JPS6317257B2

JPS6317257B2 -

Info

Publication number: JPS6317257B2
Application number: JP55113504A
Authority: JP
Inventors: Kazuo Watanabe
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1980-08-20
Filing date: 1980-08-20
Publication date: 1988-04-13
Also published as: JPS5738033A

Description

【発明の詳細な説明】この発明は、スイツチング方式のFMステレオ
復調回路を備えたFM受信装置に関する。

FM受信装置においては、搬送波が雑音波によ
つて位相変調された部分がFM検波器で検出され
て雑音出力になる。搬送波が雑音波によつて位相
変調される大きさは、搬送周波数と雑音周波数と
の差に応じて変り、雑音波が一様に分布しておれ
ば、周波数に比例して大きくなる。この特性を
FM三角雑音特性という。

FMステレオ復調においては、ステレオコンポ
ジツト信号における23KHz〜53KHzの副チヤンネ
ル信号周波数帯中に含まれる雑音のために、モノ
ラル復調のように可聴周波数の範囲である15KHz
までの小さな三角に囲まれた部分が雑音出力とな
るのに比べ、信号対雑音比（以下、Ｓ／Ｎ比とい
う）が悪化する。

振幅制限効果がなくなる弱入力電界時には、特
に振幅変調分と位相変調分とによつてＳ／Ｎ比が
小さくなるため、ステレオ復調時には上述のよう
な広帯域にわたる雑音により、Ｓ／Ｎ比が急激に
悪化する。

例えば、日本公開特許出願明細書No.17604／
1976によれば、FM検波器の出力のノイズレベル
によつてFMステレオ／モノラルの自動切換えを
行なうことにより、もしくはFM中間周波増幅出
力レベルにより、入力電界強度を検出して、FM
ステレオ／モノラルの自動切換えを行なうことに
より、音質の低下を防ぐことが公知である。

しかし、この方式にあつては、ステレオ／モノ
ラル切換えのスレツシホルド付近でノイズレベル
又は入力電界強度レベルが変化する場合、ステレ
オ−モノラルの切換えが常に行なわれることとな
り聞きずらいものとなる。特に、カーラジオ等の
ように、入力電界強度の変化の大きものにあつて
は、上記スレツシホルドレベルに多少のヒステリ
シス特性を持たせても、上記ステレオ／モノラル
の切換えによる雑音量の変化、音場感の変化が大
きいため、極めて聞きずらいものとなる。

そこで、本願出願人においては、上記ステレ
オ／モノラルの頻繁な切換えによる欠点を防ぐた
め入力電界強度に応じてスイツチング方式のFM
ステレオ副調回路に印加される38KHzスイツチン
グ信号レベルを連続的に変化させることによりス
テレオ分離度を連続的に変化させることを提案し
た（特願昭54−8237号、昭和54年１月29日提出）。

しかし、上記提案の制御方式にあつては、放送
周波数が極めて近似した二つのFM放送信号間の
信号妨害、又は直接波と反射波とによるマルチパ
スによつて、強入力電界強度の受信局の下でも、
可聴周波数外のビート成分がFM検波出力信号に
含まれる場合、このビート成分がFMステレオ復
調回路で使用される38KHzのスイツチング信号の
高調波成分によつてビートダウンされ、可聴周波
数に変換されてＳ／Ｎ比を悪化させることを防止
することができないという欠点が本発明者の検討
により明らかにされた。

この発明の目的は、Ｓ／Ｎ比の改善を図つた
FM受信装置を提供することにある。

この発明の基本的特徴によれば、入力電界強度
信号及びFM検波信号に含まれる高域雑音検出信
号がスイツチング方式のFMステレオ復調回路の
Ｓ／Ｎ比改善に使用される。

以下、この発明を実施例とともに詳細に説明す
る。

第１図は、この発明の具体的実施例によるFM
マルチプレツクス復調回路を用いたFM受信装置
の回路図を示している。

アンテナ２４で受信されたFM無線周波信号
V_ANTTは無線周波増幅器２５によつて増幅され、
ミクサー２６に印加される。ミクサー２６には、
局部発振器２７によつて発生された局部発振信号
が印加される。かくして、ミクサー２６の出力端
子からFM中間周波信号V_IFINが得られ、このFM
中間周波信号はフイルター２８に印加される。

破線IC１はFM中間周波信号処理用の半導体集
積回路１００であつて、その１番端子は入力端子
として、上記フイルター２８よりのFM中間周波
信号V_IFINが印加されている。入力端子としての
１番端子に印加されたFM中間周波信号は多段接
続された第１中間周波増幅器２９、第２中間周波
増幅器３０、第３中間周波増幅器３１により増幅
される。この多段接続された第１、第２および第
３中間周波増幅器２９，３０，３１はFMリミツ
ターとして動作するので、FM入力信号中の不所
望なAM信号成分がこのFMリミツターによつて
除去されることができる。

インダクターL₁，L₂、容量C₂₁、抵抗R₂₁から
構成され半導体集積回路１００の８番、９番、10
番端子に接続された位相遷移回路３２とゲート検
波器３３とはFM検波器を構成する。この種の
FM検波器は1967年11月発刊のIEEE
TRANSACTION ON BROADCAST AND
TELEVISION RECEIVERS VOLUME BTR
−13NUMBER3pp60−65に報告されている。

上記第１、第２、第３中間周波増幅器２９，３
０，３１および上記９番端子にはそれぞれ第１、
第２、第３、第４レベル検波器３４，３５，３
６，３７が接続され、これらの検波器３４〜３７
は各部におけるFM中間周波信号のピーク値を検
出する。これらのピーク検波器３４〜３７の出力
信号はチユーニイングメーター駆動回路３８に印
加され、このチユーニイングメーター駆動回路３
８の出力信号は、13番端子および抵抗R₂₂を介し
てチユーニイングメーター３９に印加される。こ
れらのピーク検波器３４〜３７とチユーニイング
メーター駆動回路３８は米国特許第3673499号お
よび第3701022に報告されている。

上記第１レベル検波器３４の他の出力は15番端
子を介して自動利得制御電圧として無線周波増幅
器２５に印加され、この増幅器の増幅利得が制御
される。

ゲート検波器３３の第１の出力信号は自動周波
数制御増幅器４０に印加され、該増幅器４０の出
力信号は７番端子を介して局部発振器２７に印加
される。かくして、局部発振器２７より得られる
局部発振信号の周波数が制御されるので、FM受
信器は所定の無線周波信号から離調することがな
く安定化された同調動作を行うことができる。

ゲート検波器３３の第２の出力信号はステレオ
コンポジツト信号であつて、オーデイオ増幅器４
１を介して６番端子に送出される。

第４レベル検波器３７の他の出力信号はミユー
ト駆動回路４２に印加され、ミユート駆動回路４
２の出力信号は12番端子に送出される。この12番
端子の出力信号は抵抗R₂₃，R₂₄および５番端子
を介してオーデイオミユート制御増幅器４３に印
加される。このオーデイオミユート制御増幅器４
３の出力信号はオーデイオ増幅器４１に印加され
る。

以上説明したFM中間周波信号処理用の半導体
集積回路１００として、すでに米国RCA社によ
り販売されている集積回路型名CA3089もしく
は日立製作所により販売されている集積回路型名
HA1137Wを利用することができる。

破線IC２は、本発明に従つたFMステレオ復調
用の半導体集積回路２００である。上述の半導体
集積回路１００の６番端子におけるステレオコン
ポジツト信号は、容量C₂₃を介して半導体集積回
路２００のプリアンプ４４に印加される。位相検
波器４５、ローパスフイルタ４６、直流増幅器４
７、電圧制御発振器４８、周波数デバイダ４９，
５０はフエーズロツクループ（PLL）回路５１
を構成する。

電圧制御発振器４８は、ステレオコンポジツト
信号に含まれる19KHzのパイロツト信号の整数倍
の周波数（例えば76KHz）の発振信号を発生す
る。周波数デバイダ４９は、76KHzの発振信号を
分周するので、出力線l₁，l₂上には互いに逆位相
で振幅値が互いに等しいところの二つの38KHz出
力信号が送出される。さらに周波数デバイダ５０
は、出力線l₁上の38KHz信号を分周するので、出
力線l₃上には19KHzの出力信号が送出される。位
相検波器４５は、プリアンプ４４の出力より得ら
れたステレオコンポジツト信号中の19KHzパイロ
ツト信号の位相と周波数デバイダ５０より得られ
た19KHz出力信号の位相との相違を検出する。位
相検波器４５の出力信号はローパスフイルタ４６
と直流増幅器４７とを介して電圧制御発振器４８
に印加されるので、周波数デバイダ４９より得ら
れる38KHz信号はステレオコンポジツト信号中の
正確な19KHzパイロツト信号と実質的に完全に同
期されることになる。従つて、周波数デバイダ４
９より得られた38KHz信号はステレオ復調のため
差動増幅回路の形式の信号供給回路２２に印加さ
れる。

周波数デバイダ５２、位相検波器５３はパイロ
ツト信号有無を検出するための検出回路５４を構
成する。周波数デバイダ５２は出力線l₂上の38K
Hz出力信号を分周し、19KHz信号を位相検波器５
３に供給する。従つて、位相検波器５３は、プリ
アンプ４４の出力より得られたステレオコンポジ
ツト信号に含まれる19KHzパイロツト信号の信号
レベルを検出し、雑音成分には実質的に応答しな
い。位相検波器５３の検出出力信号はローパスフ
イルタ５５、直流増幅器５６を介してランプ駆動
回路５７に伝達される。ランプ駆動回路５７は直
流増幅器５６の出力信号に対する入力特性におい
てスレツシユホールドを持ち、このスレツシユホ
ールド値以上の直流増幅器５６の出力信号に対し
６番端子に接続されたステレオインジケータラン
プ５８を点燈せしめる。このステレオインジケー
タランプ５８の点燈は、FM受信機がステレオ放
送信号を受信していることを示し、これと反対に
ステレオインジケータランプ５８の非点燈はモノ
ラル放送受信の受信状態を示す。

このようなランプ駆動回路を具備したPLL型
ステレオ復調用の半導体集積回路は1971年11月発
刊のElectronics pp62−66に報告されている。

一方、信号供給回路２２はトランジスタQ₇，
Q₈，Q₉、抵抗R₁₀，R₁₁，R₁₂によつて構成されて
いる。ステレオ復調器２０，２１は負荷手段が電
流ミラー回路５９，６０によつて構成され、トラ
ンジスタQ₁〜Q₆、抵抗R₁〜R₇によつて構成され
ている。また抵抗R₃は５番端子を介してセパレ
ーシヨン調整用可変抵抗R₃′に接続されている。
この抵抗R₃′の抵抗値を調整することによつて、
左および右チヤンネルの復調出力信号L_OUT，R_OUT
間のセパレーシヨンを調整することができる。

プリアンプ４４の出力線l₅には一定の直流バイ
アス電圧V_B1が与えられ、他の出力線l₆にはステ
レオコンポジツト信号が供給されている。ステレ
オ復調器２０，２１の出力線l₇には右チヤンネル
復調信号電流i_Rが電流ミラー回路６０の入力電流
として流れ、他の出力線l₈には左チヤンネル復調
信号電流i_Lが電流ミラー回路５９の入力電流とし
て流れる。電流ミラー回路５９，６０の抵抗
R₁₃，R₁₄，R₁₅，R₁₆の抵抗値を互いに等しく定
めることにより、出力電流i_R′，i_L′の電流値を入
力電流i_R，i_Lの電流値を等しくすることができる。
トランジスタQ₁₆，Q₁₇のベースには定バイアス
電圧V_B2が印加されることにより、これらのトラ
ンジスタは定電源トランジスタとして動作する。

半導体集積回路１００の13番端子に得られたチ
ユーニイングメーター駆動電圧は制御電圧V_Cと
して半導体集積回路２００の10番端子と１番端子
とに印加される。

次に、アンテナ２４におけるアンテナ入力電圧
V_ANTTのレベル変動に対する本発明のFM受信器
の動作を下記に説明する。

第２図に示すようにアンテナ入力電圧V_ANTTが
所定値V_ANTT1以上の場合、半導体集積回路１００
の15番端子に得られる自動利得制御（AGC）電
圧V₁₅は、無線周波増幅器２５の電圧利得を、そ
の最小値G_vnioと最大値G_vnaxとの間の値に制御す
る。この場合は、フイルタ２８から得られるFM
中間周波入力信号V_IFINのレベルは一定となる。

さらに第２図に示すようにアンテナ入力電圧
V_ANTTが上記所定値V_ANTT1以下になると、無線周
波増幅器２５の電圧利得はその最大値G_vnax以上
に増加することはない。従つて、この場合はアン
テナ入力電圧V_ANTTのレベルが低下すると、FM
中間周波入力信号V_IFINのレベルは低下する。こ
の低下は雑音成分によつて第２図の線l_Tに示すよ
うに零レベルとなることはない。

第３図は、上記FM中間周波入力信号V_IFINのレ
ベルの変化に対する半導体集積回路１００の12番
端子、13番端子、15番端子の端子電圧V₁₂，V₁₃，
V₁₅の変化を示している。特にFM中間周波入力
信号V_IFINが第１の所定値V_IFIN1以下となるとＳ／
Ｎ比が極端が悪くなるので、12番端子のミユート
電圧V₁₂は1.4ボルト以上に上昇するとともに抵抗
R₂₃，R₂₄、５番端子、オーデイオミユート制御
増幅器４３を介してオーデイオ増幅器４１に伝達
される。かくして、FM中間周波入力信号が上記
第１の所定値以下となるとオーデイオ増幅器４１
の電圧利得は零になり、６番端子にはいかなるス
テレオコンポジツト信号も現われることはなくオ
ーデイオミユート動作が達成される。

また、第３図に示すようにFM中間周波入力信
号V_IFINのレベルが、80dBμの値に近似したレベ
ルV_IFIN2以下となるとステレオ復調時のＳ／Ｎ比
の低下が無視できなくなる。本実施例ではFM中
間周波入力信号V_IFINが100dBμ以上の場合は、13
番端子のチユーニイングメーター駆動電圧V₁₃
（V_C）は一定であるので、10番端子における抵抗
R₂₇〜R₂₉ダイオード接続トランジスタQ₁₈の直流
径路にはこの一定のメーター駆動電圧V₁₃に対応
した一定の制御電流I_Cが流れる。この場合、信号
供給回路２２としての差動増幅回路の電圧利得は
高い値に制御されるので、高レベルの38KHzスイ
ツチング副搬送波信号が信号供給回路２２から復
調回路２０，２１に伝達される。かくして、この
場合復調回路２０，２１はステレオ復調の再生動
作を実行する。

一方、FM中間周波入力信号V_IFINのレベルが
100dBμ以下に低下すると、上記制御電流I_Cの電
流値はV_IFINのレベル低下に従つて低下する。従
つて、信号供給回路２２の電圧利得が低下するの
で、復調回路２０，２１へ伝達される38KHzスイ
ツチング信号のレベルが低下する。かくして、復
調回路２０，２１におけるステレオ・セパレーシ
ヨンが次第に低下する。

チユーニイングメーター駆動電圧V_Cの低下が
続行すると、ダイオード接続トランジスタQ₁₈が
非導通となり制御電流I_Cの電流値は実質的に零と
なる。すると信号供給回路２２のトランジスタ
Q₉は非導通となり、38KHzスイツチング信号の信
号供給回路２２より復調回路２０，２１への伝達
が禁止される。かくして、復調回路２０，２１は
モノラル再生動作を実行する。

従つて、第４図に示すようにFM中間周波入力
信号V_IFINが100dBμ以下に低下するとＳ／Ｎ比は
ステレオ再生時のＳ／Ｎ比L₁から線S′の径路でモ
ノラル再生時のＳ／Ｎ比L₂へ次第に変化するこ
とになる。これにともなつて、ステレオ・セパレ
ーシヨンS_epは線L₃に示すように次第に低下する
ことになる。

本発明の好適な実施例に従うと、半導体集積回
路２００の14番端子と15番端子とはそれぞれ容量
C₂₄，C₂₅を介して４番端子と３番端子とに接続さ
れ、この３番端子と４番端子とはそれぞれ第１可
変インピーダンス回路６１と、第２可変インピー
ダンス回路６２に接続されている。

第１可変インピーダンス回路６１はトランジス
タQ₂₀，Q₂₁、抵抗R₃₀，R₃₁により構成され、第
２可変インピーダンス回路６２はトランジスタ
Q₂₂，Q₂₃、抵抗R₃₂，R₃₃により構成されている。

第１可変インピーダンス回路６２と第２可変イ
ンピーダンス回路６２の各インピーダンスを制御
するためのインピーダンス制御回路６４が配置さ
れている。インピーダンス制御回路６１は信号反
転器６３、トランジスタQ₂₄，Q₂₅，Q₂₆、抵抗
R₃₄，R₃₅，R₃₆により構成されている。信号反転
器６３の入力（11番端子）には上記チユーニイン
グメーター駆動電圧V_C，V₁₃が印加されているの
で、トランジスタQ₂₄のベースにはFM中間周波
入力信号V_IFINのレベルの低下によつてそのレベ
ルが上昇する如き制御電圧V_B3が印加される。

従つて、FM中間周波入力信号V_IFINのレベルが
著しく低下するとトランジスタQ₂₄のコレクタ電
流が増加し、ダイオード接続トランジスタQ₂₅，
Q₂₆のベース・エミツタ順方向電圧V_BEが上昇す
る。すると第１可変インピーダンス回路中のトラ
ンジスタQ₂₀，Q₂₁および第２可変インピーダン
ス回路６２中のトランジスタQ₂₂，Q₂₃はその導
通度を増すので、各トランジスタのエミツタ入力
抵抗が低下する。

故に、第４図の線L₁′，L₂′に示すように第１お
よび第２可変インピーダンス回路６１，６２を採
用することによつて、FM中間周波入力V_IFINのレ
ベルが著しく低下した場合、14番端子と15番端子
の出力信号中の高周波雑音成分は容量C₂₄，C₂₅と
低インピーダンスの第１および第２可変インピー
ダンス回路６１，６２とを介して、接地点へ流さ
れるため、そのＳ／Ｎ比をより一層向上すること
ができる。

本発明の他の好適な実施例に従うと、信号供給
回路２２のトランジスタQ₉のベースにはステレ
オ−モノラル強制切換用のトランジスタQ₁₉が接
続されている。

FM受信器がモノラル放送信号を受信している
場合はプリアンプ４４のコンポジツト信号中には
もはや19KHzパイロツト信号は含まれていないの
で、パイロツト信号検出回路５４は低レベルの出
力信号を８番端子に送出するようになる。直流増
幅器５６の出力は低レベルとなり、この低レベル
の出力信号はランプ駆動回路５７の入力スレツシ
ユホールド以下の値となるので、ランプ駆動回路
５７はステレオインジケーターランプ５８を非点
燈状態に制御することによつてモノラル放送信号
の受信状態を示す。これと同時に、ランプ駆動回
路５７は出力線l₄にハイレベルの出力信号を送出
し切換用トランジスタQ₁₉をオン状態とせしめ
る。

従つて10番端子に供給されるメーター駆動電圧
V₁₃のレベル（FM中間周波信号V_IFINのレベル）
に無関係に、切換用トランジスタQ₁₉のオンによ
つて、トランジスタQ₉は強制的にオフさせられ
る。かくして、38KHzスイツチング信号は復調回
路２０，２１に伝達されなくなるので、復調回路
２０，２１はモノラル再生動作を実行するととも
に第４図に示すようにＳ／Ｎ比が線L₁からL₂に
強制的に切換えられる。かくして、FM受信器が
モノラル放送信号を受信している場合は、FM中
間周波信号のレベルに無関係に復調回路２０，２
１はモノラル再生動作を強制せしめられるため、
そのＳ／Ｎ比をより一層向上することが出来る。

そして、FM中間周波入力信号V_IFINが例えば
100dBμ以上の大きなレベルの下で放送周波数が
極めて近似した二つのFM放送信号間の信号妨害
等によるＳ／Ｎ比の悪化を防止するため、半導体
集積回路１００の６番端子から得られるFM検波
信号をハイパスフイルタ１を通すことにより、高
域雑音成分を取り出す。このハイパスフイルタ１
は、コンデンサC₃₀〜C₃₂及び抵抗R₄₀〜R₄₂により
構成され、23KHz〜53KHz帯域の副チヤンネル信
号の影響を受けないようにするため、その遮断周
波数が副チヤンネルの上限周波数である53KHzよ
りも大きく設定される。特に限定されないが、上
記ハイパスフイルタ１の遮断周波数は約60KHzに
設定される。

上記ハイパスフイルタ１の出力信号は、レベル
検波器２により検波される。この検波器は、結合
用コンデンサC₃₃、ダイオードD₁，D₂、平滑用コ
ンデンサC₃₄及び抵抗R₄₃から構成されている。こ
の検波器は、高周波雑音信号の振幅に応じた正の
電圧を形成する。

そして、反転バツフア回路３を介して、高周波
雑音信号レベルに逆比例した電圧信号を形成して
上記チユーニングメータ駆動電圧線に接続して、
ワイヤードアンド構成とするものである。

したがつて、高周波雑音信号レベルが大きくな
ると、これに逆比例した制御電圧により、チユー
ニングメータ駆動電圧を強制的に低下させること
により、前記説明したと同様に38KHzのスイツチ
ング信号レベルを低下させて、可聴周波数外のビ
ート成分と、38KHzのスイツチング信号の高周波
成分とのビートダウン成分を小さくすることによ
りＳ／Ｎ比の悪化を防止するものである。

すなわち、放送周波数が極めて近似した二つの
FM放送信号間の一次信号干渉によつて150KHz〜
450KHzの高周波帯域のビート成分がFM検波器の
出力に現らわれる。従来のFM受信装置では、上
記高周波帯域のビート成分と38KEzのスイツチン
グ信号の奇数次高調波成分（114KHz、190KEz…
…）との二次信号干渉によつて、耳ざわりな可聴
周波数帯域のビート信号がステレオ復調回路の出
力から生じるという問題があつた。一方、この実
施例によれば、FM検波出力信号における100KHz
以上の周波数成分のレベルの増大に従つて、ステ
レオ復調回路に印加される38KHzのスイツチング
信号の振幅レベルを低下せしめるため、上記問題
の発生を軽減することができる。

また、この実施例では、高周波雑音信号レベル
の増大とともに、ステレオ復調回路の出力側に設
けられた可変ローパスフイルタを構成する第１、
第２の可変インピーダンスを小さくさせる動作に
より、高域雑音の伝達を禁止してより一層のＳ／
Ｎ比の改善を図るものである。

以上の動作は、前記説明したチユーニングメー
タ駆動電圧によるＳ／Ｎ比改善動作と同様であ
る。

さらに、この実施例においては、FMステレオ
復調回路を構成するPLL回路、信号供給回路及
びステレオ復調回路の各回路間の信号伝達は直結
形で行なわれることより、半導体集積回路２００
内に形成することができるという利得を有する。

なお、この実施例回路では、高周波雑音信号レ
ベルに逆比例した電圧でチユーニングメータ駆動
電圧を強制的に低下させるものであるので、チユ
ーニングメータ３９がFM中間周波入力信号に追
従しなくなる。しかし、このメーター表示を実質
的なステレオ再生に適した受信状態を示すものと
して使用するとき便利なものとなる。

また、チユーニングメータ表示をFM中間周波
入力信号に追従させる場合には、チユーニングメ
ータ駆動電圧と高周波雑音信号検出電圧とをそれ
ぞれバツフア回路を介して共通とすればよい。こ
のバツフア回路としては、例えば、ダイオードを
介してそれぞれの電圧を半導体集積回路２００の
10番端子及び11番端子に供給することにより実現
できる。

この発明は、前記実施例に限定されず、例えば
ハイパスフイルタ１は、メカニカルフイルタのよ
うなバンドパスフイルタとしても良い。

また、レベル検波器２、バツフア回路３は、例
えば、半導体集積回路１００又は２００に内蔵さ
せるものであつてもよく、FM受信装置を構成す
る回路ブロツクの具体的回路は、前記説明したよ
うな動作を実現できるものであれば何んであつて
もよい。

【図面の簡単な説明】

第１図は、この発明の一実施例を示す回路図、
第２図は、アンテナ入力電圧−FM中間周波入力
信号特性を示す特性図、第３図は、FM中間周波
入力信号のレベル変化による第１図の回路中の各
端子電圧の変化を示す特性図、第４図は、第１図
の実施例の技術的効果を示す特性図である。１……ハイパスフイルタ、２……レベル検波
器、３……反転バツフア回路、２４……アンテ
ナ、２５……無線周波数増幅器、２６……ミクサ
ー、２７……局部発振器、３９……チユーニング
メータ、４６，５５……ローパスフイルタ、５８
……ランプ、１００……FM中間周波処理用の半
導体集積回路、２００……FMステレオ復調用の
半導体集積回路。

Claims

【特許請求の範囲】１ FM中間周波信号を増幅する中間周波増幅器
と、増幅された前記FM中間周波数信号をFM検
波するFM検波器と、前記FM検波器の検波信号
を復調し、復調信号を出力するFMステレオ復調
回路とを含むFM受信装置において、前記FM中
間周波増幅器中のFM中間周波増幅信号のレベル
を検出するレベル検出器と、前記FM検出器と前
記FMステレオ復調回路とを含む信号伝達経路中
の高域雑音のレベルを検出する雑音検出手段と、
前記FMステレオ復調回路に結合された38KHzの
スイツチング信号供給回路と、前記信号経路中に
結合された雑音除去手段と、前記レベル検出器の
出力と前記雑音検出手段の出力を共通に接続する
共通接続手段とを具備しており、前記共通接続手
段における出力レベルが第１のレベル以下の時、
前記38KHzのスイツチング信号供給回路の利得低
減動作を開始し、前記第１のレベルよりも低い第
２のレベル以下の時、前記雑音除去手段の雑音除
去動作を開始することにより前記復調信号のＳ／
Ｎ比を改善するようにしたことを特徴とするFM
受信装置。２特許請求の範囲第１項記載のFM受信装置に
おいて、前記共通接続手段には、前記雑音検出手
段の出力レベルを反転する反転バツフア回路を含
んでなることを特徴とするFM受信装置。３特許請求の範囲第１項記載のFM受信装置に
おいて、前記雑音除去手段は可変ローパスフイル
ターであることを特徴とするFM受信装置。