JPS6321629A - カメラ用アナログ−デイジタル変換回路 - Google Patents
カメラ用アナログ−デイジタル変換回路Info
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- JPS6321629A JPS6321629A JP61165753A JP16575386A JPS6321629A JP S6321629 A JPS6321629 A JP S6321629A JP 61165753 A JP61165753 A JP 61165753A JP 16575386 A JP16575386 A JP 16575386A JP S6321629 A JPS6321629 A JP S6321629A
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- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims abstract description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 13
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
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- 238000005375 photometry Methods 0.000 description 3
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
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- G02—OPTICS
- G02B—OPTICAL ELEMENTS, SYSTEMS OR APPARATUS
- G02B7/00—Mountings, adjusting means, or light-tight connections, for optical elements
- G02B7/28—Systems for automatic generation of focusing signals
- G02B7/30—Systems for automatic generation of focusing signals using parallactic triangle with a base line
- G02B7/32—Systems for automatic generation of focusing signals using parallactic triangle with a base line using active means, e.g. light emitter
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/06—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters
- H03M1/0617—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by the use of methods or means not specific to a particular type of detrimental influence
- H03M1/0619—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by the use of methods or means not specific to a particular type of detrimental influence by dividing out the errors, i.e. using a ratiometric arrangement
-
- H—ELECTRICITY
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- H03M1/12—Analogue/digital converters
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- Measurement Of Optical Distance (AREA)
- Automatic Focus Adjustment (AREA)
- Exposure Control For Cameras (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（技術分野）
本発明は、カメラの電子制御に適したアナログ−ディジ
タル変換器に関する。
タル変換器に関する。
（従来技術）
カメラの自動化に伴って被写体の輝度情報や距離情報を
ディジタル信号に変換する必要が生じ、例えば特開昭６
０−１６４７２８号公報に示されたよう１こ、被写体輝
度検出素子ＲｔとコンデンサＣｔ直列に接続し、このコ
ンデンサＣの端子電圧が測光開始時点から基準電圧に到
達するまでのクロックパルス数を計数するようにしたデ
ィジタル式の測光装置が提案されている。
ディジタル信号に変換する必要が生じ、例えば特開昭６
０−１６４７２８号公報に示されたよう１こ、被写体輝
度検出素子ＲｔとコンデンサＣｔ直列に接続し、このコ
ンデンサＣの端子電圧が測光開始時点から基準電圧に到
達するまでのクロックパルス数を計数するようにしたデ
ィジタル式の測光装置が提案されている。
しかしながら、コンデンサＣの静電容量の変動や、基準
電圧の変動を受けて測定精度に低下を来たすという問題
があり、また基準電圧との比較手段として使用されるコ
ンパレータは、第６図に示したように電源ｅに対して３
個のトランジスタＴｌ、Ｔ２ 、Ｔ３を直列に介入させ
るため、各トランジスタのスレッシュホールド電圧の３
倍の電圧を賄うことができる高い電圧の電源を必要とす
るという問題がある。
電圧の変動を受けて測定精度に低下を来たすという問題
があり、また基準電圧との比較手段として使用されるコ
ンパレータは、第６図に示したように電源ｅに対して３
個のトランジスタＴｌ、Ｔ２ 、Ｔ３を直列に介入させ
るため、各トランジスタのスレッシュホールド電圧の３
倍の電圧を賄うことができる高い電圧の電源を必要とす
るという問題がある。
（目的）
本発明は、このような問題に鑑みてなされたものであっ
て、その目的とするところは高い変換精度を有して低電
圧駆動できる新規なカメラ用アナログ−ディジクル変換
器を提供することにある。
て、その目的とするところは高い変換精度を有して低電
圧駆動できる新規なカメラ用アナログ−ディジクル変換
器を提供することにある。
（実施例）
そこで以下に本発明の詳細を図示した実施例に基づいて
説明する。
説明する。
第１図は本発明の一実施例を示すものであって、図中符
号］はワンショットマルチバイブレータで、ＮＯＲゲー
ト１ａ、コンデンサ１ｂ及びインバータ１ｃそ直列接続
するとともに、ＮＯＲゲートｌａの一方の入力端子はイ
ンバータ］Ｃの出力を、他方の入力端子はトリガ回路２
に接続して構成され、レリーズ釦に連動するスイ・ンチ
５．６によつ基準抵抗３、及び光−抵汎Ｉ換機炬を有す
る受光素子４を介して選択的に電圧Ｖｅが印加されてい
る。７はパルス幅比演算回路で、一方の入力端子にはワ
ンショットマルチバイブレータ１から出力されるパルス
信号が、他方の入力端子には繰返し周波数の低いクロッ
ク信号Ｃに１と、これの高いクロック信号ＣＫ２が選択
的に入力するアンドゲート７ａと、これからのクロック
信号ＣＫＩが入力するプリセッタブルカウンタ７ｂと、
カウンタ７ｂのカウントアツプ信号を計数するカウンタ
７Ｃからなつ、２ｆ！類のクロック信号の数の比を演算
するように構成されている。８は、データ記憶回路７で
、表１に示したようにパルス幅比演算回路からの出力を
アドレスにして、この出力に一敗する露光値を格納して
いる。
号］はワンショットマルチバイブレータで、ＮＯＲゲー
ト１ａ、コンデンサ１ｂ及びインバータ１ｃそ直列接続
するとともに、ＮＯＲゲートｌａの一方の入力端子はイ
ンバータ］Ｃの出力を、他方の入力端子はトリガ回路２
に接続して構成され、レリーズ釦に連動するスイ・ンチ
５．６によつ基準抵抗３、及び光−抵汎Ｉ換機炬を有す
る受光素子４を介して選択的に電圧Ｖｅが印加されてい
る。７はパルス幅比演算回路で、一方の入力端子にはワ
ンショットマルチバイブレータ１から出力されるパルス
信号が、他方の入力端子には繰返し周波数の低いクロッ
ク信号Ｃに１と、これの高いクロック信号ＣＫ２が選択
的に入力するアンドゲート７ａと、これからのクロック
信号ＣＫＩが入力するプリセッタブルカウンタ７ｂと、
カウンタ７ｂのカウントアツプ信号を計数するカウンタ
７Ｃからなつ、２ｆ！類のクロック信号の数の比を演算
するように構成されている。８は、データ記憶回路７で
、表１に示したようにパルス幅比演算回路からの出力を
アドレスにして、この出力に一敗する露光値を格納して
いる。
表 １
なお、図中符号９は、クロック発振回路を示す。
次に、このように構成した装置の動作を第２図に示した
タイミング図に基づいて説明する。
タイミング図に基づいて説明する。
今、被写体輝度を測定すべくレリーズ釦を第１段階まで
押下すると、スイッチ５が○Ｎとなって基準抵抗３を介
してワンショットマルチバイブレータ１に電圧Ｖｅが印
加され、ついでトリガ回路２からトリガ信号が入力する
。
押下すると、スイッチ５が○Ｎとなって基準抵抗３を介
してワンショットマルチバイブレータ１に電圧Ｖｅが印
加され、ついでトリガ回路２からトリガ信号が入力する
。
これにより、マルチバイブレーク］は、コンデンサ１ｂ
と基準抵抗３どの時定数により定まる時間幅のパルスＰ
ｓ％出力する。このパルスＰｓは、パルス幅比演算回路
７に入力してゲート７ａを開にしてクロックパルスＣＫ
ＩＶプリセッタフルカウンタ７ｂに入力させ、パルス幅
に一敗するクロックパルス数をこのカウンタ７ｂにプリ
セットさせる。云うまでもなく、このパルスＰｓのパル
ス幅Ｔｓは、 により表され、基準抵抗３に比例した値となる（ただし
、Ｒｓは基準抵抗３の抵抗値を、Ｃはコンデンサの容量
値を、Ｖｅは電源電圧を、ｖｔｈはインバータのスレシ
ュホールド電圧を表わす）。
と基準抵抗３どの時定数により定まる時間幅のパルスＰ
ｓ％出力する。このパルスＰｓは、パルス幅比演算回路
７に入力してゲート７ａを開にしてクロックパルスＣＫ
ＩＶプリセッタフルカウンタ７ｂに入力させ、パルス幅
に一敗するクロックパルス数をこのカウンタ７ｂにプリ
セットさせる。云うまでもなく、このパルスＰｓのパル
ス幅Ｔｓは、 により表され、基準抵抗３に比例した値となる（ただし
、Ｒｓは基準抵抗３の抵抗値を、Ｃはコンデンサの容量
値を、Ｖｅは電源電圧を、ｖｔｈはインバータのスレシ
ュホールド電圧を表わす）。
基準抵抗３に基づくパルスＰｓの出力か終了した時点で
、スイッチ５がＯＦＦ、代わってスイッチ６か○Ｎとな
って受光素子４を介してマルチバイブレータ１に電圧Ｖ
ｅが印加され、ついでトリ力パルスが入力する。これに
より、マルチバイブレータ１は、受光素子４の被写体輝
度に対応する抵抗値日×に比例して、 なる時間幅ＴｘのパルスＰｘを出力する。
、スイッチ５がＯＦＦ、代わってスイッチ６か○Ｎとな
って受光素子４を介してマルチバイブレータ１に電圧Ｖ
ｅが印加され、ついでトリ力パルスが入力する。これに
より、マルチバイブレータ１は、受光素子４の被写体輝
度に対応する抵抗値日×に比例して、 なる時間幅ＴｘのパルスＰｘを出力する。
このパルスＰｘは、パルス幅比演算回路７に入力してゲ
ート７ａｕ開にしてクロ・ンクパルスＣＫ２をプリセッ
タブルカウンタ７ｂに入力させる。プリセッタブルカウ
ンタ７ｂは、クロック信号ＧＫ２による計数を開始して
、パルスＰｓによるプリセット値に達する度にカウント
アツプ信号を出力し、カウンタ７Ｃにカウントアツプの
回数を計数させる。
ート７ａｕ開にしてクロ・ンクパルスＣＫ２をプリセッ
タブルカウンタ７ｂに入力させる。プリセッタブルカウ
ンタ７ｂは、クロック信号ＧＫ２による計数を開始して
、パルスＰｓによるプリセット値に達する度にカウント
アツプ信号を出力し、カウンタ７Ｃにカウントアツプの
回数を計数させる。
このカウンタ７Ｃに計数された値は、パルス信号Ｐｓと
パルス信号Ｐｘのパルス幅比、つまり、日Ｓ の演算結果を表わすことになり、時定数回路を形成する
コンデンサ１ｂの容量Ｃ，電源電圧ｅ、及びスレッシュ
ホールド電圧ｖｔｈは相殺されて、基準抵抗３と受光素
子４の抵抗（ａだけが関与した値となる。このため、電
源電圧Ｖｅの変動やこれに追従して変動するスレッシュ
ホールド電圧ｖｔｈ、コンデンサの計時的変化や温度変
化等による容量変化の杉響が排除されて、極めて高い精
度の債となる。
パルス信号Ｐｘのパルス幅比、つまり、日Ｓ の演算結果を表わすことになり、時定数回路を形成する
コンデンサ１ｂの容量Ｃ，電源電圧ｅ、及びスレッシュ
ホールド電圧ｖｔｈは相殺されて、基準抵抗３と受光素
子４の抵抗（ａだけが関与した値となる。このため、電
源電圧Ｖｅの変動やこれに追従して変動するスレッシュ
ホールド電圧ｖｔｈ、コンデンサの計時的変化や温度変
化等による容量変化の杉響が排除されて、極めて高い精
度の債となる。
この演算結果は、データ記憶回路８に入力して対応する
アドレスにアクセスして被写体輝度情報に変換され、露
光制御のパラメータに供される。
アドレスにアクセスして被写体輝度情報に変換され、露
光制御のパラメータに供される。
第３図は、本発明の第２の実施例を示すものであって、
図中符号１ｏは、三角測距の原理を使用した測距回路で
あって、中性点にバイアス電圧発生回路１０ａからの基
準電圧が印加されたＰＳＤ素子］ｏｂの両端からの電流
をそｎぞれ帰還抵抗Ｒｆが接続された演算増幅器１０ｃ
、＋Ｏｄにより電圧信号ｖＬ＝日ｆｘｉｌ 、Ｖ２ ＝
ＲｆＸｉｚに変換し、これら信号を反転型増幅器１０ｅ
と、差動型増幅器１０ｆにより加算信号ＶＬ ＝ Ｖｔ
＋Ｖ２と、減算信号Ｖ２＝Ｖ２ ＶＬを出力するよ
うに構成されている。なお、図中符号１０９は発光素子
を、また１１、］２は集光レンズをそれぞれ示す。
図中符号１ｏは、三角測距の原理を使用した測距回路で
あって、中性点にバイアス電圧発生回路１０ａからの基
準電圧が印加されたＰＳＤ素子］ｏｂの両端からの電流
をそｎぞれ帰還抵抗Ｒｆが接続された演算増幅器１０ｃ
、＋Ｏｄにより電圧信号ｖＬ＝日ｆｘｉｌ 、Ｖ２ ＝
ＲｆＸｉｚに変換し、これら信号を反転型増幅器１０ｅ
と、差動型増幅器１０ｆにより加算信号ＶＬ ＝ Ｖｔ
＋Ｖ２と、減算信号Ｖ２＝Ｖ２ ＶＬを出力するよ
うに構成されている。なお、図中符号１０９は発光素子
を、また１１、］２は集光レンズをそれぞれ示す。
この測距回路１０は、被写体までの距ＭＡＬ、ＰＳＤの
長ざＧｄ、発光素子からＰＳＤ素子１０ｔ）の中点まで
の距Ｍをｂ、光点の形成位冨とＰＳＤの中点との距Ｍを
Ｘとすると（第４図）、ＰＳＤ素子１０ｂの各出力端子
からの出力電流はｉ１＝ （ｄ ２ｘ）／２ｄ−Ｆ、
ｉ２＝ （ｄ＋２ｘ）／２ｄ−Ｆとなる（ただし、Ｆは
被写体までの距離りと、その反射率で決る光点の強度で
ある）。
長ざＧｄ、発光素子からＰＳＤ素子１０ｔ）の中点まで
の距Ｍをｂ、光点の形成位冨とＰＳＤの中点との距Ｍを
Ｘとすると（第４図）、ＰＳＤ素子１０ｂの各出力端子
からの出力電流はｉ１＝ （ｄ ２ｘ）／２ｄ−Ｆ、
ｉ２＝ （ｄ＋２ｘ）／２ｄ−Ｆとなる（ただし、Ｆは
被写体までの距離りと、その反射率で決る光点の強度で
ある）。
一方、中点と光点との距Ｍｘは、レンズ１１の焦点距離
をｆとすると、ｆ −ｂ／Ｌで表わされるから、 ｉ２ ｉｔ １ ２ｆｂ ｉ１＋ｉ２Ｌ ｄ となる。
をｆとすると、ｆ −ｂ／Ｌで表わされるから、 ｉ２ ｉｔ １ ２ｆｂ ｉ１＋ｉ２Ｌ ｄ となる。
故（こ被写体までの距離しは、
Ｌ＝Ｋ・（１□＋ｉ２）／（ｉ２−ｉ□）により表わさ
れる。
れる。
云うまでもなく、この比例式は、光点の光強度をファク
ターとして含まないので、被写体の反射率や発光素子の
出力変動に拘りなく距Ｍを検出することができるという
特徴がある。
ターとして含まないので、被写体の反射率や発光素子の
出力変動に拘りなく距Ｍを検出することができるという
特徴がある。
この測距回路１０からの加算信号出力端子ｐと減算信号
出力端子ｍは、切換回路１３及び電圧電流変換回路］７
を介してワンショットマルチバイブレータ１に時間差を
持って交互に入力するように接続されている。
出力端子ｍは、切換回路１３及び電圧電流変換回路］７
を介してワンショットマルチバイブレータ１に時間差を
持って交互に入力するように接続されている。
なお、電圧電流変換器］７は、切換回路ＢがＰをＷｉ続
したとき、電流工１は Ｉｒ ＝ｋ （ｉｔ ＋ｉ２）、 ｍを接続したとき、電流工２は Ｉ２ ＝ｋ （ｉｚ ｉｔ ） そ出力するように、構成されている（なお、ｋはＲＣ，
Ｒ５で決定される定数）。
したとき、電流工１は Ｉｒ ＝ｋ （ｉｔ ＋ｉ２）、 ｍを接続したとき、電流工２は Ｉ２ ＝ｋ （ｉｚ ｉｔ ） そ出力するように、構成されている（なお、ｋはＲＣ，
Ｒ５で決定される定数）。
１４は、データ記憶回路で、表２に示したようにパルス
幅比演算回路７からの出力信号をアドレスに採り、パル
ス幅比に一致する距離がデータとして格納されている。
幅比演算回路７からの出力信号をアドレスに採り、パル
ス幅比に一致する距離がデータとして格納されている。
この実施例においで、被写体までの距ｔＷを測定すべく
、例えばレリーズ釦を押下すると、切換回路１３から測
距回路１０の加算信号ＶＬが電圧電流変換回路１７を介
してＩｔ ＝ｋ （ｉｔ ＋ｉ２）の信号を入力し、つ
いでトリガ回路２からトリガ信号が入力する。
、例えばレリーズ釦を押下すると、切換回路１３から測
距回路１０の加算信号ＶＬが電圧電流変換回路１７を介
してＩｔ ＝ｋ （ｉｔ ＋ｉ２）の信号を入力し、つ
いでトリガ回路２からトリガ信号が入力する。
これにより、マルチバイブレータ１は、コンデンサ１ｂ
と電流工１の値により定まる時ｎ幅のパルスＰｔｔ出力
する。このパルスＰ１は、パルス幅比演算回路７に入力
してゲート７ａを開にしてクロックパルスＣＫＩをプリ
セッタブルカウンタ７ｂに入力させ、パルス幅に一致す
るクロックパルス数をカウンタ７ｂにプリセットさせる
。云うまでもなく、このパルスＰｔのパルス幅Ｔｌは、
により表され、（ｉ＊＋ｉ２）に比例した値となる。
と電流工１の値により定まる時ｎ幅のパルスＰｔｔ出力
する。このパルスＰ１は、パルス幅比演算回路７に入力
してゲート７ａを開にしてクロックパルスＣＫＩをプリ
セッタブルカウンタ７ｂに入力させ、パルス幅に一致す
るクロックパルス数をカウンタ７ｂにプリセットさせる
。云うまでもなく、このパルスＰｔのパルス幅Ｔｌは、
により表され、（ｉ＊＋ｉ２）に比例した値となる。
加算信号ｖ１に基づくパルスｐｔの出力か終了した時点
で、切換回路］３が作動して測距回路１０から減算信号
Ｖ２が電圧電流変換回路１７を介してＩ２ ＝ｋ （ｉ
２＋ｉ＋ ）マルチバイブレータ１に入力し、ついでト
リガパルスが入力する。
で、切換回路］３が作動して測距回路１０から減算信号
Ｖ２が電圧電流変換回路１７を介してＩ２ ＝ｋ （ｉ
２＋ｉ＋ ）マルチバイブレータ１に入力し、ついでト
リガパルスが入力する。
これにより、マルチバイブレータ１は、電流ｒ２ｉこ比
例する＠前幅 のパルスＰ２を出力する。このパルスＰりは、パルス幅
比演算回路７に入力してゲート７ａ７ｉ開にしてクロッ
クパルスＧＫ２！プリセッタブルカウンタ７ｂに入力さ
せる。
例する＠前幅 のパルスＰ２を出力する。このパルスＰりは、パルス幅
比演算回路７に入力してゲート７ａ７ｉ開にしてクロッ
クパルスＧＫ２！プリセッタブルカウンタ７ｂに入力さ
せる。
プリセッタブルカウンタ７ｂは、プリセット値に達する
度にカウントアツプ信号を出力して、カウンタ７Ｃにカ
ウントアツプ信号を計数させる。
度にカウントアツプ信号を出力して、カウンタ７Ｃにカ
ウントアツプ信号を計数させる。
このカウンタ７Ｃに計数された値は、パルス信号Ｐ工と
信号Ｐ２の比、つまり、 （ｉｚ −ｉｔ ） となって、距ＭＬに比例した値となる。この演算過程に
おいてコンデンサの容ｔＣ１電源電圧ｖｅ、及びスレッ
シュホールド電圧ｖｔｈは相殺されて、（ｉｔ＋ｉ２）
と、（ｉｚ−ｉｔ ）だけが間与した値となる。このた
め、電源電圧Ｖｅの変動やこれに追従して変動するスレ
ッシュホールド電圧ｖｔｈ、コンデンサ１ｂの計時的変
化や温度変化等による容量変化の影響が排除されで、極
めで高い精度の値となる。
信号Ｐ２の比、つまり、 （ｉｚ −ｉｔ ） となって、距ＭＬに比例した値となる。この演算過程に
おいてコンデンサの容ｔＣ１電源電圧ｖｅ、及びスレッ
シュホールド電圧ｖｔｈは相殺されて、（ｉｔ＋ｉ２）
と、（ｉｚ−ｉｔ ）だけが間与した値となる。このた
め、電源電圧Ｖｅの変動やこれに追従して変動するスレ
ッシュホールド電圧ｖｔｈ、コンデンサ１ｂの計時的変
化や温度変化等による容量変化の影響が排除されで、極
めで高い精度の値となる。
この演算結果は、データ記憶回路１４に入力して対応す
るアドレスにアクセスして被写体までの距離情報に変換
され、焦点距離制御や露光制御のパラメータに供される
。
るアドレスにアクセスして被写体までの距離情報に変換
され、焦点距離制御や露光制御のパラメータに供される
。
第５図は、本発明の第３の実施例を示すものであって、
測定モード切換回路１５を介してワンショットマルチバ
イブレータ１に測光回路の基準抵抗３、受光素子４と、
測距回路１０を接続したもので、この実施例によれば、
例えばレリーズ釦に連動させて測定モード切え回路１５
を作動させることにより、測定された測光値と、距Ｎ値
を共通のワンショットマルチバイブレータ］によりパル
ス幅比に変換して各被写体輝度や距離データを格納した
データ記憶回路１６にアクセスしてディジクル信号化す
ることができ、コストの低減を図ることができる。
測定モード切換回路１５を介してワンショットマルチバ
イブレータ１に測光回路の基準抵抗３、受光素子４と、
測距回路１０を接続したもので、この実施例によれば、
例えばレリーズ釦に連動させて測定モード切え回路１５
を作動させることにより、測定された測光値と、距Ｎ値
を共通のワンショットマルチバイブレータ］によりパル
ス幅比に変換して各被写体輝度や距離データを格納した
データ記憶回路１６にアクセスしてディジクル信号化す
ることができ、コストの低減を図ることができる。
なお、上述の実施例においては、カウンタの組合せによ
りパルス幅演算手段を構成しているが、他の形式のパル
ス幅比演算回路を使用することも可能であり、また基準
値と測定値のパルス幅比演算回路への入力順序をいずれ
を先にしても同様の以上、説明したように本発明によれ
ば、基準信号発生要素と測定信号発生要素を発振周期を
規定する要素として交互に選択的に撞続可能としたパル
ス発振手段と、該手段からの２つのパルス信号のパルス
幅の比を演算する手段を設けたので、時定数回路を構成
するコンデンサや、電圧値の回路定数を相殺して計時的
変化や温度変化による影響を除去し、測定値を高い精度
でディジタル信号に変換することができる。
りパルス幅演算手段を構成しているが、他の形式のパル
ス幅比演算回路を使用することも可能であり、また基準
値と測定値のパルス幅比演算回路への入力順序をいずれ
を先にしても同様の以上、説明したように本発明によれ
ば、基準信号発生要素と測定信号発生要素を発振周期を
規定する要素として交互に選択的に撞続可能としたパル
ス発振手段と、該手段からの２つのパルス信号のパルス
幅の比を演算する手段を設けたので、時定数回路を構成
するコンデンサや、電圧値の回路定数を相殺して計時的
変化や温度変化による影響を除去し、測定値を高い精度
でディジタル信号に変換することができる。
またパルス幅により比較するようにしているため、コン
パレータが不要となって電源電圧を可及的に低くするこ
とができる。
パレータが不要となって電源電圧を可及的に低くするこ
とができる。
ざらに、パルス幅比をアドレスにし、これに対応する測
定値をデータとして記憶手段に格納したので、検出素子
や回路部品の特性や公差に応じて格納すべきデータを変
更するだけで器差を補正することができて、回路部品に
高い精度の部品を必要とすることなくカメラ制御用のパ
ラメータを高い精度で得ることができる。
定値をデータとして記憶手段に格納したので、検出素子
や回路部品の特性や公差に応じて格納すべきデータを変
更するだけで器差を補正することができて、回路部品に
高い精度の部品を必要とすることなくカメラ制御用のパ
ラメータを高い精度で得ることができる。
第１図は本発明の一実施例を示す装置のブロック図、第
２図は同上装置の動作を示すタイミング図、第３図は本
発明の他の実施例を示す装：のブロック図、第４図は第
３図装置にあける測距回路の動作を示す説明図、第５図
は本発明の他の実施例を示す装置のブロック図、及び第
６図は従来の測光回路の一例を示す回路図である。 １・・・・ワンショットマルチバイブレータ３・・・・
基準抵折 ４・・・・受光素子 ７・・・・パルス幅比演算回
路１０・・・・測距回路
２図は同上装置の動作を示すタイミング図、第３図は本
発明の他の実施例を示す装：のブロック図、第４図は第
３図装置にあける測距回路の動作を示す説明図、第５図
は本発明の他の実施例を示す装置のブロック図、及び第
６図は従来の測光回路の一例を示す回路図である。 １・・・・ワンショットマルチバイブレータ３・・・・
基準抵折 ４・・・・受光素子 ７・・・・パルス幅比演算回
路１０・・・・測距回路
Claims (1)
- 基準信号発生要素と測定信号発生要素をパルス幅を規定
する要素として交互に選択的に接続可能とされたパルス
出力手段と、該手段からの２つのパルス信号のパルス幅
の比を演算する手段と、前記比に対応する制御情報を格
納した記憶手段からなるカメラ用アナログ−ディジタル
変換回路。
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| JP61165753A JP2561075B2 (ja) | 1986-07-15 | 1986-07-15 | カメラ用アナログ−デイジタル変換回路 |
| GB8716365A GB2192763B (en) | 1986-07-15 | 1987-07-10 | Analog-to-digital converter for a camera |
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