JPS63185232A - 適応型ジツタキヤンセラ - Google Patents
適応型ジツタキヤンセラInfo
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- JPS63185232A JPS63185232A JP62016119A JP1611987A JPS63185232A JP S63185232 A JPS63185232 A JP S63185232A JP 62016119 A JP62016119 A JP 62016119A JP 1611987 A JP1611987 A JP 1611987A JP S63185232 A JPS63185232 A JP S63185232A
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- 239000003623 enhancer Substances 0.000 claims abstract description 9
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 4
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/3818—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers
- H04L27/3836—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers in which the carrier is recovered using the received modulated signal or the received IF signal, e.g. by detecting a pilot or by frequency multiplication
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、伝送システムにおける位相ジッタ妨害を除く
目的で受信器内部に組み込まれるジッタキャンセラに関
する。
目的で受信器内部に組み込まれるジッタキャンセラに関
する。
従来のジッタキャンセラは、受信信号よフ抽出した搬送
波位相をジッタ予測フィ化夕に入力し。
波位相をジッタ予測フィ化夕に入力し。
このフィルタによって予測した信号をもって、受信信号
に含まれる位相ジッタ成分を除去していた。
に含まれる位相ジッタ成分を除去していた。
ジッタ予測フィルタは２通常、 ＦＩＲ（ｆｉｎｉｔｅ
ｉｍｐｕｌｓｅ ｒｅｓｐｏｎｓｅ ）フィルタで構成
され、そのタップ係数を自動的に調節することによって
、受信信号より抽出された搬送波位相の中から、雑音成
分と位相ジッタ成分を分離するが、予測の精度を十分に
するためにはかなシ長いタップ数を必要とする。
ｉｍｐｕｌｓｅ ｒｅｓｐｏｎｓｅ ）フィルタで構成
され、そのタップ係数を自動的に調節することによって
、受信信号より抽出された搬送波位相の中から、雑音成
分と位相ジッタ成分を分離するが、予測の精度を十分に
するためにはかなシ長いタップ数を必要とする。
例えば、変調方式が１２８点ＱＡＭ 、ボーレイトが２
４００Ｈｚの音声帯域用データモデムの場合、実用に耐
え得る特性を得るためには、３０〜５０タツプを必要と
し、上記特性を得るための演算時間及び該演算に必要な
メモリ容量が増大してし捷うという欠点がある。
４００Ｈｚの音声帯域用データモデムの場合、実用に耐
え得る特性を得るためには、３０〜５０タツプを必要と
し、上記特性を得るための演算時間及び該演算に必要な
メモリ容量が増大してし捷うという欠点がある。
本発明の目的は、上述した欠点を除去し、十分な予測の
精度を得るためのジッタ予測フィルタのタップ数を短く
することができる適応型ジッタキャンセラを提供するこ
とにある。
精度を得るためのジッタ予測フィルタのタップ数を短く
することができる適応型ジッタキャンセラを提供するこ
とにある。
〔問題点を解決するだめの手段及び作用〕上述の欠点を
解決するため１本発明のジッタキャンセラは、予測フィ
ルタのタップ数を短くすべく、予測フィルタに入力され
る搬送波位相信号のＳＮ比を向上させるために、予測フ
ィルタの前段に、適応型正弦波強調器を挿入する。但し
、予測フィルタと同形式のＦＩＲフィルタを使用した適
応型正弦波強調器を挿入しただけでは、予測フィルタと
適応型正弦波強調器のタップ数の合計は、予測フィルタ
のみで等価な特性を得る場合のタップ数と同程度になる
ので、従来技術に対する優位性は少ない。
解決するため１本発明のジッタキャンセラは、予測フィ
ルタのタップ数を短くすべく、予測フィルタに入力され
る搬送波位相信号のＳＮ比を向上させるために、予測フ
ィルタの前段に、適応型正弦波強調器を挿入する。但し
、予測フィルタと同形式のＦＩＲフィルタを使用した適
応型正弦波強調器を挿入しただけでは、予測フィルタと
適応型正弦波強調器のタップ数の合計は、予測フィルタ
のみで等価な特性を得る場合のタップ数と同程度になる
ので、従来技術に対する優位性は少ない。
ところが、音声電話回線などでもそうであるように１回
線に存在する位相ジッタ成分の周波数は一般に受信シス
テムのサンプル周波数（ボーレイト）に比べると十分に
低い２例えば、音声回線で用いられる高速データモデム
は、サンプル周波数が２４００ Ｈｚであ９１回線に存
在する位相ジッタば２０〜３００ Ｈｚ程度である。
線に存在する位相ジッタ成分の周波数は一般に受信シス
テムのサンプル周波数（ボーレイト）に比べると十分に
低い２例えば、音声回線で用いられる高速データモデム
は、サンプル周波数が２４００ Ｈｚであ９１回線に存
在する位相ジッタば２０〜３００ Ｈｚ程度である。
従って、予測フィルタに前置する適応正弦波強調器は、
上の例で考えれば受信系のサンプル周波数である２４０
０Ｈｚのｖ４の６００ Ｈｚサンプルで十分である。そ
こで抽出した搬送波位相に帯域制限を加え、１／４のサ
ンプルに間引き、適応型正弦波強調器をＩＡサンプルで
動作させれば９間引きしない場合に比べて１７４のタッ
プ数しか必要としないこととなる。
上の例で考えれば受信系のサンプル周波数である２４０
０Ｈｚのｖ４の６００ Ｈｚサンプルで十分である。そ
こで抽出した搬送波位相に帯域制限を加え、１／４のサ
ンプルに間引き、適応型正弦波強調器をＩＡサンプルで
動作させれば９間引きしない場合に比べて１７４のタッ
プ数しか必要としないこととなる。
次に１本発明について図面を参照して説明する。
第１図に示した本発明の一実施例は、音声回線用２４０
０ボーのデータモデムに本発明を実施した例である。受
信信号は、復調器１０１及び自動等什器１０２により十
分な回線等化を行なわれ複素ベースバンド信号となる。
０ボーのデータモデムに本発明を実施した例である。受
信信号は、復調器１０１及び自動等什器１０２により十
分な回線等化を行なわれ複素ベースバンド信号となる。
該複素ベースバント信号は１判定器１０４の判定結果に
共役器１０５により複素共役化を施した信号と複素乗算
器１０６により複累乗算される。この複素乗算の結果信
号から虚部選択器１０７により虚部のみを取シ出すこと
により、自動等化器１０２出力の中より搬送波位相を抽
出する。抽出された搬送波位相信号はローパスフィルタ
１０８によ’） ３００ Ｈｚ以上の成分を除去する。
共役器１０５により複素共役化を施した信号と複素乗算
器１０６により複累乗算される。この複素乗算の結果信
号から虚部選択器１０７により虚部のみを取シ出すこと
により、自動等化器１０２出力の中より搬送波位相を抽
出する。抽出された搬送波位相信号はローパスフィルタ
１０８によ’） ３００ Ｈｚ以上の成分を除去する。
ローパスフィルタ１０８及び後述するローパスフィルタ
１１４は同じ構成で第２図に示す構成及び第３図に示す
周波数特性を有す。本フィルタは加算器２０１〜２０４
．遅延器２０５〜２０６゜係数器２０７〜２１０により
構成される一般的な２次のディジタルフィルタである。
１１４は同じ構成で第２図に示す構成及び第３図に示す
周波数特性を有す。本フィルタは加算器２０１〜２０４
．遅延器２０５〜２０６゜係数器２０７〜２１０により
構成される一般的な２次のディジタルフィルタである。
再び、第１図を参照して、ローパスフィルタ１０８の出
力はサンプラ１０９により１／６００（秒）毎にサンプ
ルされる。サンプラ１０９の出力は遅延器１１０．アダ
プティブフィルタ１１１．減算器１１２によ多構成され
る正弦波強調器により。
力はサンプラ１０９により１／６００（秒）毎にサンプ
ルされる。サンプラ１０９の出力は遅延器１１０．アダ
プティブフィルタ１１１．減算器１１２によ多構成され
る正弦波強調器により。
位相ジッタ成分のみを取シ出す。
アダプティブフィルタ１１１は第４図の如く。
１／６００秒の遅延器３０１．可変係数器３０２゜加算
器３０３によ多構成され、第１図中の減算器１１２の出
力の平均電力が最小になるべく可変係数器３０２の値が
調節される。
器３０３によ多構成され、第１図中の減算器１１２の出
力の平均電力が最小になるべく可変係数器３０２の値が
調節される。
また、第１図を参照して、アダプティブフィルタ１１１
の出力は零補間器１１３により零補間を行なわれて２４
００Ｈｚのサンプル系列となる。即ち。
の出力は零補間器１１３により零補間を行なわれて２４
００Ｈｚのサンプル系列となる。即ち。
アダプティブフィルタ１１１の出力の１／６００秒毎の
サンプル系例の間に１／２４００秒毎に０のサンプル値
を３個挿入する。零補間器１１３の出力はロー・ぐスフ
ィルタ１１４により波形整形されて。
サンプル系例の間に１／２４００秒毎に０のサンプル値
を３個挿入する。零補間器１１３の出力はロー・ぐスフ
ィルタ１１４により波形整形されて。
２４００Ｈｚでサンプルされた位相ジッタ信号を得る。
ローパスフィルタ１１４の出力は？アダプティブフィル
タ１１５によって更なる雑音除去及び位相調節を行ない
、三角関数発生器１１６により複素ベクトルに変換され
た後、複素乗算器１０３により自動等什器出力１０２と
掛は合わされ、自動等什器１０２出力に含まれる位相ジ
ッタを消去する。共役器１０５と複素乗算器１１７は１
位相ジッタを消去した後の位相誤差を抽出し、この位相
誤差の電力が最小になる様にアダプティブフィルタ１１
５の可変係数器４０２の値を調節する。
タ１１５によって更なる雑音除去及び位相調節を行ない
、三角関数発生器１１６により複素ベクトルに変換され
た後、複素乗算器１０３により自動等什器出力１０２と
掛は合わされ、自動等什器１０２出力に含まれる位相ジ
ッタを消去する。共役器１０５と複素乗算器１１７は１
位相ジッタを消去した後の位相誤差を抽出し、この位相
誤差の電力が最小になる様にアダプティブフィルタ１１
５の可変係数器４０２の値を調節する。
アダプティブフィルタ１１５は第５図に示す如＜ １／
２４００秒の遅延器４０１．可変係数器４０２゜加算器
４０３により構成されている。
２４００秒の遅延器４０１．可変係数器４０２゜加算器
４０３により構成されている。
ジッタキャンセラの位相ジッタと雑音の分離能力は搬送
波位相の観測時間に比例する。本発明の実施例において
、アダプティブフィルタ１１１のタップ数をＮ４．アダ
プティブフィルタ１１５のタップ数をＮ２とすると観測
時間τ、 ＲＡＭ容量Ｍ、１サンプル当りの乗算回数り
は となる。
波位相の観測時間に比例する。本発明の実施例において
、アダプティブフィルタ１１１のタップ数をＮ４．アダ
プティブフィルタ１１５のタップ数をＮ２とすると観測
時間τ、 ＲＡＭ容量Ｍ、１サンプル当りの乗算回数り
は となる。
従来のジッタキャンセラによって同様の特性を得るため
には、タップ数Ｎ３ば Ｎ３−τ＝４Ｎ１＋Ｎ２ ・・・・・・・・・
・・・・・・■必要であｆｉ 、 ＲＡＭ容量Ｍ′９乗
算回数Ｌ′はそれぞれとな勺１本発明によってＲＡＭ容
量及び乗算回数の削減効果、或いは開−ＲＡＭ容量２乗
算回数による特性の向上の効果が発揮される。
には、タップ数Ｎ３ば Ｎ３−τ＝４Ｎ１＋Ｎ２ ・・・・・・・・・
・・・・・・■必要であｆｉ 、 ＲＡＭ容量Ｍ′９乗
算回数Ｌ′はそれぞれとな勺１本発明によってＲＡＭ容
量及び乗算回数の削減効果、或いは開−ＲＡＭ容量２乗
算回数による特性の向上の効果が発揮される。
尚９本実施例では音声回線用２４００ボーのデータモデ
ムの場合に限定して説明したが、他の形式の通信システ
ムにも応用し得ることは自明である。
ムの場合に限定して説明したが、他の形式の通信システ
ムにも応用し得ることは自明である。
以上説明したように１本発明は従来のジッタキャンセラ
の１部を低いサンプル周期で動作させる事により、充分
な予測精度を得るためのノック予測フィルタのタップ数
を短くすることができ、上記予測精度を得るための演算
回路、演算に要するメモリ容量の減少やジッタキャンセ
ラの特性の向上を期待することができるという効果があ
る。
の１部を低いサンプル周期で動作させる事により、充分
な予測精度を得るためのノック予測フィルタのタップ数
を短くすることができ、上記予測精度を得るための演算
回路、演算に要するメモリ容量の減少やジッタキャンセ
ラの特性の向上を期待することができるという効果があ
る。
第１図は本発明の一実施例による適応型ジッタキャンセ
ラを示す構成図、第２図及び第３図はそれぞれ上記実施
例で使用されるローｉ４スフィルタの構成図及び周波数
特性図、第４図及び第５図はそれぞれ上記実施例で使用
されるアダプティブフィルタ１１１及び１１５の構成図
である。 各図において。 １０１は復調器、１０２は自動等什器、１０３゜１０６
．１１７は複素乗算器、１０４は判定器。 １０５は共役器、１０７．１１８は虚部選択器。
ラを示す構成図、第２図及び第３図はそれぞれ上記実施
例で使用されるローｉ４スフィルタの構成図及び周波数
特性図、第４図及び第５図はそれぞれ上記実施例で使用
されるアダプティブフィルタ１１１及び１１５の構成図
である。 各図において。 １０１は復調器、１０２は自動等什器、１０３゜１０６
．１１７は複素乗算器、１０４は判定器。 １０５は共役器、１０７．１１８は虚部選択器。
Claims (1)
- １、受信信号より抽出した搬送波位相をジッタ予測フィ
ルタに入力し、前記受信信号より前記ジッタ予測フィル
タ出力を位相方向に差し引くサンプル周期Ｔ（秒）のデ
ィジタル信号処理型ジッタキャンセラにおいて、前記搬
送波位相を１／２ＮＴ（Ｈｚ）以下に帯域制限する第１
のローパスフィルタと、該ローパスフィルタ出力を周期
ＮＴ（秒）でサンプリングするサンプラと、該サンプラ
出力に従続するサンプル周期ＮＴ（秒）にて作動するデ
ィジタル正弦波強調器と、該正弦波強調器出力に補間を
行ないサンプル周期Ｔ（秒）の系列に変換する補間器と
、該補間器出力を１／２ＮＴ（Ｈｚ）に帯域制限する第
２のローパスフィルタを有し、該第２のローパスフィル
タ出力を前記ジッタ予測フィルタの入力とすることを特
徴とする適応型ジッタキャンセラ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62016119A JPH0640627B2 (ja) | 1987-01-28 | 1987-01-28 | 適応型ジツタキヤンセラ |
| US07/148,984 US4792964A (en) | 1987-01-28 | 1988-01-27 | Adaptive jitter canceller having sinusoidal accentuator and jitter prediction filter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62016119A JPH0640627B2 (ja) | 1987-01-28 | 1987-01-28 | 適応型ジツタキヤンセラ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63185232A true JPS63185232A (ja) | 1988-07-30 |
| JPH0640627B2 JPH0640627B2 (ja) | 1994-05-25 |
Family
ID=11907630
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62016119A Expired - Lifetime JPH0640627B2 (ja) | 1987-01-28 | 1987-01-28 | 適応型ジツタキヤンセラ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4792964A (ja) |
| JP (1) | JPH0640627B2 (ja) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5175746A (en) * | 1987-10-14 | 1992-12-29 | Canon Kabushiki Kaisha | Receiving apparatus and transmitting-receiving apparatus |
| GB8805767D0 (en) * | 1988-03-10 | 1988-04-07 | Ncr Co | Phase perturbation compensation system |
| JP2658221B2 (ja) * | 1988-07-27 | 1997-09-30 | 日本電気株式会社 | 位相制御方式 |
| US5132926A (en) * | 1990-09-21 | 1992-07-21 | Proteon, Inc. | Token ring equalizer |
| US5465413A (en) * | 1993-03-05 | 1995-11-07 | Trimble Navigation Limited | Adaptive noise cancellation |
| JP2818997B2 (ja) * | 1993-06-30 | 1998-10-30 | シャープ株式会社 | ディジタルデータ検出器 |
| GB9601488D0 (en) * | 1996-01-25 | 1996-03-27 | Rca Thomson Licensing Corp | Time reversal filter |
| US7003030B2 (en) | 1999-03-08 | 2006-02-21 | Lenovo (Singapore) Pte. Ltd. | Receivers, methods, and computer program products for an analog modem that receives data signals from a digital modem |
| US6661847B1 (en) | 1999-05-20 | 2003-12-09 | International Business Machines Corporation | Systems methods and computer program products for generating and optimizing signal constellations |
| JP3407255B1 (ja) * | 2002-05-07 | 2003-05-19 | 富士通株式会社 | 雑音除去方法及び装置 |
| US9160382B2 (en) | 2013-10-08 | 2015-10-13 | Blackberry Limited | Phase noise mitigation for wireless communications |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4004226A (en) * | 1975-07-23 | 1977-01-18 | Codex Corporation | QAM receiver having automatic adaptive equalizer |
| US4086592A (en) * | 1977-07-22 | 1978-04-25 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Digital sidelobe canceller |
| US4458355A (en) * | 1981-06-11 | 1984-07-03 | Hycom Incorporated | Adaptive phase lock loop |
| US4412341A (en) * | 1981-11-18 | 1983-10-25 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Interference cancellation method and apparatus |
| FR2538645B1 (fr) * | 1982-12-28 | 1986-04-11 | Thomson Csf | Procede et dispositif d'interpolation de la parole dans un systeme de transmission de parole numerisee |
| US4481645A (en) * | 1982-12-29 | 1984-11-06 | At&T Bell Laboratories | Linear distortion canceller circuit |
| US4639939A (en) * | 1984-02-20 | 1987-01-27 | Nec Corporation | Apparatus for cancelling periodic carrier phase jitters |
| US4627080A (en) * | 1984-11-23 | 1986-12-02 | At&T Bell Laboratories | Adaptive timing circuit |
| US4694468A (en) * | 1986-04-25 | 1987-09-15 | Eastman Kodak Company | Apparatus useful in channel equalization adjustment |
-
1987
- 1987-01-28 JP JP62016119A patent/JPH0640627B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1988
- 1988-01-27 US US07/148,984 patent/US4792964A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0640627B2 (ja) | 1994-05-25 |
| US4792964A (en) | 1988-12-20 |
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