JPS6315816B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS6315816B2 JPS6315816B2 JP56164434A JP16443481A JPS6315816B2 JP S6315816 B2 JPS6315816 B2 JP S6315816B2 JP 56164434 A JP56164434 A JP 56164434A JP 16443481 A JP16443481 A JP 16443481A JP S6315816 B2 JPS6315816 B2 JP S6315816B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- voltage
- resonant
- capacitor
- clamp
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Landscapes
- Protection Of Static Devices (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、例えば誘導加熱等に用いられる高
周波インバータに係るもので、特に負荷が短絡さ
れた場合等に回路素子を破壊から保護する高周波
インバータの保護回路に関するものである。
周波インバータに係るもので、特に負荷が短絡さ
れた場合等に回路素子を破壊から保護する高周波
インバータの保護回路に関するものである。
まず、この種の高周波インバータの動作原理
を、第１図に示す基本回路に基づいて説明する。
この図において、１は２つの直流電圧E1，E2（E1
＝E2）を発生する直流電源であり、導通角制御
されたサイリスタを整流素子とする可変電圧源２
とチヨークコイル３と平滑コンデンサ４，５とか
らなるものである。６は４個のサイリスタ６ａ〜
６ｄがブリツジ接続されてなる第１のスイツチ回
路（回路開閉手段）であり、このスイツチ回路６
におけるサイリスタ６ａ，６ｂの接続点と、サイ
リスタ６ｃ，６ｄの接続点との間には第１の共振
コンデンサ７（容量Ｃ）が介挿されている。また
８は配線インダクタンスと転流用誘導コイルのイ
ンダクタンスとを含んでなる第１の共振インダク
タンス（インダクタンスはＬ）である。以上の部
分において、平滑コンデンサ４（電圧E1の直流
電源）、スイツチ回路６、共振コンデンサ７、共
振インダクタンス８は第１の直列共振回路１２を
構成している。また、９は前記スイツチ回路６に
対応する第２のスイツチ回路、１０は前記共振コ
ンデンサ７に対応する第２の共振コンデンサ（容
量Ｃ）、１１は前記共振インダクタンス８に対応
する第２の共振インダクタンス（インダクタンス
はＬ）であり、これらのスイツチ回路９、共振コ
ンデンサ１０、共振インダクタンス１１および前
記平滑コンデンサ５（電圧E2の直流電源）は第
２の直列共振回路１３を構成している。そして直
列共振回路１２，１３の各両端子１４，１５の間
には負荷１６が介挿されている。
を、第１図に示す基本回路に基づいて説明する。
この図において、１は２つの直流電圧E1，E2（E1
＝E2）を発生する直流電源であり、導通角制御
されたサイリスタを整流素子とする可変電圧源２
とチヨークコイル３と平滑コンデンサ４，５とか
らなるものである。６は４個のサイリスタ６ａ〜
６ｄがブリツジ接続されてなる第１のスイツチ回
路（回路開閉手段）であり、このスイツチ回路６
におけるサイリスタ６ａ，６ｂの接続点と、サイ
リスタ６ｃ，６ｄの接続点との間には第１の共振
コンデンサ７（容量Ｃ）が介挿されている。また
８は配線インダクタンスと転流用誘導コイルのイ
ンダクタンスとを含んでなる第１の共振インダク
タンス（インダクタンスはＬ）である。以上の部
分において、平滑コンデンサ４（電圧E1の直流
電源）、スイツチ回路６、共振コンデンサ７、共
振インダクタンス８は第１の直列共振回路１２を
構成している。また、９は前記スイツチ回路６に
対応する第２のスイツチ回路、１０は前記共振コ
ンデンサ７に対応する第２の共振コンデンサ（容
量Ｃ）、１１は前記共振インダクタンス８に対応
する第２の共振インダクタンス（インダクタンス
はＬ）であり、これらのスイツチ回路９、共振コ
ンデンサ１０、共振インダクタンス１１および前
記平滑コンデンサ５（電圧E2の直流電源）は第
２の直列共振回路１３を構成している。そして直
列共振回路１２，１３の各両端子１４，１５の間
には負荷１６が介挿されている。
この構成において、サイリスタ６ａ，６ｄ、サ
イリスタ９ｃ，９ｂ、サイリスタ６ｃ，６ｂ、サ
イリスタ９ａ，９ｄを、第２図のイ，ロ，ハ，ニ
に示すようなゲート電流により時刻t1，t2，t3，
t4………の順に各々点弧すれば、同図のホに示す
ように、第１の直列共振回路１２には正弦半波状
の共振電流I1が、また第２の直列共振回路１３に
は正弦半波状の共振電流I2が流れ、結果として、
負荷１６には、これらの両共振電流I1，I2を合成
した高周波の出力電流Ilが流れる。そしてこの場
合、共振コンデンサ７，１０の各両端間電圧
Vc1，Vc2は、第２図のヘ，トに示すように変化
する。
イリスタ９ｃ，９ｂ、サイリスタ６ｃ，６ｂ、サ
イリスタ９ａ，９ｄを、第２図のイ，ロ，ハ，ニ
に示すようなゲート電流により時刻t1，t2，t3，
t4………の順に各々点弧すれば、同図のホに示す
ように、第１の直列共振回路１２には正弦半波状
の共振電流I1が、また第２の直列共振回路１３に
は正弦半波状の共振電流I2が流れ、結果として、
負荷１６には、これらの両共振電流I1，I2を合成
した高周波の出力電流Ilが流れる。そしてこの場
合、共振コンデンサ７，１０の各両端間電圧
Vc1，Vc2は、第２図のヘ，トに示すように変化
する。
ところで、このような高周波インバータにおい
て、負荷１６が短絡された場合、直列共振回路１
２，１３のＱが略無限大となるため、共振コンデ
ンサ７，１０の両端間電圧Vc1，Vc2は負荷１６
に短絡された時点から転流動作が行なわれる毎に
電圧E1，E2の２倍の電圧が累算される形で増加
する。すなわち第３図に示すように、時刻t1の直
前から負荷１６が短絡されたとすると、電圧Vc1
は、時刻t1（サイリスタ６ａ，６ｂの点弧時刻）、
時刻t2，t3，t4………と転流動作が行われる毎に、
Vc1＋2E1、Vc1＋4E1、Vc1＋6E1、Vc1＋8E1、
………のように増加する。したがつて、このよう
な高周波インバータにおいては、負荷が短絡され
ると共振コンデンサの両端間電圧が異常に上昇
し、これにより、使用されているサイリスタ等の
回路部品が高電圧により破壊される危険性があ
る。
て、負荷１６が短絡された場合、直列共振回路１
２，１３のＱが略無限大となるため、共振コンデ
ンサ７，１０の両端間電圧Vc1，Vc2は負荷１６
に短絡された時点から転流動作が行なわれる毎に
電圧E1，E2の２倍の電圧が累算される形で増加
する。すなわち第３図に示すように、時刻t1の直
前から負荷１６が短絡されたとすると、電圧Vc1
は、時刻t1（サイリスタ６ａ，６ｂの点弧時刻）、
時刻t2，t3，t4………と転流動作が行われる毎に、
Vc1＋2E1、Vc1＋4E1、Vc1＋6E1、Vc1＋8E1、
………のように増加する。したがつて、このよう
な高周波インバータにおいては、負荷が短絡され
ると共振コンデンサの両端間電圧が異常に上昇
し、これにより、使用されているサイリスタ等の
回路部品が高電圧により破壊される危険性があ
る。
上述したような負荷インピーダンスの急変に伴
なう共振コンデンサ電圧の異常上昇を防止するた
めの保護回路としては、従来、第４図に示すよう
に、電圧クランプ用のダイオードを設けるものが
提唱されている。
なう共振コンデンサ電圧の異常上昇を防止するた
めの保護回路としては、従来、第４図に示すよう
に、電圧クランプ用のダイオードを設けるものが
提唱されている。
第４図において、１７および１８は各々、電圧
Vc1，Vc2を所定の電圧にクランプするためのダ
イオードである。ここでダイオード１７は、サイ
リスタ６ｂ，６ｄの各カソードの接続点と平滑コ
ンデンサ５の負荷端子との間に介挿されるが、こ
の場合、一般的に共振インダクタンス８のインダ
クタンスＬのうちの略40％に相当する配線インダ
クタンス８ａが、平滑コンデンサ５−平滑コンデ
ンサ４−サイリスタ６ａ，６ｃ−共振コンデンサ
７−サイリスタ６ｄ，６ｂ−インダクタンス８ａ
−ダイオード１７−平滑コンデンサ５なる経路
（ダイオード環流電流経路）に存在することにな
る。また同様に、ダイオード１８を含むダイオー
ド環流電流経路には、配線インダクタンス１１ａ
が存在することになる。
Vc1，Vc2を所定の電圧にクランプするためのダ
イオードである。ここでダイオード１７は、サイ
リスタ６ｂ，６ｄの各カソードの接続点と平滑コ
ンデンサ５の負荷端子との間に介挿されるが、こ
の場合、一般的に共振インダクタンス８のインダ
クタンスＬのうちの略40％に相当する配線インダ
クタンス８ａが、平滑コンデンサ５−平滑コンデ
ンサ４−サイリスタ６ａ，６ｃ−共振コンデンサ
７−サイリスタ６ｄ，６ｂ−インダクタンス８ａ
−ダイオード１７−平滑コンデンサ５なる経路
（ダイオード環流電流経路）に存在することにな
る。また同様に、ダイオード１８を含むダイオー
ド環流電流経路には、配線インダクタンス１１ａ
が存在することになる。
したがつて、このような保護回路を備える高周
波インバータにおいては、負荷が例えば逓倍共振
負荷（負荷の共振周波数が出力電流Ilの周波数の
ｎ倍になつているもの）である場合のように、出
力電流Ilのパルス幅を極めて短かくする必要があ
る場合において、例えば負荷１６が短絡されたと
すると、電圧Vc1，Vc2がダイオード１７，１８
を導通させるクランプ電圧（この電圧はE1＋E2
となる）に達した後においても、前記配線インダ
クタンス８ａ，１１ａのエネルギがダイオード環
流電流経路を介して消費されるまで上昇し続ける
ことになる。このような場合、電圧Vc1，Vc2は
電圧E1，E2の例えば10倍以上にも上昇してしま
うから、サイリスタ６ａ〜６ｄ，９ａ〜９ｄ等の
回路部品が破壊される危険性が極めて高い。また
このような保護回路を備えた高周波インバータに
おいては、通常の負荷状態においても電圧Vc1，
Vc2は常にダイオード１７，１８によるクランプ
電圧まで上昇することになるから、例えば配線イ
ンダクタンス８ａ，１１ａが共振インダクタンス
８，１１の例えば40％であれば、定格出力の実に
20％もの電力がダイオード環流電流経路において
消費されることになり実用的でない。またこのよ
うな保護回路を備えた場合は、出力電流Ilの周波
数が低い場合においても前記ダイオード環流電流
のために同出力電流Ilのパルス幅が広がり、この
ため力率が低下して直列共振回路のＱが等価格に
増加するため、電圧Vc1，Vc2はその分上昇した
状態において平衡することになる。第５図はこの
ような状況を負荷１６が３逓倍共振負荷である場
合を例にして示した波形図であり、この図におい
て実線ａは負荷１６の両端間電圧、実線ｂは直列
共振回路１２，１３に流れる電流、破線ｄはダイ
オード１７，１８を設けない場合の直列共振回路
１２，１３の電流を各々示している。
波インバータにおいては、負荷が例えば逓倍共振
負荷（負荷の共振周波数が出力電流Ilの周波数の
ｎ倍になつているもの）である場合のように、出
力電流Ilのパルス幅を極めて短かくする必要があ
る場合において、例えば負荷１６が短絡されたと
すると、電圧Vc1，Vc2がダイオード１７，１８
を導通させるクランプ電圧（この電圧はE1＋E2
となる）に達した後においても、前記配線インダ
クタンス８ａ，１１ａのエネルギがダイオード環
流電流経路を介して消費されるまで上昇し続ける
ことになる。このような場合、電圧Vc1，Vc2は
電圧E1，E2の例えば10倍以上にも上昇してしま
うから、サイリスタ６ａ〜６ｄ，９ａ〜９ｄ等の
回路部品が破壊される危険性が極めて高い。また
このような保護回路を備えた高周波インバータに
おいては、通常の負荷状態においても電圧Vc1，
Vc2は常にダイオード１７，１８によるクランプ
電圧まで上昇することになるから、例えば配線イ
ンダクタンス８ａ，１１ａが共振インダクタンス
８，１１の例えば40％であれば、定格出力の実に
20％もの電力がダイオード環流電流経路において
消費されることになり実用的でない。またこのよ
うな保護回路を備えた場合は、出力電流Ilの周波
数が低い場合においても前記ダイオード環流電流
のために同出力電流Ilのパルス幅が広がり、この
ため力率が低下して直列共振回路のＱが等価格に
増加するため、電圧Vc1，Vc2はその分上昇した
状態において平衡することになる。第５図はこの
ような状況を負荷１６が３逓倍共振負荷である場
合を例にして示した波形図であり、この図におい
て実線ａは負荷１６の両端間電圧、実線ｂは直列
共振回路１２，１３に流れる電流、破線ｄはダイ
オード１７，１８を設けない場合の直列共振回路
１２，１３の電流を各々示している。
この発明は上述した諸問題を解決することを目
的としてなされたもので、共振コンデンサの両端
間電圧を全波整流する整流回路と、この整流回路
の出力端間に介挿されかつ共振コンデンサより大
容量を有するクランプ用コンデンサと、このクラ
ンプ用コンデンサの両端間に所定のクランプ電圧
を供給する充電電源とを設けて共振コンデンサの
両端間電圧がクランプ電圧より上昇するのを防止
するようにしたことを特徴とするものである。
的としてなされたもので、共振コンデンサの両端
間電圧を全波整流する整流回路と、この整流回路
の出力端間に介挿されかつ共振コンデンサより大
容量を有するクランプ用コンデンサと、このクラ
ンプ用コンデンサの両端間に所定のクランプ電圧
を供給する充電電源とを設けて共振コンデンサの
両端間電圧がクランプ電圧より上昇するのを防止
するようにしたことを特徴とするものである。
以下、この発明の一実施例を図面を参照して説
明する。
明する。
第６図は、この発明による保護回路の一実施例
とこの実施例を具備する高周波インバータの直列
共振回路１２の要部を示す回路図である。なお、
直列共振回路１３にもこの図に示すものと同様の
構成の保護回路が設けられる。第６図において、
１９は共振コンデンサ７の両端間電圧Vc1を全波
整流する整流回路であり、ダイオード１９ａ〜１
９ｄがブリツジ接続されてなるものである。また
２０は、共振コンデンサ７の容量Ｃに比較して充
分に大きな容量C0（例えば容量Ｃの10倍〜30倍の
容量）を有するクランプ用コンデンサ、２１は、
交流電圧源２２と整流回路２３とを有してなり電
圧E0を出力する充電電源である。そして、前記
整流回路１９の出力は抵抗２４（ダンピング用の
抵抗であり、抵抗値は小さい）を介して、また充
電電源２１が出力する電圧E0は抵抗２５を介し
て、各々クランプ用コンデンサ２０へ供給される
ようになつている。またクランプ用コンデンサ２
０の両端間には抵抗２６からなる放電経路が設け
られている。なお、コンデンサ２７はこの高周波
インバータの動作周波数より高い周波数成分をバ
イパスさせるためのコンデンサである。
とこの実施例を具備する高周波インバータの直列
共振回路１２の要部を示す回路図である。なお、
直列共振回路１３にもこの図に示すものと同様の
構成の保護回路が設けられる。第６図において、
１９は共振コンデンサ７の両端間電圧Vc1を全波
整流する整流回路であり、ダイオード１９ａ〜１
９ｄがブリツジ接続されてなるものである。また
２０は、共振コンデンサ７の容量Ｃに比較して充
分に大きな容量C0（例えば容量Ｃの10倍〜30倍の
容量）を有するクランプ用コンデンサ、２１は、
交流電圧源２２と整流回路２３とを有してなり電
圧E0を出力する充電電源である。そして、前記
整流回路１９の出力は抵抗２４（ダンピング用の
抵抗であり、抵抗値は小さい）を介して、また充
電電源２１が出力する電圧E0は抵抗２５を介し
て、各々クランプ用コンデンサ２０へ供給される
ようになつている。またクランプ用コンデンサ２
０の両端間には抵抗２６からなる放電経路が設け
られている。なお、コンデンサ２７はこの高周波
インバータの動作周波数より高い周波数成分をバ
イパスさせるためのコンデンサである。
次に上記構成になるこの保護回路の動作につい
て説明する。まず、定常状態においては、クラン
プ用コンデンサ２０は充電電源２１により予め充
電され、その両端間電圧V0（すなわちクランプ電
圧）は、電圧E0と抵抗２５，２６の各抵抗値に
よつて決まる一定電圧となる。このクランプ電圧
V0は、定常状態における電圧Vc1より僅かに高く
なるように設定されており、したがつて定常状態
においては整流回路１９のダイオード１９ａ〜１
９ｄは全て逆バイアスとなつている。そして今、
もし負荷１６が突発的に短絡されたとすると、電
圧Vc1は急激に上昇するが、この電圧Vc1が前記
クランプ電圧V0を越えると、同電圧Vc1は整流回
路１９、抵抗２４を順次介してクランプ用コンデ
ンサ２０へ供給されることになる。すなわちこの
保護回路によれば、電圧Vc1がクランプ電圧V0を
越えると、共振コンデンサ７の容量Ｃは等価的に
C0すなわち10C〜30Cに増加することになる。し
たがつて、電圧Vc1はクランプ電圧V0からは殆ん
ど上昇することはない。この場合、前記クランプ
電圧V0は、クランプ用コンデンサ２０が電圧Vc1
によつて充電されることにより僅かに上昇される
ことになるが、この上昇分は抵抗２６を介して放
電されるので、電圧Vc1が再びクランプ電圧V0以
下に下降すればこのクランプ電圧V0も元の値に
復帰する。
て説明する。まず、定常状態においては、クラン
プ用コンデンサ２０は充電電源２１により予め充
電され、その両端間電圧V0（すなわちクランプ電
圧）は、電圧E0と抵抗２５，２６の各抵抗値に
よつて決まる一定電圧となる。このクランプ電圧
V0は、定常状態における電圧Vc1より僅かに高く
なるように設定されており、したがつて定常状態
においては整流回路１９のダイオード１９ａ〜１
９ｄは全て逆バイアスとなつている。そして今、
もし負荷１６が突発的に短絡されたとすると、電
圧Vc1は急激に上昇するが、この電圧Vc1が前記
クランプ電圧V0を越えると、同電圧Vc1は整流回
路１９、抵抗２４を順次介してクランプ用コンデ
ンサ２０へ供給されることになる。すなわちこの
保護回路によれば、電圧Vc1がクランプ電圧V0を
越えると、共振コンデンサ７の容量Ｃは等価的に
C0すなわち10C〜30Cに増加することになる。し
たがつて、電圧Vc1はクランプ電圧V0からは殆ん
ど上昇することはない。この場合、前記クランプ
電圧V0は、クランプ用コンデンサ２０が電圧Vc1
によつて充電されることにより僅かに上昇される
ことになるが、この上昇分は抵抗２６を介して放
電されるので、電圧Vc1が再びクランプ電圧V0以
下に下降すればこのクランプ電圧V0も元の値に
復帰する。
このようにこの実施例によれば、電圧Vc1，
Vc2をクランプ電圧V0以上には上昇しないように
制限することができる。
Vc2をクランプ電圧V0以上には上昇しないように
制限することができる。
ところで上記実施例において、保護回路が動作
した場合は、これに応じて電源電圧E1，E2を減
少させることが望ましいが、ここで上記保護回路
の出力に基づいて電源電圧E1，E2を減少させる
ための指令を発する回路の一例を第７図に示す。
この第７図において、２８は、クランプ用コンデ
ンサ２０に流れる電流を検出するための変流器で
ありクランプ用コンデンサ２０のリード線が１次
巻線として挿通されたフエライトコア２９と、同
フエライトコアの２次巻線３０とからなつてい
る。この２次巻線３０に得られる出力はダイオー
ド３１によつて整流され抵抗３２に供給されるよ
うになつている。したがつて端子３３，３４間に
はクランプ用コンデンサ２０に流れる電流に対応
した電圧Vaが得られる。
した場合は、これに応じて電源電圧E1，E2を減
少させることが望ましいが、ここで上記保護回路
の出力に基づいて電源電圧E1，E2を減少させる
ための指令を発する回路の一例を第７図に示す。
この第７図において、２８は、クランプ用コンデ
ンサ２０に流れる電流を検出するための変流器で
ありクランプ用コンデンサ２０のリード線が１次
巻線として挿通されたフエライトコア２９と、同
フエライトコアの２次巻線３０とからなつてい
る。この２次巻線３０に得られる出力はダイオー
ド３１によつて整流され抵抗３２に供給されるよ
うになつている。したがつて端子３３，３４間に
はクランプ用コンデンサ２０に流れる電流に対応
した電圧Vaが得られる。
次に第８図は、上記電圧Vaに基づいて電源電
圧E1，E2の減少指令が発せられるまでの過程を
説明する波形図であり、この図においてイに示す
前記電圧Vaは図示せぬ第１の比較器によつて第
１の基準電圧Vbと比較され、電圧Vaが基準電圧
Vbより大となる度に、すなわち、同図における
時刻t1，t2，t3において、図示せぬマルチバイブ
レータが起動され、このマルチバイブレータはこ
の高周波インバータの動作周期より僅かに短かい
時間幅のパルス信号Paを出力する（同図のロ参
照）。そして、このようにして得られたパルス信
号Paは図示せぬ積分器によつて積分され（第８
図のハ参照）、この積分結果として電圧Vdが得ら
れる。この電圧Vdは第２の比較器によつて第２
の基準電圧Veと比較され、この電圧Vdが時刻t4
において基準電圧Veを越えると、電源電圧E1，
E2の減少指令が発せられる。この減少指令は例
えば前述した可変電圧源２のサイリスタ（整流素
子）の導通角を制御して電源電圧E1，E2を減少
させるように使用すればよい。
圧E1，E2の減少指令が発せられるまでの過程を
説明する波形図であり、この図においてイに示す
前記電圧Vaは図示せぬ第１の比較器によつて第
１の基準電圧Vbと比較され、電圧Vaが基準電圧
Vbより大となる度に、すなわち、同図における
時刻t1，t2，t3において、図示せぬマルチバイブ
レータが起動され、このマルチバイブレータはこ
の高周波インバータの動作周期より僅かに短かい
時間幅のパルス信号Paを出力する（同図のロ参
照）。そして、このようにして得られたパルス信
号Paは図示せぬ積分器によつて積分され（第８
図のハ参照）、この積分結果として電圧Vdが得ら
れる。この電圧Vdは第２の比較器によつて第２
の基準電圧Veと比較され、この電圧Vdが時刻t4
において基準電圧Veを越えると、電源電圧E1，
E2の減少指令が発せられる。この減少指令は例
えば前述した可変電圧源２のサイリスタ（整流素
子）の導通角を制御して電源電圧E1，E2を減少
させるように使用すればよい。
以上説明したように、この発明による高周波イ
ンバータの保護回路は直流電源と回路開閉手段
と、共振コンデンサと、共振インダクタンスとを
直列接続してなる直列共振回路を具備してなる高
周波インバータにおいて、共振コンデンサの両端
間電圧を全波整流する整流回路と、この整流回路
の出力端間に介挿されかつ共振コンデンサより大
容量のクランプ用コンデンサと、このクランプ用
コンデンサの両端間に所定のクランプ電圧を供給
する充電電源とを設けてなるものであるから、
従来のクランプ用のダイオードによる保護回路に
比べて直列共振回路における配線インダクタンス
を減少させることができ、共振コンデンサの両
端間電圧のクランプ電圧を充電電源の出力電圧を
変化させることにより任意の値に設定することが
可能となり、の結果保護回路には共振コンデ
ンサの両端間電圧が異常に上昇した時のみ電流が
流れ込むようにすることができるので、無駄なエ
ネルギーが保護回路において消費されることがな
くなり、負荷が突発的に短絡されたとしてもク
ランプ用コンデンサの両端間電圧は徐々に上昇す
るようになるので上記短絡が短時間内で解消され
れば高周波インバータをそのまま運転続行させる
ことが可能になり、クランプ用コンデンサへの
充電経路が回路開閉手段（サイリスタによるスイ
ツチ回路）を介すことなく形成されているので回
路開閉手段が閉状態になつても保護回路は正常に
動作することができる、等の数々の優れた作用効
果を有している。
ンバータの保護回路は直流電源と回路開閉手段
と、共振コンデンサと、共振インダクタンスとを
直列接続してなる直列共振回路を具備してなる高
周波インバータにおいて、共振コンデンサの両端
間電圧を全波整流する整流回路と、この整流回路
の出力端間に介挿されかつ共振コンデンサより大
容量のクランプ用コンデンサと、このクランプ用
コンデンサの両端間に所定のクランプ電圧を供給
する充電電源とを設けてなるものであるから、
従来のクランプ用のダイオードによる保護回路に
比べて直列共振回路における配線インダクタンス
を減少させることができ、共振コンデンサの両
端間電圧のクランプ電圧を充電電源の出力電圧を
変化させることにより任意の値に設定することが
可能となり、の結果保護回路には共振コンデ
ンサの両端間電圧が異常に上昇した時のみ電流が
流れ込むようにすることができるので、無駄なエ
ネルギーが保護回路において消費されることがな
くなり、負荷が突発的に短絡されたとしてもク
ランプ用コンデンサの両端間電圧は徐々に上昇す
るようになるので上記短絡が短時間内で解消され
れば高周波インバータをそのまま運転続行させる
ことが可能になり、クランプ用コンデンサへの
充電経路が回路開閉手段（サイリスタによるスイ
ツチ回路）を介すことなく形成されているので回
路開閉手段が閉状態になつても保護回路は正常に
動作することができる、等の数々の優れた作用効
果を有している。
第１図は高周波インバータの基本回路を示す回
路図、第２図のイ〜トは同回路の動作を説明する
ための波形図、第３図は同回路の負荷が短絡され
た場合における共振コンデンサの両端間電圧の変
化を示す波形図、第４図は従来の高周波インバー
タの保護回路を示す回路図、第５図は同回路の動
作を説明するための波形図、第６図はこの発明の
一実施例の構成を示す回路図、第７図は同実施例
の出力に基づいて電源電圧を変化させる場合に用
いられる回路の一例を示す回路図、第８図のイ〜
ハは同例の動作を説明するための波形図である。 １……直流電源、６，９……回路開閉手段（ス
イツチ回路）、７，１０……共振コンデンサ、８，
１１……共振インダクタンス、１２，１３……直
列共振回路、１６……負荷、１９……整流回路、
２０……クランプ用コンデンサ、２１……充電電
源。
路図、第２図のイ〜トは同回路の動作を説明する
ための波形図、第３図は同回路の負荷が短絡され
た場合における共振コンデンサの両端間電圧の変
化を示す波形図、第４図は従来の高周波インバー
タの保護回路を示す回路図、第５図は同回路の動
作を説明するための波形図、第６図はこの発明の
一実施例の構成を示す回路図、第７図は同実施例
の出力に基づいて電源電圧を変化させる場合に用
いられる回路の一例を示す回路図、第８図のイ〜
ハは同例の動作を説明するための波形図である。 １……直流電源、６，９……回路開閉手段（ス
イツチ回路）、７，１０……共振コンデンサ、８，
１１……共振インダクタンス、１２，１３……直
列共振回路、１６……負荷、１９……整流回路、
２０……クランプ用コンデンサ、２１……充電電
源。
Claims (1)
- １ 直流電源と、回路開閉手段と、共振コンデン
サと、共振インダクタンスとを直列接続してなる
直列共振回路を有してなり、前記回路開閉手段
を、高周波数で動作させて前記直列共振回路に直
列に介挿される負荷に高周波出力を供給する高周
波インバータにおいて、前記共振コンデンサの両
端間電圧を全波整流する整流回路と、この整流回
路の出力端間に介挿されかつ、前記共振コンデン
サより大容量を有するクランプ用コンデンサと、
このクランプ用コンデンサの両端間に所定のクラ
ンプ電圧を供給する充電電源とを具備してなるこ
とを特徴とする高周波インバータの保護回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56164434A JPS5866524A (ja) | 1981-10-15 | 1981-10-15 | 高周波インバ−タの保護回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56164434A JPS5866524A (ja) | 1981-10-15 | 1981-10-15 | 高周波インバ−タの保護回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5866524A JPS5866524A (ja) | 1983-04-20 |
| JPS6315816B2 true JPS6315816B2 (ja) | 1988-04-06 |
Family
ID=15793083
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56164434A Granted JPS5866524A (ja) | 1981-10-15 | 1981-10-15 | 高周波インバ−タの保護回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5866524A (ja) |
-
1981
- 1981-10-15 JP JP56164434A patent/JPS5866524A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5866524A (ja) | 1983-04-20 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6714429B2 (en) | Active inrush current control for AC to DC converters | |
| JP3459142B2 (ja) | 駆動パルス出力制限回路 | |
| US20060274468A1 (en) | Active inrush current control using a relay for AC to DC converters | |
| US6493245B1 (en) | Inrush current control for AC to DC converters | |
| US5570277A (en) | Switching power supply apparatus | |
| US20040207337A1 (en) | Method for varying the power consumption of capacitive loads | |
| US5075838A (en) | Energy efficient voltage snubber circuit | |
| US6867634B2 (en) | Method for detecting the null current condition in a PWM driven inductor and a relative driving circuit | |
| KR940003774B1 (ko) | 전원회로 | |
| EP0765021A1 (en) | A voltage regulator device for an alternator having permanent magnets | |
| JP3402031B2 (ja) | 直流電源装置 | |
| US5892327A (en) | Circuit arrangement for operating a discharge lamp | |
| JPS6315816B2 (ja) | ||
| JP2001309652A (ja) | 電源装置 | |
| JP3670419B2 (ja) | 交流入力用電源装置 | |
| JPH114578A (ja) | 電圧変換装置 | |
| JP2868230B2 (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| JP2673996B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP2790326B2 (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| JPH07255173A (ja) | 力率改善整流回路 | |
| JP3081417B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| JP3583208B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| JP3339558B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP3356801B2 (ja) | 突入電流防止回路 | |
| JPS6387176A (ja) | 整流回路 |