JPS6315833B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は高周波インバータの制御装置に係り、
特にインバータの出力周波数に応じて出力電圧に
対する出力電流の遅れ時間を適宜調整して無効電
流を常に一定に制御することによつて、低周波時
に於ても安定な転流が行なわれる改善された制御
装置を提供しようとするものである。

各種材料を加熱する電源として一般には高周波
インバータが適用され、この高周波インバータも
各種のタイプのものが使用されているが代表的な
ものを第１図に示す。この第１図のものはコンバ
ータ１としてダイオードで構成したものを例示
し、このコンバータの直流出力側に直流電圧源と
なるコンデンサC₁−C₂と、サイリスタを純ブリ
ツジ接続して構成したインバータ２−３とがそれ
ぞれ接続され、例えば第１のインバータ２は図示
するようにサイリスタS₁〜S₄と転流コンデンサ
C₃とで構成され、同様に第２のインバータ３は
サイリスタS₅〜S₈と転流コンデンサC₄とで構成
される。又４は負荷側のタンク回路を示し、この
タンク回路はワーキングコイルＬと同調用コンデ
ンサＣとで構成され各インバータ２−３より交互
に所要のパワーが供給されるようになつている。

かかる高周波インバータの常時の動作波形図を
示したものが第２図で、この第２図は各インバー
タ２−３のゲート信号と負荷に与える出力電圧
V₃と出力電流Ｉとの対応関係を示し、例えば第
２図に示す時刻t₁点で第１のインバータ２のサイ
リスタS₁，S₄とにゲート信号を供給すると、負荷
電流Ｉは直流電圧源のコンデンサC₁→サイリス
タS₁→転流コンデンサC₃→サイリスタS₄→負荷
４の経路を通して流れる。次に時刻t₂点で第２の
インバータ３のサイリスタS₅，S₈とにゲート信号
を供給すると、負荷電流Ｉは直流電圧源のコンデ
ンサC₂→負荷４→サイリスタS₈→転流コンデン
サC₄→サイリスタS₅の経路を通して流れる。こ
の過渡期に今迄導通していたサイリスタS₁には、
コンデンサC₁の直流電圧をV₁、負荷４の電圧を
V₃、転流コンデンサC₃の電圧をV₂とそれぞれ仮
定すれば｛（V₁＋V₃）−V₂｝／２なる式で示され
る逆電圧V_AKが印加される。ここで転流コンデン
サC₃の電圧V₂が（V₁＋V₃）の電圧値以上であれ
ばS₁のサイリスタは確実に消弧し、負荷電流Ｉは
３のインバータ側へ転流する。次に時刻t₃点で第
１のインバータ２のサイリスタS₂，S₃にゲート信
号を供給し、同様に時刻t₄点で第２のインバータ
３のサイリスタS₆，S₇にゲート信号を供給するこ
とによつて１サイクルの動作を完了し、常に出力
電流Ｉは出力電圧V₃に対して所定の遅れ時間T₀
を有するように各インバータを制御する訳である
が、かかる所定の動作モードで重要なことは、例
えば第１のインバータ２より第２のインバータ３
側へ、これとは反対に第２のインバータ３より第
１のインバータ２側へそれぞれ負荷電流Ｉを転流
させる場合、今迄導通状態にあるサイリスタを確
実に消弧させる為には、上記したように転流コン
デンサの充電電圧が、直流電源電圧と負荷電圧と
を加え合せた電圧値以上で、しかも電圧差分とし
て表われる逆電圧の印加時間がサイリスタ個有の
転流余裕時間以上でなければならないことであ
る。

かかる転流時の動作モードを第３図の動作波形
図を参照し乍ら説明を加えてみるに、第１図に示
す従来装置では、例えば転流コンデンサの充電電
圧を所定の値に高めるべく、負荷に与える電圧
V₃と電流Ｉとの対応関係を、第２図に示す如く
電流Ｉが常に電圧V₃に対して所定の遅れ時間T₀
を有するように各インバータのサイリスタを点弧
制御し、所要の無効電流を流し得るようにしてい
る。このように多少の無効電流を流し得るように
所定の点弧制御を行なうことによつて、転流コン
デンサの充電電圧を高める訳であるが、ここでイ
ンバータ２のサイリスタS₁を注目してみるに、イ
ンバータの出力周波数が高い場合は、第３図Ａの
t₂〜t₄期間に示すような逆電圧がサイリスタS₁の
アノード−カソード間に印加され、この逆電圧の
印加時間は素子個有の転流余裕時間γより長いの
で、S₁のサイリスタは確実に消弧される。なお第
３図Ａの時点t₁〜t₄は第２図のタイムチヤート図
と対応して示しており、例えば時刻t₁はインバー
タ２のサイリスタS₁，S₄を点弧する時点を、同様
に時刻t₂はインバータ３のサイリスタS₅，S₈が点
弧され導通時にあるサイリスタS₁，S₄が消弧する
時点を、時刻t₃はインバータ２のサイリスタS₂，
S₃が点弧され導通時にあるサイリスタS₅，S₈が消
弧する時点を、時刻t₄はインバータ３のサイリス
タS₆，S₇が点弧され導通時にあるサイリスタS₂，
S₃が消弧する時点をそれぞれ示している。以上の
動作とは反対にインバータの出力周波数が低い範
囲では、サイリスタS₁には第３図Ｂに示すような
逆電圧が印加され、逆電圧の印加時間、即ち転流
余裕時間γが極端に小さくなつていることが理解
できる。このように出力周波数を低くすると転流
余裕時間γが小さくなりインバータが転流失敗す
る理由は、第２図に示す電圧−電流波形図で電流
Ｉの遅れ時間T₀が周波数に何ら関係なく常に一
定していることに基因する。即ち出力周波数が高
い範囲では、有効電流に占める無効電流の割合い
が高く転流コンデンサの充電電圧は充分に確保さ
れるが、これとは反対に出力周波数が低い範囲で
は、有効電流に占める無効電流の割合いが相対的
に低下し、これによつて転流コンデンサの充電電
圧が低くなつて充分な消弧パワーが得られないこ
とによるものである。

本発明はこの点に鑑みて発明されたものであつ
て、特に本願はインバータの出力周波数に応じて
出力電圧に対する出力電流の遅れ時間を適宜調整
し、以つて出力周波数に何ら関係なく常に所要の
無効電流を流し得るようにしたことを一大特徴と
し、以下第４図に示す実施例に基づき詳述する。

第４図の実施例は各インバータに供給するゲー
ト信号のタイミングを調整する場合の具体的な回
路例を示し、同図でT_Fは第１図に示す負荷側タ
ンク回路の出力電圧に関連する信号を取出す変成
器で、５は電圧検出信号の零点を取出すコンパレ
ータで、D₁のダイオードは電圧検出信号が正の
半波期間にある場合に後述するフリツプフロツプ
１０をリセツトする為のもので、又D₂のダイオ
ードは電圧検出信号の負の半波期間を取出す為の
もので、６は電圧検出信号が正の半波より負の半
波へと移行した場合に零点検出信号を基に所定期
間に渡つて出力を出すモノマルチで、７及び８は
それぞれ第１及び第２のオペアンプで、第２のオ
ペアンプ８のVRは基準のバイアス量を与える設
定器で、この設定器は一端がVcなる正電極に接
続されその他端は中性点COMへ接続されている。
なお第１及び第２のオペアンプ７，８で電圧検出
信号（負の半波期間）が平滑化され、電圧検出信
号そのものが直流レベルの電圧信号として取出さ
れる。９はダブルベースダイオードＵを主体にし
て構成した弛張発振回路で、Ｒ及びＣはその時定
数回路を構成する抵抗及びコンデンサである。１
０は弛張発振回路の出力でセツトされ電圧検出信
号の正の半波期間にリセツトされるフリツプフロ
ツプで、１１は第１図に示す各インバータに所望
のゲート信号を与える信号発生回路である。

以上のように構成される本実施例の定常時の動
作を第５図のタイムチヤート図を基に詳述する
と、なお第４図に示す符号Ａ，Ｂ……Ｇと第５図
の同一符号とはそれぞれ対応されており、例えば
第１図に示す高周波インバータが第２図の動作モ
ードで所定の動作を行ない、これを基に第４図の
変成器T_Fより取出される負荷側タンク回路の電
圧波形が第５図Ａに示す波形であつたものと仮想
する。この電圧検出信号は５のコンパレータに導
びかれて各半波毎の零点が取出され、正の半波期
間であればD₁のダイオードを通して１０のフリ
ツプフロツプがリセツトされ、又、負の半波期間
であればダイオードD₂を通して負の半波期間に
相応する期間だけ第５図Ｂに示すような矩形波信
号が出力される。この矩形波信号Ｂは６のモノマ
ルチに導びかれ、矩形波信号の立上り（検出信号
の零点を意味する）でモノマルチ６が動作して、
第５図Ｃに示すような所定期間T_Wに渡つて継続
する矩形波信号Ｃを第１のオペアンプ７に出力す
る。このオペアンプ７では入力される矩形波信号
Ｃを積分して、この積分出力値と設定器VRより
与えられるバイアス量とを第２のオペアンプ８で
比較−増幅する。このような各オペアンプの所定
の動作によつて第２のオペアンプ８より第５図Ｄ
に示すような直流レベルの信号が取出される。こ
の直流レベルの電圧信号が弛張発振回路９のダブ
ルダイオードＵのベース端子に加えられ、この弛
張発振回路９ではＣ−Ｒ時定数回路の時定数と加
えられるベース電位とによつて所定の弛張発振を
行なうようになる。かかる所定の発振特作は電圧
検出信号が負の半波期間にある場合のみ行なわ
れ、パルス状の発振出力信号（第５図Ｅに示す）
を以つて１０のフリツプフロツプがセツトされ、
このセツト出力（第５図Ｆに示す）で１１のゲー
ト発生回路より第５図Ｇに示すような所望のゲー
ト信号が出力され、第１図に示す各インバータ
２，３の動作タイミングが規制されることにな
る。

このように第４図の回路は定常時は所定の動作
を行なうものであるが、かかる動作で重要なこと
は、９の弛張発振回路が所定の発振動作を行なう
動作タイミングが実施例では時定数回路の時定数
を固定化した場合を例示したので、入力される負
の直流レベルのベース電位信によつて規制される
ことである。この直流レベルのベース電位信号
は、第５図Ａ〜Ｄに示す各波形図の推移より明ら
かなように、入力される電圧検出信号の周期によ
つてベース電位のレベルが変化し、例えば電圧検
出信号の周期、即ち第１図に示す高周波インバー
タの出力周波数が高い場合は、ベース電位の負の
レベルが（−）側に一層深くなつて、これにより
弛張発振回路９が所定の発振を行なうタイミング
の位相T₀（第５図Ｅに示す）が進み、第２図に示
すインバータの出力電圧V₃に対する出力電流
の遅れ時間T₀が小さくなる。これとは反対に第
１図に示す高周波インバータの出力周波数が低い
場合、上記したベース電位の負のレベルが側に
引上げられるので、９の発振回路が発振を開始す
るタイミングの位相が遅れ、これによつてインバ
ータの出力電圧に対する出力電流の遅れ時間が大
きくなり、低周波領域に於ける有効電流に占める
無効電流の割合いが高くなつて、転流コンデンサ
の充電電圧が一層高まり、充分な転流余裕時間が
確保されると同時に大なる消弧パワーが得られる
ことになる。なお本実施例は弛張発振回路の時定
数を固定化してダブルベースダイオードのベース
電位を変化する場合を例示したが、例えばダブル
ベースダイオードのベース電位を固定化して、時
定数回路のコンデンサＣを第４図に示す第２のオ
ペアンプ８の出力信号でチヤージしその時定数を
変化するようにしても、略同様の効果を奏すもの
である。なおこの場合、第４図に示すオペアンプ
８の非反転アンプを反転アンプにして正の直流レ
ベルの信号が得られるようにすればよい。

以上のように本発明に於ては、インバータの出
力周波数に応じて出力電圧に対する出力電流の遅
れ時間を適宜調整し、以つて出力周波数に何ら関
係なく常に所要の無効電流を流し得るようにした
もので、以下に示すように種々の効果を奏すもの
である。

出力周波数に何ら関係なく所要の無効電流を
流し得るので、常に充分なる転流余裕時間を確
保でき安定した運転を行なうことができる。

特に低周波領域に於ける転流失敗を確実に防
止できるので、運転全域に渡つて非常に制御性
能性がよい高周波インバータを提供できる。

遅れ時間を調整する回路は比較的簡素化して
あるので、非常に経済的な高周波インバータを
提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は代表的な高周波インバータを示す具体
的な回路構成図、第２図はその動作を示す従来装
置の常時のタイムチヤート図、第３図は従来の制
御方法に於ける高周波時と低周波時のサイリスタ
Ａ−Ｋ間に印加される逆電圧波形の対応関係を示
す説明図、第４図は本発明の要部を示す具体的な
回路構成図、第５図はその動作を示すタイムチヤ
ート図。 ２−３はインバータ、４は負荷、５はコンパレ
ータ、６はモノマルチ、７−８はオペアンプ、９
は弛張発振回路、１０はフリツプフロツプ、１１
はゲート信号発生回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ コンバータの直流出力側の正負極間に直流電
   圧源となる直列接続したコンデンサを設け、この
   コンデンサの両端間に、直列接続したサイリスタ
   を並列接続して純ブリツジに構成するとともにそ
   の直列接続したサイリスタの共通接続点間に転流
   コンデンサが接続された第１、第２のインバータ
   を直列接続して設け、この第１、第２のインバー
   タの共通接続点と直列接続したコンデンサの共通
   接続点間に負荷タンク回路を接続し、第１のイン
   バータにより負荷タンク回路に正の半波期間の出
   力電圧を、第２のインバータにより負荷タンク回
   路に負の半波期間の出力電圧を供給するように第
   １、第２のインバータを交互に制御して高周波動
   作させる高周波インバータにおいて、 前記負荷タンク回路から検出された出力電圧の
   零点を取り出し、その出力電圧の負の半波の期間
   だけ出力を送出するコンパレータと、このコンパ
   レータが取り出す負の半波期間が始まる零点出力
   が供給され、この出力で動作して出力に一定のパ
   ルス幅出力を送出するモノマルチと、このモノマ
   ルチの出力を積分し、この積分値と設定値とを比
   較して出力に直流レベルの出力を送出する直流レ
   ベル取出回路と、この取出回路の直流出力が与え
   られ、コンパレータが負の半波期間が始まる零点
   を取り出したとき、発振動作を開始する弛張発振
   回路と、この発振回路の出力でセツトされ、コン
   パレータが正の半波期間が始まるときリセツトさ
   れるフリツプフロツプと、このフリツプフロツプ
   の出力信号で動作され、出力に第１、第２のイン
   バータへ供給されるゲート信号を発生する信号発
   生回路とを備えてなることを特徴とする高周波イ
   ンバータの制御装置。