬送波の周波数が比較的高い
場合でも、復調効率およびＳ／Ｎ比が低下しないで復調
出来る特長を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のパルスカウントＦＭ復調回路の一実施
例のブロック系統図、第２図は第１図のアンプ５、ゲー
ト遅延回路６、ＥＸ−ＯＲ回路７の具体的な回路図、第
３図は本発明を説明するための波形図、第４図は従来の
パルスカウントＦＭ復調回路のブロック系統図第５図は
第４図を説明するための波形図である。 １・・・入力端子、２，４・・・バンドパスフィルタ（
ＢＰＦ）、３・・・リミッタ、６・・・ゲート遅延回路
、７・・・ＥＸ−ＯＲ回路、８・・・ローパスフィルタ
、１０．２２・・・出力端子、１２〜１７・・・インバ
ータ回路、１８〜２１・・・ＮＡＮＤ回路、Ｃ１〜Ｃ５
・・・コンデンサ、Ｒ１−Ｒ５・・・抵抗器。 特　許　出願人　日本ビクター株式会社、　　、・、゛ 才　イ　日 才２ＥＪ （Ａ） ′ｔ３Ｑｌ：ｌ ｔ　４　圓 ｔ　５　口

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. ＦＭ信号が供給されて、その振幅を制限するリミッタと
   、このリミッタの出力信号が供給されるゲートにより構
   成されるゲート遅延回路と、このゲート遅延回路の出力
   信号と前記リミッタの出力信号との排他的論理和を得る
   ＥＸ−ＯＲ回路またはＮＡＮＤ回路と、このＥＸ−ＯＲ
   回路またはＮＡＮＤ回路の出力信号が供給されるローパ
   スフィルタとより構成されたことを特徴とするパルスカ
   ウントＦＭ復調回路。