JPS63178635A - 送受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、無線データ通信などに用いられる送受信装置
に関する。

〔従来の技術〕

中短波帯による無線データ通信においては、フェージン
グなどの影響によって受信状態が変化する。従来、フェ
ージングなどによる受信状態の劣化を防止するための送
受信装置が種々提案されているが、特開昭５７−２０４
６５３号公報に開示される送受信装置はその一例となる
ものである。

すなわち、この送受信装置では、送信すべきデータ信号
に所望の誤り検出符号を付加し、このデータ信号を複数
の異なる周波数の搬送波で変調して複数の送信信号とし
、これを同時に送信する。

受信側では、これら搬送波が異なる送信信号を受信して
夫々復調する。そして、これら復調信号毎に先の誤り検
出信号を用いて誤り検出または誤り訂正を行ない、これ
とともに、所定期間毎に誤り検出回数または誤り訂正回
数を計測して、誤り検出回数または誤り訂正回数が最も
少ない復調信号を選択する。これにより、受信状態が最
も良好な受信信号が選択され、フェーシングによる影響
が低減される。

〔発明が解決しようとする問題点〕

ところで、上記従来技術によると、所定期間の誤り検出
回数または誤り訂正回数の計測結果にもとづいである復
調信号が最良の受信状態の受信信号として選択されるが
、この選択された復調信号は誤り検出回数または誤り訂
正回数の計測期間に最良の受信状態にあったものであり
、選択された後、この復調信号が最良の受信状態にある
という保障はない。フェージングによってこの計測期間
よりも短かい期間で受信状態が変化するような場合には
、誤り検出回数または誤り訂正回数の計測結果にもとづ
いて復調信号が選択されても、その後火の計測結果が出
る前に、この復調信号の受信状態が劣化してしまうこと
もある。

また、上記従来技術では、各受信信号毎に復調回路、誤
り検出回路や誤り訂正回路、誤り検出回数または誤り訂
正回数の比較回路、選択回路などが必要であり、このた
めに、回路構成が大規模になるという問題もあった。

本発明の目的は、かかる問題点を解消し、安定した受信
性能を有し、回路構成が簡単な送受信装置を提供するこ
とにある。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的を達成するために、本発明は、ベースバンドの
情報信号を変調し、所定周波数の搬送波で周波数変換し
て上側帯波、下側帯波からなる送信信号として送信し、
受信側では、受信信号から該所定周波数の搬送波を再生
して該上側帯波、下側帯波を夫々周波数変換、復調する
。

〔作用〕

受信側では、受信信号の上側帯波、下側帯波夫々からベ
ースバンドの前記情報信号を復調でき、このために、フ
ェージングなどによって上側帯波、下側帯波のいずれか
一方が受信不能となっても、他方からベースバンドの情
報信号が得られ、受信性能を安定化できる。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を図面によって説明する。

第１図は本発明による送受信装置の一実施例を示すブロ
ック図であって、１はデータ信号発生器、２．３は乗算
器、４．５は発振器、６．７はアンテナ、８Ａ、８Ｂは
ＢＰＦ　（バンドパスフィルタ）９Ａ、９Ｂは乗算器、
ＩＯＡ、’ＩＯＢはＢＰＦ、１１Ａ、ＩＩＢ、１２Ａ、
１２Ｂは乗算器、１３Ａ、１３Ｂ、１４Ａ、１４ＢはＬ
ＰＦ　（ローパスフィルタ）、１５Ａ、１５Ｂは乗算器
、１６Ａ。

１６Ｂはループフィルタ、１７Ａ、１７Ｂは電圧制御発
振器、１８は発振器、１９Ａ、１９Ｂは移相器、２０は
加算器、２１はインバータ、２２は出力端子である。

この実施例は２相ＰＳＫ方式によるものであり、第２図
を用いてその動作を説明する。

まず、送信側においては、データ信号発生器１からはデ
ータ信号ａ　（ｔ）が出力される。このデータ信号ａ　
（ｔ）は、乗算器２で発振器４からの角周波数ω。の信
号と乗算され、ＰＳＫ変調される。ここで、データ信号
ａ　（ｔ）はレベルがハイ、ローのみからなる２値のデ
ィジタル信号であり、ハイレベルは＋１に対応し、ロー
レベルは−１に対応する。また、発振器４の出力信号を
ｓｉｎω。ｔとすると、乗算器２から出力されるＰＳＫ
信号ＳＥＸは、 ５ＴＸ＝　ａ　　（ｔ　）　ｓｉｎω。ｔ　　−・−・
−（１）と表わされる。このＰＳＫ信号は、第２図（ａ
）に示すように、変調角周波数ω。を中心としたスペク
トルをもつ信号である。

ＰＳＫ信号ＳＴＸは乗算器３に供給され、発振器５から
出力される角周波数ω。の信号と混合される。ここで、
ω。〉ω。であり、乗算器３からは、第２図（ｂ）に示
すように、角周波数ω、を中心として角周波数（ω。＋
ω。）の上側帯波ＳＵＰと角周波数（ω０−ω。）の下
側帯波Ｓ、。、とからなる信号Ｓが得られる。すなわち
、発振器５の出力信号をｓｉｎωｃｔとすると、乗算器
３の出力信号Ｓは、上記式（１）により、 Ｓ＝ａ　　（ｔ）ｓ　ｉｎω。ｔ　−ｓ　ｉｎωｃ　ｔ
一−ａ（ｔ）　（ｃｏｓ（ω６−ω。）　ｔ−ｃｏｓ　
（ωゎ＋ω。）１）・・・・・・・・・・・・（２） と表わされ、この式（２）の右辺第１項が下側帯波５Ｌ
ＯＩＩ＋、右辺第２項が上側帯波５ｔｌＦを表わしてい
る。換言すると、乗算器３はＰＳＫ信号ＳｆＸを角周波
数（ω。−ω。）の信号と角周波数（ω。

＋ω。）の信号とに変換する周波変換器として作用して
いる。乗算器３の出力信号Ｓはアンテナ６に供給され、
下側帯波Ｓ、。１、上側帯波５ＬＩＰともに送信される
。

次に、受信側においては、第２図（ｂ）および上記式（
２）で表わされる信号Ｓがアンテナ７で受信され、ＢＰ
Ｆ８Ａ、８Ｂに供給される。ＢＰＦ８Ａでは受信信号Ｓ
から上側帯波５ＬＩＰが分離され、ＢＰＦ８Ｂでは下側
帯波Ｓ　Ｌ（１１が分離される。

この上側帯波５ＬＩＰは乗算器９Ａに供給され、電圧制
御発振器１７Ａから出力される角周波数ω。

の信号と乗算される。ここで、上記式（２）によって上
側帯波ＳＵＰは、 ５ＬＩＰ＝　−−ａ　（ｔ）　ｃ　ｏ　ｓ　　（ωゎ＋
ωａ）ｔ・・・・・・・・・・・・（３） と表わされ、また、電圧制御発振器１７Ａの出力信号を
５ｉｎ（ωｃ　ｔ＋φ）（但し、φは受信信号Ｓでの発
振器５から出力される信号と電圧制御発振器１７Ａの出
力信号の位相差）とすると、乗算器９Ａの出力信号は、 ３　ＬＩＰ　Ｘ　Ｓ　１　ｎ　（ωＣを十φ）＝　−−
ａ　（ｔ）　ｃｏｓ　（ωＣ＋ωｏ　）ｔ−ｓｉｎ（ω
ｃｔ＋φ）−ｍ−ａ（ｔ）　（ｓｉｎ（２ω己＋ω。ｔ
＋φ）−ｓｉｎ（ω。を−φ））・・・・・・・・・・
・・　（４） となり、ＢＰＦ　１０Ａで不要帯域成分（上記式（４）
の右辺第１項）を除去することにより、次式で示す信号
Ｓ　ＲＸＬＩが得られる。

５ＩＩＸＩＩ　＝　　　　ａ　　（ｔ）　ｓｉｎ　（ω
。を−φ）・・・・・・・・・・・・　（５） この信号Ｓ□０は、上記式（１）で表わされるＰＳＫ信
号ＳｔＸに対し、ディジタル値が比例し、かつ位相が−
φだけずれた信号であり、以下、これもＰＳＫ信号と呼
ぶことにする。このＰＳＫ信号Ｓ　ＲＸＬＩは乗算器１
１Ａ、１２Ａに供給される。

乗算器１１Ａでは、このＰＳＫ信号Ｓ　＊ｘｕが発振器
１８から出力される角周波数ω。の信号と乗算される。

ここで、発振器１８の出力信号をｓｉｎ（ｍｏｔ＋φ０
）（但し、φ。はＰＳＫ信号Ｓ、１ＸＩＩでの発振器４
から出力される信号と発振器１８の出力信号との位相差
）とすると、上記式（５）番こより、乗算器１１Ａの出
力信号は、 ＳＲＸ、　ｘｓ　ｉｎ　（ω、　　ｔ＋φ。）■ 一二ａ（ｔ）ｓｉｎ（ω、１−φ）・５ｉｎ（ω。Ｌ十
φ。）＝−ａ（υ（ｃｏｓ　（φ＋φ。）−ｃｏｓ（２
ωｏｔ−φ＋φ。））・・・・・・・・・・・・（６） となり、ＬＰＦ１３Ａで不要高周波成分（弐（６）の右
辺第２項）を除去することにより、次式で表わされる信
号５ＩＬＩが得られる。

Ｓ＋ｕ＝　　　　ａ　　（ｔ）ｃｏｓ（ψ＋φｏ）　＋
＋＋　（７）一方、乗算器１２Ａでは、発振器１８の出
力信号が移相器１９Ａで９０°移和されて供給され、こ
れとＢＰＦＩＯＡからのＰＳＫ信号Ｓ。Ｕとが乗算され
る。移相器１９Ａの出力信号は−ＣＯ３（ω。ｔ＋φ。

）であるから、上記式（５）から、５ＲＸＬＩ　Ｘ　（
−ｃｏｓ（ω。ｔ＋φ。））■ ＝−ａ（ｔ）ｓｉｎ（ω。を−ψ）　・（−ｃｏｓ（ω
ｏＬ＋φ。））一−−ａ（をン　　（ｓｉｎ（２ω。を
−φ　＋　φ　０）−ｓｉｎ（φ　＋　φ　ｏ）　　　
）・・・・・・・・・・・・　（８） となり、ＬＰＦ１４Ａで不要高周波成分を除去すること
により、次式で表わされる信号Ｓ。Ｕが得られる。

５ｏｕ＝−ａ（ｔ）ｓｉｎ　（φ＋φ、）−（９）この
信号ＳＯＵと式（７）で表わされるＬＰＦ１３Ａの出力
信号３＋１１とは乗算器１５Ａで乗算され、次式で表わ
される信号ＳＥＬを得る。

Ｓ　ＥＬＩ＝　Ｓ　＋ｕＸ　Ｓ　ｏｕ ＝−ａ（ｔ）２ｓｉｎ（φ＋φ。）・ｃｏｓ　（φ＋φ
。）（但し、ａ（ｔ）−±１であるから、ａ（ｔ）”＝
１）この信号５Ｅｔｌは電圧制御発振器１７Ａの出力信
号の受信信号における発振器５の出力信号に対する位相
差φ、発振器１８の出力信号の同じく発振器４の出力信
号に対する位相差φ。のみに応じた信号であり、以下、
位相差信号という。この位相差信号ＳＥＵはループフィ
ルター６Ａに供給されて位相制御電圧が形成され、これ
によってφ＋φｏ−〇となるように、電圧制御発振器１
７の出力信号の位相が制御される。この結果、上記式（
７）で表わされるＬＰＦ　１３Ａの出力信号ＳＯＵは、
Ｓ＋ｕ−ａ（ｔ）　　　・・・・・・・・・・・・・・
・（１１）となり、データ信号発生器１から出力される
データ信号ａ　　（ｔ）と同じディジタル値でレベルが
１／８となったデータ信号が得られることになる。

ＢＰＦ８Ｂで分離された下側帯波Ｓ　ＬＯＷに対しでも
同様の処理がなされるが、以下、各部の信号を示す。但
し、電圧制御発振器１７Ｂの発振角周波数はω。であり
、その出力信号は、これと受信信号での発振器５の出力
信号との位相差をφ′とすると、５ｉｎ（ωｃ　ｔ＋φ
′）となる。また、発振器１８の出力信号は５ｉｎ（ω
、１＋φ。）となる。

そこで、下側帯波ＳＬＯ％、ｌと電圧制御発振器１７Ｂ
の出力信号とが供給される乗算器９Ｂの出力信号は、 ＳＬｏｗ　Ｘ５ｉｎ　（ωｃ１＋φ′）一−ａ（ｔ）ｃ
ｏｓ（ω６−ω。）　ｔ　−５ｉｎ（ωｃｔ＋φ′）＝
　−ａ（ｔ）　（ｓｉｎ（２ωｃｔ−ω。ｔ＋φ”　）
４ｓｉｎ（ω。ｔ＋φ′）） となり、これをＢＰＦ　１０Ｂを通して不要帯域成分（
上式の右辺第１項）を除くことにより、次式で表わされ
る信号Ｓ　ＩＩＸＬが得られる。

Ｓ　、ｌｘｔ　＝　　ａ（ｔ）ｓｉｎ（ω。ｔ＋φ’）
　・−・−・−・・−（１２）また、乗算器１１Ｂの出
力信号は、 Ｓ＊ｘＬＸ　ｓ　ｉ　ｎ（ω。ｔ＋φ。）＝　−ａ　（
ｔ）　ｓ　ｉｎ　（ω。ｔ＋φ′）・５ｉｎ（ω。ｔ＋
φ。）＝−ａ（ｔ）　（ｃｏｓ（φ′−φ。）−ｃｏｓ
（２ω。、ｔ＋φ′−φ。））であり、この信号の不要
高域成分（上式の右辺第２項）をＬＰＦ　ｌ　３Ｂで除
去することにより、次式で表わされる信号ＳＩＬが得ら
れる。

Ｓ　＋ｔ　＝　−ａ（ｔ）ｃｏｓ（φ′−φｏ＞　・・
・・−・（１３’）一方、乗算器１２Ｂの出力信号は、 Ｓ＋＋ｘｔ　Ｘ　（−ｃｏｓ　（ωｏｔ＋φｏ）　）＝
　−ａ　（ｔ）　ｓ　ｉｎ　（ω。ｔ＋φ′）・　（−
ｃｏｓ（ω。ｔ＋φ。）） ＝　−−ａ（ｔ）　（ｓｉｎ（２ω。ｔ＋φ′＋φ。）
＋５ｉｎ（φ′−φ。）） となり、ＬＰＦ　ｌ　４Ｂで不要高周波成分（上式の右
辺第１項）を除くと、次式で表わされる信号ＳＱＬが得
られる。

■ ５ＱＬ＝　　　　　ａ（ｔ）ｓｉｎ（φ′−φ。）・・
・・・・（１４）上記式（１３）で表わされる信号ＳＩ
Ｌと式（１４）で表わされる信号Ｓ、Ｌとを乗算器１５
Ｂで乗算し、インバータ２１で極性反転すると、次式で
表わされる位相差信号ＳＥＬが得られる。

５ＥＬ−（Ｓ＋ｔＸＳＱＬ） 一□ａ（υ”５ｉｎ（φ′−φｏ　）　・ｃｏｓ（φ′
−φ。）＝　−５ｉｎ　２　（φ′−φ。）・・・・・
・・・・・・・（１５）１２日 この位相差信号ＳＥＬはループフィルタ１６Ｂに供給さ
れて位相制御信号が形成され、これで電圧制御発振器１
７Ｂがφ′−φ。＝Ｏとなるように制御される。この結
果、上記式（１３）で表われる信号ＳＩＬは、 ５ＩＬ＝　　　　ａ　（ｔ）　　・・・・・・・・・・
・・・・・（１６）となり、データ信号発生器１から出
力されるデータ信号ａ　　（ｔ）と同一ディジタル値を
有し、レベルが１／８となったデータ信号が得られる。

ＬＰＦ１３Ａ、１３Ｂから出力されるデータ信号Ｓ　ｌ
ｔｌ＋　　Ｓ　ＩＬは加算器２０に供給される。

受信側における上記の上側帯波ｓｕ＋’の処理系と下側
帯波ｓ　ｔｏｗの処理系とは同一構成をなして遅延量を
等しくしている。このために、フェージングなどの影響
がなければ、ＬＰＦ１３Ａ、１３Ｂからデータ信号発生
器ｌが出力するデータ信号ａ（１）と同一ディジタル値
で互いにレベルが等しいデータ信号Ｓ　ＩＵ＋　　Ｓ　
＋ｔが同位相得られ、これらが加算器２０で加算されて
出力端子２２から出力される。したがって、出力端子２
２には、レベルは異なるが、元のデータ信号ａ　（ｔ）
が得られることになる。

また、フェージングなどの影響によって上側帯波ＳＵＰ
、下側帯波ｓ　ｔｏｗのいずれか一方の受信状態が劣化
しても、他方によって出力端子２２に元のデータ信号ａ
　　（ｔ）が得られる。

以上のように、この実施例では、フェージングなどが生
じても、現時点で受信状態が良好な方の側帯波から周波
数変換のための角周波数ωゎの信号を再生できてデータ
信号が復元されるから、常時受信性能を良好に保持する
ことができる。しかも、復調手段を用いるだけで誤り検
出訂正手段、選択手段などの受信状態の判定のための手
段を必要としないから、回路構成も簡単となる。

なお、発振器１８として水晶発振器を用いると、その精
度で帰還ループのロックを安定化することができる。

第３図は本発明による送受信装置の他の実施例を示すブ
ロック図であって、２３は分周器、２４Ａ、２４Ｂは乗
算器、２５Ａ、２５ＢはＢＰＦ。

２６Ａ、２６Ｂは乗算器、２７Ａ、２７ＢはＬＰＦ、２
８は乗算器、２９はループフィルタ、３０は電圧制御発
振器、３１は移相器、３２は分周器であり、第１図に対
応する部分には同一符号をつけている。

この実施例も２相ＰＳＫ方式によるものである。

第３図において、送信側は第１図に示した実施例とほと
んど同じであるが、ただ乗算器２に供給されるＰＳＫに
変調のための信号の角周波数ω０と乗算器３に供給され
る周波数変換のための信号の角周波数ω。との関係を、 ω。＝Ｎω。　　・・・・・・・・・・・・（１７）と
しており、このために、角周波数ω。の信号は発振器５
で形成し、角周波数ω。の信号は角周波数ω。の信号を
分周器２３で１／Ｎに分周して形成している。そこで、
アンテナ６から送信される信号Ｓの上側帯波５ＬＩＰ、
ＳＬ。１は夫々、上記式（２）。

（７）により、 Ｓ　ｕｐ　＝　　　　　ａ（ｔ）ｃｏｓ（ωゎ＋ωｏ）
　　ｔ＝　−−ａ　（ｔ）　ｃｏｓ　（Ｎ　＋　１）　
（ＩＪ。ｔ−（１８）Ｓ　ｃｏｈ　＝　　　　ａ（Ｌ）
ｃｏｓ（ωｏ−ω。）し＝　−ａ（ｔ）ｃｏｓ（Ｎ　−
１，）　ω、　ｔ　−（１９）となる。

受信側では、上記式（２）で表わされる受信信　　　−
号Ｓが乗算器２４Ａ、２４Ｂに供給される。乗算器２４
Ａでは、この受信信号Ｓと電圧制御発振器３０からの角
周波数ω。の信号とが乗算処理される。受信信号と電圧
制御発振器３０の出力信号との関係を第４図＜ａ＞に示
す。この電圧制御発振器３０の出力信号を５ｉｎ（ωｃ
ｔ＋φ）（但し、φは受信信号Ｓでの発振器５の出力信
号と電圧制御発振器３０の出力信号の位相差）とすると
、乗算器２４Ａの出力信号は、上記式（２）から、ＳＸ
ｓ　ｉｎ　（ωｅ　ｔ＋φ） ＝ａ（ｔ）ｓｉｎω。ｔ−５ｉｎωｃｔ−ｓｉｎ（ωｃ
ｔ＋φ）＝　　　　ａ（ｔ）ｓｉｎωｏ１・　（ｃｏｓ
φ−ｃｏｓ　（２ωｃｔ＋φ））・・・・・・・・・・
・・（２０） となり、ＢＰＦ２５Ａによって式（２０）の右辺第２項
の成分を除去すると、 ５ＲＸ＝　　　　ａ（ｔ）ｓｉｎωｏｊ’ｃＯ３φ・　
（２１）なる信号ＳＲＸが得られる。これは変調角周波
数ω。

のＰＳＫ信号ＳＴＸに位相差φによる減衰項を乗じたち
のである。この信号ＳＲＸを第４図（ｂ）に示す。

このＰＳＫ信号ＳＲＸは乗算器２６Ａに供給され、電圧
制御発振器３０の出力信号を分周器３２で１／Ｎに分周
して得られる基準信号により、同期検波される。

この基準信号は、 となる。したがって、乗算器２６　Ａの出力信号は、上
記式（２１）、　　（２２）により、Ｓ＊ｘＸｓｉｎ（
ω。ｔ＋φ。） 一−ａ（ｔ）ｓｉｎω。む’　ｃｏｓφ・５ｉｎ（ω。

ｔ＋φ０）＝　−ａ（ｔ）ｃｏｓφ・（ｃｏｓφ０−ｃ
ｏｓ（２ωａｔ＋φｏ））・・・・・・・・・・・・（
２３） となり、ＬＰＦ２７Ａでこの出力信号の不要高域成分（
式（２３）の右辺第２項）を除去することにより、次式
で表わされる信号Ｓ０が得られる。

５ｏ−−ａ（ｔ）ｃｏｓφ・ｃｏｓφｏ　””’・（２
４）一方、受信信号Ｓが供給される乗算器２４Ｂには、
電圧制御発振器３０の出力信号が移相器３１で９０°移
相されて供給される。この信号は−ｃｏｓ（ωＣｔ＋φ
）で表わされるから、乗算器２４の出力信号は、上記式
（２）式から、 Ｓ　ｘ　（−ｃｏｓ　（ωｃ　ｔ＋φ））＝−ａ（ｔ）
ｓｉｎωｏｔ争ｓｉｎωｃｔ　−ｃｏｓ（ωｃｔ＋φ）
＝　−−ａ（ｔ）ｓｉｎωｏｔ・　（ｓｉｎ（２ω、を
十φ）−ｓｉｎφ）　・・・・・・・・・・・・（２５
）となり、式（２５）の右辺第１項をＢ　Ｐ’Ｆ　２５
　Ｂで除去することにより、次式で表わされる信号Ｓ、
、ｌが得られる。

５ａｘ＝ａ（ｔ）ｓｉｎω。ｔ−５ｉｎ　φ・　（２６
）この信号ＳＥＸは位相差φが零のとき零となる。

この信号ＳＱＸは乗算器２６Ｂに供給され、分周器３２
からの基準信号によって同期検波される。

したがって、乗算器２６Ｂの出力信号は、５ｏｘＸｓｉ
ｎ　（（１７゜を十φ。）＝　　−ａ（ｔ）ｓｉｎ　　
ωｏ　ｔ−５ｉｎ　　φ　・５ｉｎ（ω。　ｔ＋φ。）
＝　−ａ（ｔ）ｓｉｎ　　φ　・（ＣＯ３φｏ−ｃｏｓ
（２ω、１＋φｏ　））・・・・・・・・・　（２７） となり、ＬＰＦ２７Ｂによって不要高周波数成分（式（
２７）の右辺第２項）を除去することにより、次式で表
わされる信号Ｓ□が得られる。

５ｐｓ＝　　　　ａ（ｔ）ｓｉｎ　φ’　ｃｏｓ　φ。

−・−・−（２８’）この信号ＳＤＩはデータ信号ａ　
（ｔ）によってレベルが正・負と変化するが、乗算器２
８で上記式（２４）で表わされるＬＰＦ２７Ａの出力信
号Ｓ０と乗算されることにより、次式で表わされるよう
に、データ信号ａ　（ｔ）に影響されない位相差信号Ｓ
Ｅが得られる。

ＳＦ　”５ｐｓｘＳ。

””　　　　ａ（ｔ）”ｓｉｎφ’　ｃｏｓ　φ’ｃｏ
ｓ”φ０＝ｓｉｎ２φ・（ｌ＋ｃｏｓ２φ。）・・・・
・・（２９）但し、ａ　（ｔ）　＝±１であるから、ａ
（ｔ）２＝１である。ここで、Ｎを充分大きな値に設定
すると、φ０＝ψ／Ｎは充分小さいとみなすことかでき
、したがって、ｃｏｓ　２φ。ゼ１となるから、位相差
信号Ｓ、は次のようになる。

ＳＦ七　　５ｉｎ２φ・・・・・・（３０）この位相差
信号ＳＥはループフィルタ２９に供給されて位相差φに
応じた位相制御信号が形成され、これによってφ＝０と
なるように電圧制御発振器３０が制御される。

φ＝０のときにはφ。＝０であり、したがって、ｃｏｓ
φ−１，ｃｏｓφｏ＝１であるから、上記式（２４）で
表わされるＬＰＦ２７Ａの出力信号Ｓ０は、 Ｓ、＝　−ａ　　（ｔ）　　＝　（３１）となり、出力
端子２２にデータ信号発生器１から出力されるデータ信
号ａ　　（ｔ）と同一ディジタル値のデータ信号が得ら
れる。

以上はフェージングなどによる影響がなく、上側帯波５
ＬＩＦ、下側帯波Ｓ　ＬＯＷの受信状態が良好の場合で
あったが、次にフェージングなどの影響によって上側帯
波ＳＵＰが消失し、下側帯波ｓ　ｔｏｗのみを受信した
場合について説明する。

受信される下側帯波５ＬＯＩ＋１は、上記式（１９）で
表わされるから、乗算器２４Ａの出力信号は、Ｓｖｏｗ
　Ｘ５ｉｎ　　（ω（ｔ＋φ）■ ＝　−ａ（ｔ）ｃｏｓ（ω０−ω。）ｔ−ｓｉｎ（ωｃ
１＋φ）■ ＝　　　　ａ（ｔ）　（ｓｉｎ（ω。ｔ＋φ）＋５ｉｎ
（２ωｃ　ｔ〜ω。を十φ））・・・・・・（３２）で
表わされ、したがって、ＢＰＦ２５Ａの出力信号５ＩＩ
Ｋは、 ５ＲＸ＝　　　　ａ（ｔ）ｓｉｎ（ωｏ　ｔ＋φ）川・
・・（３３）となる。この信号ＳＩＩＭは変調角周波数
ω。のＰｓＫ信号がφだけ位相ずれした信号である。こ
の信号５ｊｌＫを乗算器２６Ａで分周器３２からの基準
信号によって同期検波すると、 Ｓ＊ｘＸｓｉｎ　（（ＩＪ。ｔ＋φ。）冨□ａ（ｔ）ｓ
ｔｎ（ω。ｔ＋φ）・５ｉｎ（ω。ｔ＋φ。）＝　−ａ
（ｔ）　（ｃｏｓ（φ−φ。）−ｃｏｓ（２ω。ｔ＋φ
＋φ。））・・・・・・・・・・・・（３４） となり、ＬＰＦ２７Ａの出力信号Ｓ０は、Ｓ０＝　−ａ
（ｔ）ｃｏｓ（φ−φｏ　）　−−（３５）となる。

一方、乗算器２４Ｂの出力信号は、 ＳＬｏｗ　Ｘ　（ｃｏｓ　（ω、ｔ＋φ））＝　　ａ（
ｔ）ｃｏｓ（ω。−ω。）ｔ・　（−ｃｏｓ（ω、ｔ＋
φ））＝　　−ａ（ｔ）　（ｃｏｓ（ω。ｔ＋φ）＋ｃ
ｏｓ（２ωｃ　ｔ−ω。ｔ＋φ））・・・・・・（３６
）となり、したがって、ＢＰＦ２５Ｂの出力信号８０に
は、 ５ＱＸ＝　−−ａ（ｔ）ｃｏｓ（ω、ｔ　＋φ）−（３
７）となる。この信号ＳＱＸは変調角周波数ω。のｐｓ
Ｋ信号ＳｔＸから位相がφだけずれた信号（式（３３）
）に対して直交する信号である。

この信号ＳＱＸは乗算器２６Ｂで分周器３２からの基準
信号によって同期検波され、 ３、ＸＸ５ｉｎ　（（ＩＪｏ　　ｔ＋φ。）＝　−−ａ
　（ｔ）　ｃｏｓ　（ω。１＋φ）幣５ｉｎ（ωｏ１＋
φ０）＝　−ａ（ｔ）　（ｓｉｎ（２ωｏ　ｔ＋φ＋φ
０）一５ｉｎ（φ−φ。））　・・・・・・・・・・・
・（３８）なる信号が得られ、したがって、ＬＰＦ２７
Ｂからは、次式で表わされる信号ＳＦＳが得られる。

■ Ｓ　Ｐ！１−ａ（ｔ）ｓｉｎ（φ−φ、　）　・−−−
−・（３９）この信号Ｓ０は乗算器２８でＬＰＦ２７Ａ
の出力信号Ｓ０と乗算され、次式で表わされる位相差信
号ＳＥが得られる。

Ｓ　Ｅ　　＝　Ｓ　ｏ　　”Ｓ　ｐｓ ＝　　　　　ａ　（ｔ）　”ｃｏｓ　（φ−φ。）　・
５ｉｎ（φ−φ。）（但し、ａ　　（ｔ）”　−１） ここで、φ。＝φ／Ｎであるからφ〉φ。であり、位相
差信号Ｓ６は正の信号である。

１′ Ｎを充分大きくすると、φｏ勺Ｏであり、この位相差信
号Ｓ。はループフィルタ２９に供給されて位相差φに応
じた位相制御信号が形成され、これによりφが零となる
ように電圧制御発振器３０が制御される。このために、
ｃｏｓ　　（φ−φｏ）−１となるから、上記式（３５
）により、ＬＰＦ２７Ａの出力信号Ｓ０は、 Ｓ０＝　−ａ　（ｔ　）　　・・・・・・・・・・・・
（４１）となり、出力端子２２にデータ信号発生器１が
出力するデータ信号ａ　　（ｔ）と同一ディジクル値の
データ信号が得られる。但し、この場合、出力端子２２
に得られるデータ信号Ｓ０のレヘルは、上記式（３１）
　、　　（４１）を比較して明らかなように、上側帯波
ＳＵＰと下側帯波ｓ　ｃｏｗとを受信した場合の１／２
となる。

次に、上側帯波ＳＵＰのみを受信した場合について説明
する。

受信された上側帯波５ＬＩＰは上記式（１８）で表わさ
れるから、乗算器２４Ａの出力信号は、５ＬＩＰｘｓｉ
ｎ（ωｃ　ｔ＋φ） ■ ＝　−−ａ　（ｔ）　ｃｏｓ　（ωＣ＋ωｏ）　　ｔ−
５ｉｎ（ωｃｔ＋φ）＝　−−ａ（ｔ）　（ｓｉｎ（２
ωｃｔ＋ωｏ１＋φ）一５ｉｎ（ωｏ　ｔ−φ））・・
・・・・・・・・・・（４２）となり、したがって、Ｂ
ＰＦ２５Ａの出力信号ＳＲＸは、 ３ＲＸ＝　−ａ（ｔ）ｓｉｎ（ωｏｔ−φ）・・・・・
・（４３）となる、さらに、乗算器２６Ａの出力信号は
、５ｕｘＸｓｉｎ　（ω０１＋φ。） ＝　　ａ（ｔ）ｓｉｎ（ω。ｔ−φ）・５ｉｎ（ω。ｔ
＋φ。）＝−ａ（ｔ）　　（ｃｏｓ（φ＋φ。）　−ｃ
ｏｓ　（２ω。ｔ−φ＋φ。））・・・・・・・・・・
・・・・・・・・　（４４）となり、したがって、ＬＰ
Ｆ２７Ａの出力信号ｓ０は、 Ｓ、　＝　−ａ（ｔ）ｃｏｓ（φ＋φ。）・・・・・・
（４５）となる。

一方、乗算器２４Ｂの出力信号は、 ５ｕｐＸ　（ｃｏｓ　（ωｅｔ＋φ））＝ａ　（ｔ）　
ｃｏｓ　（ωＣ＋ωｏ）　　ｔ　０ｃｏｓ（ωｃｔ＋φ
）＝　　　　ａ（ｔ）　（ｃｏｓ（ω。ｔ−φ）＋　ｃ
ｏｓ　（２ω、ｔ＋ω。ｔ＋φ））・・・・・・（４６
）となり、ＢＰＦ２５Ｂ（７）出力信号ＳＯＸは、５Ｑ
Ｘ＝　−ａ（ｔ）ｃｏｓ（ω。ｔ−φ）　−−−−・−
（４７）′　　４ となる。これは上記式（４３）で表わされる信号ＳＩＸ
に対して直交した信号である。この信号ＳＯＸは乗算器
２６Ｂで同期検波されて、 ３、Ｘ５ｉｎ（ω。ｔ＋φ０） −ａ（ｔ）ｃｏｓ（ω。ｔ−φ）・５ｉｎ（ω。ｔ＋φ
０）＝　　　　ａ（ｔ）　（ｓｉｎ（２ω。ｔ−φ十φ
。）十５ｉｎ（φ＋φ。））　　・・・・・・・・・・
・・　（４Ｂ）なる信号が得られ、したがって、ＬＰＦ
２７Ｂからは次式で表わされる信号ＳＰＳが得られる。

Ｓ　ｐｓ　＝　−ａ（ｔ）ｓｉｎ（φ＋φｏ）・・・・
・・（４９）この信号ＳＰＳは上記式（４５）で表わさ
れるＬＰＦ２７Ａの出力信号Ｓ。と乗算器２８で乗算さ
れ、次式で表わされる位相差信号Ｓ、が得られる。

５Ｅ＝ｓｏｘｓ、。

＝　−ａ（Ｌ）”ｃｏｓ（φ＋φ。）　　・５ｉｎ（φ
＋φ。）■ ＝　−ｓｉｎ　２　（φ＋φｏ）・・・・・・（５０）
（但し、ａ　　（ｔ）”　＝１） ここで、Ｎを充分大きく設定するとφ。郊Ｏであり、こ
の位相差信号Ｓ、がループフィルタ２９に供給されて位
相差φに応じた位相制御信号が形成される。

この位相制御信号によって電圧制御発振器３０はφが零
となるように制御される。したがって、上記式（４５）
において、ｃｏｓ　　（φ＋φ。）＝１となり、ＬＰＦ
２７Ａの出力信号Ｓ０は、Ｓ　ｏ　＝ａ　　（ｔ　）　
　　・・・・・・・・・・・・（５１）となる。

このようにして、上側帯波５ＬＩＰのみを受信したとき
も、下側帯波Ｓ　ＬＯＷのみを受信したときと同様に、
データ信号発生器１が出力するデータ信号ａ　　（ｔ）
と同一ディジタル値のデータ信号Ｓ。が出力端子２２に
得られる。

なお、式（３３）の信号５ｌｌＸと式（４３）の信号５
ＩＩＸとを加算すると、式（２１）で表わされる。

このことは、上側帯波Ｓ□と下側帯波Ｓ、。８とが受信
されているときには、これらが乗算器２４Ａ。

２４Ｂで同一角周波数ω。の信号に変換されて加算され
たことを意味している。したがって、式（４１）、式（
５１）のデータ信号Ｓ。は式（３１）のデータ信号Ｓ。

の１／２になるのである。

以上のように、この実施例においても、フェージングな
どの影響によって送信信号の上、下側帯波の一方が受信
できなくなっても、他方でもってデータ信号を復調する
ことができ、安定した受信が可能となる。

また、乗算器２４Ａ、２４Ｂにより、上側帯波５ＬＩＰ
＋　下側帯波Ｓ　ＬＯＷはいずれも同一変調角周波数ω
。の信号に変換され、これらは同一乗算器２６Ａ、２６
Ｂで同期検波が可能となるが、さらには、上記式（１７
）の関係でＮを充分大きくすることにより、電圧制御発
振器３０で両側帯波が受信されるときも上、下側帯波の
いずれか一方のみが受信されるときも、角周波数ω。の
周波数変換用信号や角周波数ω。のＰＳＫ復調用信号の
再生が可能となる。したがって、両側帯波が受信される
ときも、上、下側帯波のいずれか一方のみが受信される
ときも共通の回路構成で処理でき、回路構成が第１図に
示した実施例よりも簡単となるのである。

第５図は本発明による送受信装置のさらに他の実施例を
示すブロック図であって、２ａ、　　２ｂは乗算器、２
０Ａ、２０Ｂは加算器、２２Ａ、２２Ｂは出力端子、３
３は移相器、３４は加算器、３５Ａ、３５Ｂ、３６Ａ、
３６Ｂは乗算器、３７Ａ、３７Ｂ、３８Ａ、３８Ｂはリ
ミッタ、３９Ａ。

３９Ｂは減算器であり、第１図に対応する部分には同一
符号をつけている。

この実施例は４相ＰＳＫ方式によるものであり、まず、
送信側について説明する。

同図において、データ信号発生器１は、同相分（Ｉ　ｃ
　ｈ）データ信号ｃｅ　（ｔ）と直交分（Ｑｃｈ）デー
タβ（１）とを出力する。同相分データ信号α（１）は
乗算器２ａに供給され、発振器４がら出力される角周波
数ω。のＰＳＫ変調用信号と乗算されてＰＳＫ変調され
る。また、直交分データ信号β（１）も乗算器２ｂに供
給され、移相器３３で９０°移相されたＰＳＫ変調用信
号と乗算されてＰＳＫ変調される。乗算器２ａ、２ｂの
出力信号は加算器３４で加算される。加算器３４の出力
信号ＳｔＸは４相ＰＳＫ信号であり、変調角周波数ω。

を中心としたスペクトルを有している。

ここで、発振器４の出力信号をｓｉｎω。むとすると、
移相器３３の出力信号は−ｃｏｓω。ｔであり、したが
って、４相ＰＳＫ信号ＳＴＸは次のように表わされる。

５ＴＸ＝α（Ｌ）ｓｊｎω。ｔ−β（ｔ）　ｃｏｓωｏ
ｔ・・・（５２）この４相ＰＳＫ信号ＳＴＸは乗算器３
に供給され、発振器５からの角周波数ω、の周波数変換
用信号と乗算され、これをｓｉｎωｃ　ｔとすると、次
式で表わされる送信信号Ｓが形成される。

５＝ＳＴＸＸ　ｓ　ｉ　ｎωｃｔ −（αＱ）ｓｉｒ＋ａ＋、　ｔ−β（ｔ）ｃｏｓω（、
ｔ）　　・ｓｉｎ　ωｃ１一〜−（α０）ｃｏｓ（ω。

＋ωｏ）ｔ＋β（ｔ）ｓｉｎ（（ｔ）ｃ＋ωｏ）ｔ）■ ＋−（α（ｔ）　ｃｏｓ　（ω。−ω。）を−β（ｔ）
ｓｉｎ（ω。−ω。）　　１）　　・・・・・・　（５
３）この式（５３）の右辺第１項は角周波数ω。を中心
とした角周波数（ω。＋ω。）の上側帯波Ｓ。。

であり、右辺第２項は同じく角周波数（ω０−ω。）の
下側帯波Ｓ、。、である。この送信信号Ｓはアンテナ６
から送信される。

次に、受信側について説明する。

アンテナ７で受信された信号はＢ　Ｐ　Ｆ　８　Ａ。

８Ｂに供給され、ＢＰＦ８Ａから上側帯波５ＬＩＰが、
ＢＰＦ８Ｂから下側帯波Ｓ　ＬＯＷが分離される。この
上側帯波Ｓｕｐは、上記式（５３）により、Ｓ　Ｕ７＝
−（ｃｘ　（ｔ）ｃｏｓ（ωＣ＋ωｏ）ｔ＋β（ｔ）ｓ
ｉｎ（ω０＋ω。）１）　　・・・・・・・・・・・・
（５４）であり、下側帯波Ｓ　ＬＯＷは、 ＳＬｏｗ＝　　　（α（ｔ）　ｃｏｓ　（ωＣ−ωｏ）
を−β（ｔ）ｓｉｎ（ω、−ω。）ｔ）・・・・・・（
５５）である。

この上側帯波５ＬＩＰは乗算器９Ａで電圧制御発振器１
７Ａからの角周波数ω。の信号と乗算され、この信号を
５ｉｎ（ω、＋φ）（但し、φは受信信号での発振器５
の出力信号と電圧制御発振器１７Ａの出力信号との位相
差）とすると、乗算器９Ａの出力信号は次のようになる
。

５ＵＰＸ　ｓ　ｉ　ｎ　（ωｃ　　ｔ＋φ）ｍ＝□（α
（ｔ）　ｃｏｓ　（ωＣ＋ω。）ｔ＋β（ｔ）ｓｉｎ（
ω。＋ωｏ）　　ｔ）　Ｘ５ｉｎ（ωｃｔ＋φ）■ 一一一〔α（ｔ）　（ｓｉｎ（２ω、ｔ＋ωｏ１＋φ）
一５ｉｎ　（ω。ｔ−φ））　＋β（ｔ）　　（ｃｏｓ
（ω。（−φ）−ｃｏｓ（２ωｃ　１＋ωａｔ＋φ））
〕・・・・・・（５６）この信号はＢＰＦ　Ｉ　ＤＡに
供給されて不要帯域成分が除かれ、次式で表わされる信
号Ｓ　ｌｌＸ１１が得られる。

Ｓ、ｌｘｏ　　＝　　　　　（α（ｔ）ｓｉｎ　（ωａ
ｔ−ψ）−β（ｔ）ｃｏｓ（ωｏｔ　　−φ））・・・
・・・・・・・・・（５７）この信号Ｓ　ＲＸＵは、上
記式（５２）と比較すると明らかなように、４相ＰＳＫ
信号を−φだけ位相をずらしたものに相当する。この信
号Ｓ　ＲＸＬＩは乗算器１１Ａ、ＩＩＢに供給される。

乗算器１１Ａでは、信号５ＩＩＸｔ＋が発振器１８から
の角周波数ω。の基準信号で同期検波される。

この基準信号を５ｉｎ（ω。＋φ。）（但し、φ。

は受信信号での発振器４の出力信号と発振器１８の出力
信号の位相差）とすると、乗算器１１Ａの出力信号は、 Ｓｚ＋ｘｕＸｓｉｎ　（（１７゜ｔ＋φ。）■ ｍ−（α（ｔ）ｓｉｎ（ω。ｔ−φ）−β（ｔ）ｃｏｓ
　（ω。ｔ−φ））Ｘ５ｉｎ　（ω。ｔ＋φ。） ■ ＝−〔α（ｔ）　（ｃｏｓ（φ＋φ。）−ｃｏｓ（２ω
。を−φ＋φ））一β（ｔ）　（ｓｉｎ（２ω。ｔ−φ
＋φ０）＋５ｉｎ（φ＋φ０））〕・・・・・・（５８
）となり、ＬＰＦ１３Ａで不要高周波成分を除去するこ
とにより、次式で表わされる信号５ｌｔｌが得られる。

　　・ Ｓ　ｌｕ＝　　　　　　（α（ｔ）ｃｏｓ　　（φ＋φ
。）−β（ｔ）ｓｉｎ（φ＋φ。））　・・・・・・　
（５９）また、乗算器１２Ａでは、ＢＰＦＩＯＡの出力
信号Ｓ　＊＊＊が移相器１９Ａで９０°移相された発振
器１８の出力信号で同期検波される。この信号は−ｃｏ
ｓ　　（ωｏ　１＋φ。）で表わされるから、乗算器１
２Ａの出力信号は、 Ｓ＊ｘｕ　Ｘ　（ＣＯ９（（ＩＪｏ　ｔ＋φ。））＝−
□（α（ｔ）ｓｉｎ　（ω。ｔ−φ）−β（ｔ）　ｃｏ
ｓ（ω。を−φ）　）　Ｘｃｏｓ（ω。ｔ＋φ。）＝−
□〔α（ｔ）　　（ｓｉｎ（２ωｏｔ−φ＋φ０）一５
ｉｎ　（φ＋φｏ）　）−β（ｔ　）　（ｃｏｓ（φ＋
φ。）＋　ｃｏｓ　（２ωｏｔ−φ＋φｏ　）　）　）
　−−（６０）となり、Ｌ？Ｆ１４Ａで不要高周波成分
を除くことにより、次式で示す信号ＳＱＬ＋が得られる
。

５ｏｕ＝　　　　（α（ｔ）ｓｉｎ　（φ＋φ。）＋β
（ｔ）　ｃｏｓ（φ＋φｏ））　　　・・・・・・　（
６ｌ）ところで、ＬＰＦ１４Ａの出力信号ＳＱＵはリミ
ッタ３７Ａを通して乗算器３５Ａに供給され、ＬＰＦ１
３Ａの出力信号ＳＩＬ＋と乗算される。また、この信号
５ＩＬＩはリミッタ３８Ａを通して乗算器３６Ａに供給
され、信号ＳＱＵと乗算される。減算器３９Ａでは、乗
算器３６Ａの出力信号から乗算器３５Ａの出力信号が減
算され、これらの差信号が位相差信号５ｆｆＬｌとして
ループフィルタ１６Ａに供給されて位相制御信号が形成
される。この位相制御信号により、電圧制御発振器１７
Ａが位相制御される。

かかる制御ループにより、位相差φ＋φ。が零に近くな
ると、５ｉｎ（φ＋φＧ）慢Ｑ、ｃｏｓ（φ＋φ０戸ソ
１となり、式（５９）において、β　（む）ｓｉｎ（φ
＋φ。）はα　（ｔ）ｃｏｓ（φ＋φ。）に比べて充分
小さく、また、式（６１）％式％（１） ｃｏｓ　　（φ＋φ。）に比べて小さくなる。そこで、
ＬＰＦ　１３Ａの出力信号５ｌｔｌをリミッタ３８Ａに
通すと、上記式（５９）の右辺第２項は除かれ、Ｓ　′
＋ｕｚα（Ｌ　）　　　−−（６２＞なる信号Ｓ′ｌＵ
が得られ、また、ＬＰＦ　１４Ａの出力信号ＳＯＵをリ
ミッタ３７Ａに通すと、上記式（６１）の右辺第１項が
除かれ、 Ｓ′。Ｕジβ（１）　　・・・・・・（６３）なる信号
Ｓ′。。が得られる。

式（６２）で表わされるリミッタ３８Ａの出力信号Ｓ’
ｌＬＩは乗算器３６Ａに供給され、式（６１）で表わさ
れるＬＰＦ１４Ａの出力信号Ｓ。Ｕと乗算されて次式で
表わされる信号が得られる。

ＳＱυ×Ｓ゛１υ ■ ＝□（α（ｔ）ｓｉｎ　（φ＋φ０）＋β（ｔ）　ｃｏ
ｓ（φ＋φｏ））×α（１） ■ ＝　−（ｓｉｎ（φ＋φ。）＋α（１）　　・β（ｔ）
　ｃｏｓ（φ＋φｏ））　　・・・・・・（６４）同様
にして、弐（６３）で表わされるリミッタ３７Ａの出力
信号Ｓ′。。は乗算器３５Ａに供給され、式（５９）で
表わされるＬＰＦ　１３Ａの出力信号ＳＩＵと乗算され
て次式で表わされる信号が得られる。

５ＩＵＸＳ′ＯＵ 一□（α（ｔ）　ｃｏｓ　（φ＋φ０）−β（ｔ）ｓｉ
ｎ（φ＋φ。））×β　（１） 一□（α（１）・β（ｔ）ｃｏｓ　（φ＋φ。）一５ｉ
ｎ（φ＋φ。））・・・・・・（６５）但し、式（６４
）、（６５）において、α（１）−±１．β（１）−±
１であるから、α（ｔ）２−β（ｔ）　２＝１とした。

減算器３９Ａでは、式（６４）で表わされる乗算器３６
Ａの出力信号から弐（６５）で表わされる乗算器３５Ａ
の出力信号が減算され、この結果、次式で表わされる位
相差信号Ｓ□が得られる。

３　Ｉ：ｕ−−ｓ−ｉ　ｎ　（φ＋φｏ）・・・・・・
（６６）ループフィルター６Ａはこの位相差信号Ｓ０か
ら位相差φ＋φ。に応じた位相制御信号を形成し、これ
によって電圧制御発振器１７Ａは位相差（φ＋φ。）が
零となるように制御される。

φ＋φｏ−０となると、式（５９）からＬＰＦ１３Ａの
出力信号５ＩＬＩは□α（１）となり、データ信号発生
器１から出力される同相分データ信号α（１）と同一デ
ィジタル値のデータ信号となる。また、式（６１）から
ＬＰＦ１４Ａの出力信号ＳＯｔ＋は□β（１）となり、
同じくデータ信号発生器１から出力される直交骨データ
信号β（１）と同一ディジタル値のデータ信号となる。

これらデータ信号ＳＩＵ＋　　ＳＯＵは夫々加算器２０
Ａ。

２０Ｂに供給される。

ＢＰＦ８Ｂで分離された下側帯波５ＬＯＷに対しても同
様の処理がなされる。ここで、電圧制御発振器１７Ｂの
出力信号は５ｉｎ（ω、ｔ＋φ′）（但し、φ′は受信
信号での発振器５の出力信号と電圧制御発振器１７Ｂの
出力信号との位相差）とすると、ＬＰＦ１３Ｂの出力信
号Ｓ＋ｔ、ＬＰＦ１４Ｂの出力信号Ｓａｔは夫々次のよ
うに表わされる。

Ｓ　ＩＬ−（ＣＸ　（ｔ）ｃｏｓ（φ′−φ。）＋β（
ｔ）ｓｉｎ　（φ′−φ。））・・・・・・（６７）５
ＱＬ＝　　　　　（−α（ｔ）ｓｉｎ　（φ′−φ０）
＋β（ｔ）ｃｏｓ　（φ゛−φ。））・・・・・・（６
８）この場合も、電圧制御発振器１７Ｂがループフィル
タ１６Ｂからの位相制御信号によって制御されるが、位
相差（φ′−φ。）が零に近くなると、ｃｏｓ　　（φ
′−φｏ　）”１．　　Ｓ　ｉ　ｎ　（φ′−φ。）％
Ｑとなり、式（６７）において、β（ｔ）ｓｉｎ（φ′
−φ。）はα（ｔ）　ｃｏｓ　（φ′−φ１）に比べて
充分小さく、また、式（６８）において、α（ｔ）ｓｉ
ｎ（φ′−φ。）はβ（ｔ）　ｃｏｓ（φ′−φ）に比
べて充分小さくなる。そこで、ＬＰＦ１３Ｂの出力信号
ＳＩＬをリミッタ３８Ｂに通すと、式（６７）の右辺第
２項が除かれ、Ｓ　′５．侶α　（１）　　　　・・・
・・・　（６９）なる信号Ｓ’ｌＬが得られ、また、Ｌ
ＰＦ１４Ｂの出力信号ＳＱＬをリミッタ３７Ｂに通すと
、式（６８）の右辺第１項が除かれ、 Ｓ′。Ｌ侶β（１）　　　・・・・・・（７０）なる信
号Ｓ′。、が得られる。

式（６９）で表わされるリミッタ３８Ｂの出力信号Ｓ’
ｌＬは乗算器３６Ｂに供給され、式（Ｇ８）で表わされ
るＬＰＦ１４Ｂの出力信号Ｓ。Ｌと乗算されて次式で表
わされる信号が得られる。

５（ＩＬＸ　Ｓ　’　ＩＬ ＝□（−α（ｔ）ｓｉｎ　（φ′−φ。）＋β（ｔ、）
ｃｏｓ　（φ′−φｏ））　×α（１）一−（−ｓｉｎ
　（φ′−φ。） ＋α（１）　　・β（ｔ）ｃｏｓ　（φ′−φ。））・
・・（７１）同様にして、弐（７０）で表わされるリミ
ッタ３７Ｂの出力信号Ｓ′。、は乗算器３５Ｂに供給さ
れ、式（６７）で表わされるＬＰＦ１３Ｂの出力信号Ｓ
ＩＬと乗算されて次式で表わされる信号が得られる。

５ＩＬＸＳ”ＯＬ ＝□（α（Ｌ）ｃｏｓ　（φ′−φ。）＋β（ｔ）ｓｉ
ｎ　（φ′−φ。））×β（１）一□（α（１）　　・
β（ｔ）ｃｏｓ　（φ′−φ。）＋５ｉｎ（φ′−φ。

））　・・・・・・（７２）但し、α（ｔ）＝±１．β
（ｔ）＝±１だから、α（ｔ）”　＝β（ｔ）２＝１と
した。

減算器３９Ｂでは、式（７２）で表わされる乗算器３５
Ｂの出力信号から式（７１）で表わされる乗算器３６Ｂ
の出力信号が減算され、この結果、次式で表わされる位
相差信号ＳＥＬが得られる。

５ＥＬ＝　　　　５ｉｎ（φ′−φｏ　）　＝・・・（
７３）ループフィルタ１６Ｂはこの位相差信号ＳＥＬか
ら位相差（φ′−φ。）に応じた（Ｑ相制御信号を形成
し、これによって電圧制御発振器１７Ｂは位相差（φ′
−φ。）が零となるように制御される。

φ′−φ。＝０となると、式（６７）からＬＰＦ１３Ｂ
の出力信号ＳＩＬは□α（１）となり、データ信号発生
器１から出力される同相分データ信号α（１）と同一デ
ィジタル値のデータ信号となる。また、式（６８）から
ＬＰＦ　１４Ｂの出力信号ＳＱＬは□β（１）となり、
同じくデータ信号発生器１から出力され直交分データ信
号β（１）と同一ディジタル値のデータ信号となる。こ
れらデータ信号ＳＩＬ＋　　ＳＱＬは夫々加算器２０に
供給され、夫々ＬＰＦ１３Ａ、１４Ａからの信号５ＩＬ
Ｉ＋ＳＱｕと加算される。これにより、出力端子２２Ａ
には同相分データ信号α（１）が、出力端子２２Ｂには
直交分データ信号β（１）が夫々得られる。

この実施例によると、上側帯波５ＬＩＰのみが受信され
るときには、ＬＰＦ１３Ｂ、１４Ｂからはデ−タ信号は
得られないが、ＬＰＦ　１３Ａから□α（１）の同相分
データ信号５ＩＬＴが得られ、ＬＰＦ１４Ａから□βＣ
ｔ＞の直交分データ信号ＳＯＵが得られる。また、下側
帯波Ｓ　ＬＯＷのみが受信されるときには、ＬＰＦ１３
Ａ、１４Ａからデ−タ信号が得られないが、ＬＰＦ１３
Ｂから□α（１）の同相分データＳＩＬが得られ、ＬＰ
Ｆ１４Ｂから□β（１）の直交分データＳ、Ｌが得られ
る。さらに、上側帯波ＳＵＰ、下側帯波Ｓ　ＬＯＷがと
もに受信されるときには、これらの処理系は同一構成を
なして遅延量を等しくすることができるから、ＬＰＦ１
３Ａ、１３Ｂの出力信号ＳＩＵ＋■ ＳＩＬは同相で加算されて出力端子２２Ａに一α（１）
の同相分データ信号が得られ、ＬＰＦ１４Ａ、１４Ｂの
出力端子５１１Ｌｌ＋　Ｓ、Ｌも同相で加算されて出力
端子２２Ｂに□β（１）の直交分データ信号が得られる
。したがって、フェージングなどによって受信状態が影
響されても、データ信号が安定して受信、復調されるこ
とになる。

なお、発振器１８に水晶発振器を用いることにより、そ
の精度でもって帰還制御ループのロックを安定化できる
。

第６図は本発明による送受信装置のさらに他の実施例を
示すブロック図であって、４０．４１は分周器、４２は
加算器であり、第５図に対応する部分には同一符号をつ
けて重複する説明は省略する。

この実施例も４相ＰＳＫ方式によるものであるが、第３
図で示した実施例と同様に、ＰＳＫ変調用信号の角周波
数ω。とＰＳＫ信号の周波数変換用信号の角周波数ω、
と関係を、 ω（＝Ｎω。　・・・・・・（７４） とするものである。

第６図において、送信側では、発振器５が角周波数ω、
の周波数変換用信号を発生し、これを分周器４０で１／
Ｎに分周することより、式（７４）から角周波数ω。の
ＰＳＫ変調用信号が形成される。これ以外の構成動作は
第５図に示した実施例と同様であり、アンテナ６からは
上記式（５４）。

（５５）で表わされる上側帯波５ＬＩＰ＋　　ＳＬ。１
からなる上記式（５３）の信号Ｓが送信される。

受信側では、角周波数ω、の単一の電圧制御発振器１７
が用いられ、この出力信号が受信された上側帯波ｓｕｐ
、下側帯波ｓ　ｔｏｗをともに周波数変換するために乗
算器９Ａ、９Ｂに供給されるとともに、分周器４１で１
／Ｎに分周されて角周波数ω０のＰＳＫ復調用の基準信
号が形成される。ここで、電圧制御発振器１７の出力信
号を５ｉｎ（ωｃ　１＋φ）（但し、φは受信信号での
発振器５の出力信号と電圧制御発振器１７の出力信号の
位相差）とすると、分周器４１から出力される基準信号
は、 Ｎ　　　　　　　　Ｎ ＝ｓｉｎ（ω。ｔ＋φ。） φ となる。但し、φ０＝□である。

そこで、ＢＰＦ８Ａで分離された上側帯波ＳＵＰは第５
図に示した実施例と同様に処理され、Ｌ　ＰＦ１３Ａ、
１４Ａからは式（５９）式（６１）、すなわち、次式で
表わされる信号５ＩＬＬ＋　　ｓｏｕが得られる。

Ｓ＋ｕ＝　　　　　（α（ｔ）ｃｏｓ　（φ＋φ０）一
β（ｔ）ｓｉｎ　（φ＋φ。））・・・・・・（７５）
５ｏｕ＝　　　　　（’ｒ（ｔ）ｓｉｎ　（φ＋φ０）
＋β（ｔ）ｃｏｓ　（φ＋φ。））・・・・・・（７６
）また、ＢＰＦ８Ｂで分離された下側帯波Ｓ　ＬＯＷも
第５図で示した実施例と同様に処理され、ＬＰＦ１３Ｂ
、１４Ｂからφ′をφとしだ式（６７）。

（６８）で表わされる次式の信号Ｓ、い　Ｓ、Ｌが得ら
れる。

工 ＳＩｔ、＝　　　　　（α（ｔ）　ｃｏｓ　（φ−φ。

）＋β（ｔ）ｓｉｎ　（φ−φ。））・・・・・・（７
７）５ＱＬ＝　　　　　（−α（ｔ）ｓｉｎ　（φ−φ
０）＋β（ｔ）ｃｏｓ　　（φ−φ。））　・・・・・
・　（７８）ここで、帰還制御ループによって電圧制御
発振器１７の出力信号における位相差φが零に近ずくと
、φ。（−φ／Ｎ）も零に近づき、この結果、減算器３
９Ａからは上記式（６６）、すなわち、次式で表わされ
る位相差信号ＳＥＵが出力される。

５ｔｕ＝　　　　５ｉｎ（φ＋φ０） ４　　　　　　　　　　Ｎ 同様にして、減算器３９Ｂからは上記式（７３）でφ′
をφとした、すなわち、次式で表わされる位相差信号Ｓ
ＥＬが得られる。

５ａｔ＝　　　　５ｉｎ（φ−φ０） ４　　　　　　　　　　Ｎ 弐（７９）　、　　（８・Ｏ）　ニおイテ、ｌ　＋　−
＞　Ｑ　。

１−−　＞　Ｏであるから、位相差信号ｓＥυ＋ＳＥＬ
は同極性であり、これらを加算器４２で加算することに
より、次式で表わされる位相差信号Ｓ、が得られる。

ＳＥ　−３ＥＩＩ＋ＳＥＬ Ｎ φ ここで、Ｎを充分大きく設定すると、ＣＯ３−促１とな
り之ループフィルタ１６からは位相差φに応じた位相制
御信号が得られる。この位相制御信号によって電圧制御
発振器１７はφが零となるように、したがってφ。も零
となるように制御される。したがって、ＬＰＦ１３Ａ、
１３Ｂの出力信号Ｓ　ＩＬｌ＋　　Ｓ　ＩＬは、式（７
５）、　　（７７）によす、□α（１）の同相分データ
信号となり、ＬＰＦ１４Ａ、１４Ｂの出力信号Ｓ　ＱＬ
ＩＩ　　Ｓ　ａｔは、式（７６）、（７８）により、□
β（１）の直交骨データ信号となる。

このように、この実施例においても、フェージングなど
に影響されず、データ信号を安定に受信、復調すること
ができる。

〔実施例〕

以上説明したように、本発明によれば、フェージングな
どの影響があっても、少なくとも上、下側帯波のいずれ
か一方が受信できれば、安定した受信能力でデータ信号
を復調することができ、しかも、受信状態の判定手段を
必要としないために、常に受信性能を良好な状態に保持
することができるし、回路構成も簡単となって回路規模
を小さくすることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による送受信装置の一実施例を示すブロ
ック図、第２図は第１図における送信側の動作を示す説
明図、第３図は本発明による送受信装置の他の実施例を
示すブロック図、第４図は第３図における受信側の動作
を示す説明図、第５図および第６図は夫々本発明による
送受信装置のさらに他の実施例を示すブロック図である
。 １・・・・・・データ信号発生器、２，２ａ、２ｂ、３
・・・・・・乗算器、４．５・・・・・・発振器、８Ａ
、８Ｂ・・・・・・バンドパスフィルタ、９Ａ、９Ｂ、
ＩＩＡ。 １１Ｂ、１２Ａ、１２Ｂ、１５Ａ、１５Ｂ・・・・・・
乗算器、１６．１６Ａ、１６Ｂ・・・・・・ループフィ
ルタ、１７．１７Ａ、１７Ｂ・・・・・・電圧制御発振
器、１８・・・・・・発振器、１９Ａ、１９Ｂ・・・・
・・移相器、２０゜２０Ａ、２０Ｂ・・・・・・加算器
、２１・・・・・・インバータ、２２．２２Ａ、２２Ｂ
・・・・・・出力端子、２３・・・・・・分周器、２４
Ａ、２４Ｂ、２６Ａ、２６Ｂ、２８・・・・・・乗算器
、２９・・・・・・ループフィルタ、３０・・・・・・
電圧制御発振器、３１・・・・・・移相器、３２・・・
・・・分周器、３３・・・・・・移相器、３４・・・・
・・加算器、３５Ａ。 ３５Ｂ、３６Ａ、３６Ｂ・・・・・・乗算器、３７Ａ。 ３７Ｂ、３８Ａ、３８Ｂ・・・・・・リミッタ、３９Ａ
。 ３９Ｂ・・・・・・減算器、４０．４１・・・・・・分
周器、４２・・・・・・加算器。 第２図 （ｄｔニー　ａや　ωＣｔｄｃｈ（ｉｅｌ第４図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、ベースバンドの情報信号で第１の搬送波を変調する
   送信用変調手段と、該変調手段の出力信号を第２の搬送
   波で周波数変換し上側帯波および下側帯波からなる変調
   信号を生成する送信用周波数変換手段と、該変調信号を
   送信する送信手段と、該変調信号を受信する受信手段と
   、第１の搬送波発生手段と、該第１の搬送波と同一周波
   数の第３の搬送波を発生する第２の搬送波発生手段と、
   該第１の搬送波発生手段が出力する搬送波で受信された
   該変調信号の上側帯波および下側帯波を周波数変換する
   受信用周波数変換手段と、該第３の搬送波により該受信
   用周波数変換手段の出力信号を復調する受信用復調手段
   と、該受信用復調手段の出力信号から位相差信号を形成
   し該第１の搬送波発生手段を制御する制御手段とからな
   り、該第１の搬送波発生手段で前記第２の搬送波を再生
   し、該受信用復調手段から前記ベースバンドの情報信号
   を得ることができるように構成したことを特徴とする送
   受信装置。 ２、特許請求の範囲第１項において、前記受信手段で受
   信された前記変調信号を上側帯波と下側帯波とに分離し
   、前記受信用周波数変換手段および前記受信用復調手段
   を該上側帯波、該下側帯波毎に設けたことを特徴とする
   送受信装置。 ３、特許請求の範囲第２項において、前記第１の搬送波
   発生手段および前記制御手段を前記上側帯波、前記下側
   帯波毎に設け、かつ前記受信用復調手段で前記上側帯波
   を復調して得られる前記ベースバンドの情報信号と前記
   下側帯波を復調して得られる前記ベースバンドの情報信
   号とを加算する加算手段を設けたことを特徴とする送受
   信装置。 ４、特許請求の範囲第２項において、前記第１の搬送波
   発生手段および前記制御手段を前記上側帯波、下側帯波
   共通とし、かつ前記受信用復調手段で前記上側帯波を復
   調して得られる前記ベースバンドの情報信号と前記下側
   帯波を復調して得られる前記ベースバンド情報とを加算
   する加算手段を設けたことを特徴とする送受信装置。 ５、特許請求の範囲第４項において、前記第１の搬送波
   の角周波数は前記第２の搬送波の角周波数の１／Ｎ（但
   し、Ｎ＞１）とし、前記第２の搬送波発生手段が前記第
   １の搬送波発生手段が出力する搬送波を１／Ｎに分周す
   る分周手段からなることを特徴とする送受信装置。 ６、特許請求の範囲第１項において、前記第１の搬送波
   の角周波数を前記第２の搬送波の角周波数の１／Ｎ（但
   し、Ｎ＞１）として前記第２の搬送波発生手段を前記第
   １の搬送波発生手段が出力する搬送波を１／Ｎに分周す
   る分周手段とし、かつ、前記受信用復調手段は受信され
   た前記変調信号に前記第１の搬送波発生手段が出力する
   搬送波を乗算する第１の乗算手段と該変調信号と該搬送
   波を９０°移相した搬送波とを乗算する第２の乗算手段
   とからなり、前記受信用復調手段は前記第１の乗算手段
   の出力信号と前記第３の搬送波とを乗算する第３の乗算
   手段と前記第２の乗算手段の出力信号と前記第３の搬送
   波とを乗算する第４の乗算手段とからなり、前記制御手
   段は該第３、第４の出力信号を乗算する第５の乗算手段
   とループフィルタとからなり、該第３の乗算手段から前
   記ベースバンドの情報信号を得るように構成したことを
   特徴とする送受信装置。